JP5217792B2 - 光受信機の電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機 - Google Patents

Description

本発明は、光ファイバ通信に用いる光受信機への電力供給を効率的に行うための制御技術に関し、特に、デジタル信号処理を行う光受信機の電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機に関する。

現在、光ファイバ通信システムに使用される光受信機についてデジタル受信方式を適用することにより装置コストの削減が図られている。特に、デジタルコヒーレント受信方式を適用した光受信機は、光信号をコヒーレント受信して電気信号に変換した後のデジタル信号処理により分散補償を行うことが可能であり、高価な分散補償ファイバ等を用いた光の状態での分散補償を行わずに済むようになるので、装置コストの大幅な削減が期待されている。

具体的にデジタルコヒーレント光受信機では、受信信号光と局部発振光とを合成して生成した光信号が光電変換素子およびＡＤコンバータでデジタル電気信号に変換される。そして、該デジタル信号を入力とするデジタル信号処理回路において、上記の分散補償を実現する波形等化処理や信号識別処理などが行われる。このデジタル信号処理回路は、デジタル信号の演算処理により様々な機能を実現するため大規模な回路構成となり、その大部分を波形等化のための演算処理を行う回路ブロックが占めることも多い。

上記のようなデジタル信号処理回路における波形等化に関する従来技術としては、例えば有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finite Impulse Response）特性を有するフィルタ等を利用して受信信号のフィルタリングを行うようにし、該ＦＩＲフィルタ等の重みである複数の可変パラメータ（タップ係数）を信号品質のモニタ結果に応じて適切に設定することで、波長分散や偏波モード分散に起因した波形劣化を抑制する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００８−３５３１９号公報

しかし、上記のようなＦＩＲフィルタ等を用いて波形等化を実現した従来の光受信機については消費電力が大きいという課題がある。すなわち、光ファイバ伝送路における波長分散の影響は光信号の伝送速度が高速になるほど顕著になり、また、４０Ｇｂ／ｓ等の超高速な光信号を受信する場合には偏波モード分散の影響も無視できなくなるため、波長分散および偏波モード分散の補償を高い精度で行うことが要求される。そのような高い精度の分散補償を実現するためには、波形等化に用いるフィルタのタップ数を増やし、各々のタップ係数を光ファイバ伝送路の状態に応じて最適化することが必要になる。フィルタのタップ数が増えれば、該フィルタを有効に動作させるために必要な電力も増えるので、光受信機の消費電力が増大する。つまり、従来の光受信機は、デジタル信号処理による波形等化を高い精度で行うのに消費電力の増大は避けられないという問題点がある。

本発明は上記の点に着目してなされたもので、デジタル信号処理を行う光受信機について、高精度の波形等化を実現しながら消費電力の低減を図ることのできる電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するためにここで提案する光受信機の電力供給制御方法は、光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信し、該信号光をデジタルの電気信号に変換して得た受信信号のデジタル信号処理により、データを再生する光受信機への電力の供給状態を制御するための方法であって、前記光受信機で行われるデジタル信号処理が、直列に接続された第１フィルタおよび第２フィルタを用いて、前記受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号の波形等化を行う過程を含む場合に適用される。この電力供給制御方法は、信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記第１フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、信号光の運用開始後には、前記波形等化の行われた受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記第２フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算する過程と、前記計算された可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別する過程と、前記第１および第２フィルタについて、前記判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する過程と、を含むようにした方法である。

上記の提案による光受信機の電力供給制御方法によれば、信号光の運用開始前および運用開始後に計算した第１および第２フィルタの可変パラメータのうち、閾値よりも絶対値が小さくなる可変パラメータ、つまり、受信信号の波形等化への影響が少ない可変パラメータが判別され、該可変パラメータが乗じられる成分に対応した回路部分への電力供給が停止されるようになるため、２段構成のフィルタにより高い精度の波形等化を実現しながら消費電力の増加を抑えることが可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について添付図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明による電力供給制御方法を用いた光受信機の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
図１において、本実施形態の光受信機は、例えば、入力信号光を受信して電気信号に変換する光受信部１と、該光受信部１で変換されたアナログの電気信号をデジタルに変換して受信信号を得るＡＤ変換部３と、該ＡＤ変換部３で変換された受信信号のデジタル信号処理を行いデータを再生するデジタル信号処理回路５と、を備える。また、デジタル信号処理回路５は、その機能ブロックとして、受信信号の波形等化を行う波形等化部５１と、該波形等化部５１で用いるタップ係数（可変パラメータ）を計算するタップ係数計算部５２と、タップ係数の値に応じて波形等化部５１への電力供給を制御する電力供給制御部５３と、波形等化部５１で波形等化された受信信号を識別処理してデータを再生する識別処理部５４を具備している。以下、本光受信機の各部の構成について具体的に説明する。

光受信部１は、例えば、入力信号光として多値の位相シフト変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）が施された信号光（以下、「ｍＰＳＫ信号光」と呼ぶ。ただし「ｍ」は２^ｎ（ｎ＝１，２，３，…）である。）をコヒーレント受信する場合を想定すると、図２の左側に示すような構成を適用することが可能である。この図２の例では、光受信機の入力ポートＩＮに接続される図示しない光ファイバ伝送路を伝搬されてきたｍＰＳＫ信号光が、偏波制御器１１を介して光ハイブリッド回路１２の一方の入力端子に与えられる。この光ハイブリッド回路１２の他方の入力端子には、局部発振光源１３から出力される光（以下、「局発光」と呼ぶ）が与えられており、該局発光の偏波状態に対するｍＰＳＫ信号光の偏波状態が偏波制御器１１により可変制御されている。光ハイブリッド回路１２は、入力されるｍＰＳＫ信号光および局発光を合成し、光位相が互いに９０度異なる２組の光を光検出器（Ｏ／Ｅ）１４，１５にそれぞれ出力する。各光検出器１４，１５は、光ハイブリッド回路１２からの出力光を受光して光電変換検出を行う。

ＡＤ変換部３は、例えば図２の右側に示すように、２つのＡＤコンバータ（ＡＤＣ）３１，３２およびクロック発生回路（ＣＲ）３３を有する。各ＡＤコンバータ３１，３２は、各光検出器１４，１５から出力されるアナログの受信信号を、クロック発生回路３３から出力されるクロック信号ＣＬＫに従ってサンプリングすることでデジタル信号に変換する。各ＡＤコンバータ３１，３２から出力されるデジタル信号Ｉ，Ｑは、デジタル信号処理回路５の波形等化部５１に入力される。

なお、光受信部１およびＡＤ変換部３の具体的な構成として、ここではｍＰＳＫ信号光をコヒーレント受信する場合の一例を挙げたが、本発明の光受信機で処理可能な信号光の変調方式はｍＰＳＫに限定されるものではなく、デジタル受信方式を適用可能な公知の変調方式（例えば、ｍＱＡＭ（m-level Quadrature Amplitude Modulation）変調方式等）に対して本発明は有効である。また、本発明における望ましい受信方式としてコヒーレント受信方式を挙げているが、例えば直接検波方式にも本発明を応用することは可能である。

波形等化部５１には、例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）特性を有する一般的なフィルタ（以下、「ＦＩＲフィルタ」と呼ぶ）が適用され、帯域制限を行うことなく受信信号の波形等化が可能な構成になっている。このＦＩＲフィルタは、図３の左上に示すように、直列に接続された複数の遅延回路５１１と、複数の複素乗算回路５１２と、加算回路５１３とを組み合わせた回路構成により実現することが可能である。各遅延回路５１１は、ＡＤコンバータ３１，３２からの受信信号Ｉ，Ｑを時間Ｔ刻みで遅延させる。遅延前の入力信号および各遅延回路５１１で遅延された信号は、各々の一部がタップされて対応する複素乗算回路５１２に送られる。ここでは、タップ番号として、初段の遅延回路５１１の入力側のタップを０番、出力側のタップを１番、以降各段の遅延回路５１１の出力側のタップに順次２番からｋ番までを付与している。各複素乗算回路５１２は、タップされたｉ番目（ｉ＝０〜ｋ）の成分に対して、タップ係数計算部５２で計算されたタップ係数Ｃｉを乗じ、それを加算回路５１３に出力する。なお、タップ係数Ｃｉは、−１以上１以下の範囲で設定される可変パラメータである。加算回路５１３は、各複素乗算回路５１２の出力成分の総和をとる。これにより、タップ係数Ｃ０〜Ｃｋの設定に応じたフィルタ特性に従い受信信号Ｉ，Ｑを波形等化した信号Ｉ’，Ｑ’が加算回路５１３から出力されて識別処理部５４に送られる。

タップ係数計算部５２は、本光受信機の入力ポートＩＮに接続される光ファイバ伝送路の状態に応じて、波形等化部５１により最適な分散補償が実現されるように、ＦＩＲフィルタの各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋを計算する。このタップ係数計算部５２の計算結果は、ＦＩＲフィルタの対応する乗算回路５１２に与えられると共に、電力供給制御部５３にも伝えられる。なお、光ファイバ伝送路の状態は、受信信号光の波形劣化の要因となる波長分散や偏波モード分散の発生量などをパラメータとして表される。これらのパラメータ、特に波長分散は、基本的に、光ファイバ伝送路に用いられている光ファイバの種類および長さと信号波長が分かれば、それに対応した値を予め定めることが可能であり、その値に応じて定められた分散補償量が外部等からタップ係数計算部５２に与えられてもよい。

上記のタップ係数計算部５２における計算方法の一例を挙げておくと、波長分散値β_２［ｓ^２／ｍ］を持つ光ファイバをＬ［ｍ］伝搬した場合の信号光の伝達関数Ｈ（ω）は、次の（１）式で表すことができる。

上記信号光の波長分散を補償するための等化フィルタの伝達関数Ｈ^−１（ω）は、次の（２）式で表される。

上記の（２）式に対応したＦＩＲフィルタのタップ係数Ｃｋは、ＡＤコンバータ３１，３２におけるサンプリング周波数の逆数をＴ_ｓとして、次の（３）式に従い計算することが可能である。

電力供給制御部５３は、タップ係数計算部５２から伝えられる各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋと、予め定めた閾値Ｃｔｈ（正の数）との比較を行い、タップ係数Ｃｊ（ｊ＝０〜ｋ）の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなる場合に、該タップ係数Ｃｊに対応した回路部分への電力の供給を停止させる電力制御信号Ｓｉ，Ｓｑを生成し、それをＦＩＲフィルタに出力する。ここで、電力制御信号Ｓｉは、タップ係数Ｃｊの実部の絶対値と閾値Ｃｔｈの比較に基づいて、Ｃｊの実部に関する回路部分への電力の供給を停止させるものであり、また、電力制御信号Ｓｑは、タップ係数Ｃｊの虚部の絶対値と閾値Ｃｔｈの比較に基づいて、Ｃｊの虚部に関する回路部分への電力の供給を停止させるものである。ただし、回路の簡略化のために、タップ係数Ｃｊの実部と虚部を個別に扱わず、複素数Ｃｊの絶対値を閾値Ｃｔｈと比較した結果に基づいて、Ｃｊの実部・虚部共通の電力制御信号としてＳｉのみを生成する構成としてもよい。上記の閾値Ｃｔｈに関しては、光受信機の仕様等に従って定められる、ＦＩＲフィルタによる波形等化（分散補償）の誤差の許容値を基にして、適切な値が事前に設定されてもよいし、動作運用中に、回路の消費電力と伝送信号品質の兼ね合いを考慮した上で、適応的に制御してもよいものとする。上記のように電力供給制御部５３は、可変パラメータ判定手段および電力制御信号生成手段としての機能を備えている。

図４は、タップ係数計算部５２で計算されるＦＩＲフィルタの各タップ係数を分散補償量毎に示した一例である。図の横軸はタップ番号、縦軸はタップ係数を表している。ただし、ここではタップに正および負の番号を付してタップ係数の計算を行っている。上記図３に示したＦＩＲフィルタの構成例は、負のタップ番号には対応していないが、遅延回路５１１を前方に伸ばして０番のタップよりも前に負の番号のタップを順次つなげていくことで、正および負のタップ番号に対応したＦＩＲフィルタを考えることが可能である。

図４の計算例において、分散補償量が０ｐｓ／ｎｍの場合は、正負の番号にわたるタップ係数のうち、０番とその近傍のタップ係数だけが比較的大きな絶対値をとり、その他のタップ係数は略零となる。この場合、図中の破線領域に示すように、０番とその近傍以外のタップ係数の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなって電力供給の停止対象となる。分散補償量が増加して１０００ｐｓ／ｎｍになると、タップ番号が０番から±１０番前後に該当するタップ係数の絶対値が比較的大きくなり、それらよりタップ番号が離れたタップ係数の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなって電力供給の停止対象となる。分散補償量がさらに増加して３０００ｐｓ／ｎｍになると、タップ番号が０番から±３０番前後に該当するタップ係数の絶対値が比較的大きくなり、それらよりタップ番号が離れたタップ係数の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなって電力供給の停止対象となる。さらに、タップ番号が±３０番の範囲内であっても、タップ係数の実部または虚部のいずれか一方の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなるタップ番号（例えばタップ番号±１０番の虚部，±１７番の実部など）に関しては、一部演算回路について電力供給の停止対象となり得る。分散補償量が５０００ｐｓ／ｎｍまで増加すると、全てのタップ係数の絶対値が閾値Ｃｔｈ以上となり、この場合は基本的にＦＩＲフィルタの全ての回路部分に電力が供給される。ただし、タップ係数の実部または虚部のいずれか一方の絶対値が閾値Ｃｔｈよりも小さくなるタップ番号に関しては、一部演算回路について電力供給の停止対象となり得る。

電力供給制御部５３から出力される電力制御信号Ｓｉ，Ｓｑに従って、閾値Ｃｔｈよりも絶対値の小さいタップ係数Ｃｊに対応した回路部分への電力の供給を停止させる具体的な方法としては、例えば、ＦＩＲフィルタのタップ係数Ｃｊが与えられる複素乗算回路５１２への電力供給を停止させることが可能である。また、加算回路５１３においてタップ係数Ｃｊに対応した成分を他の成分と合算する回路要素への電力供給を停止させるようにしてもよい。さらに、ｊ番目以降のタップ係数Ｃｊ〜Ｃｋが全て閾値Ｃｔｈよりも小さくなる場合には、ｊ段からｋ段までの遅延回路５１１として設けられているバッファ回路への電力供給を停止させるようにしても構わない。加えて、ここでは図示を省略しているが、ＦＩＲフィルタに関連してスキュー調整用のバッファ回路が設けられている場合には、そのバッファ回路への電力供給を停止させることも可能である。

なお、上記のような電力供給の停止方法に関しては、制御の対象となる回路部分を駆動するための電力、いわゆる電源を停止させる場合だけではなく、当該回路部分に供給されるクロック信号を停止させるようにすることも可能である。クロック信号を停止させる場合には、当該回路部分の出力が０になる時にクロック信号の供給を止めるか、または、クロック信号の停止と同時に回路出力を強制的に０にする。電源の停止とクロック信号の停止とは、同時に行うことも、或いは、いずれかを単独で行うことも可能であり、電源とクロック信号を同時に停止させれば、光受信機の消費電力を効果的に低減することができる。

識別処理部５４は、例えば図３の右側に示すように、周波数／位相補償制御回路５４１および信号識別回路５４２を有する。周波数／位相補償制御回路５４１は、波形等化部５１で波形等化された信号Ｉ’，Ｑ’に対し、周波数オフセット補償や位相同期などの公知の処理を施して信号識別回路５４２に出力する。信号識別回路５４２は、周波数／位相補償制御回路５４１からの信号の識別処理を行うことによりデータを生成する。当該受信データは、出力ポートを介して光受信機の外部に出力されるか、若しくは、フレーム処理やＦＥＣ（Forward Error Correction）デコード処理などの所要の信号処理を行う別の回路ブロックに出力される。

次に、前述した電力供給制御部５３による波形等化部５１への電力供給の制御動作について、図５のフローチャートを参照しながら詳しく説明する。
本実施形態では、信号光の運用が開始される前の段階、すなわち、本光受信機の入力ポートＩＮに接続される光ファイバ伝送路からの信号光を光受信機が受信する前に、波形等化部５１に供給する電力の最適化が電力供給制御部５３によって図られる。具体的には、まず、入力ポートＩＮに接続される光ファイバ伝送路の種類、長さに応じて決まる波長分散値に対応させて、受信信号光に生じた波長分散を補償するのに必要な分散補償量が定められ、該分散補償量が光受信機のタップ係数計算部５２に与えられる（図５のフローチャートに示すＳ１１）。

タップ係数計算部５２では、前述した（３）式に従って、与えられた分散補償量に対応するＦＩＲフィルタのタップ係数Ｃ０〜Ｃｋの値が計算される（Ｓ１２）。具体的に、分散補償量として例えば１０００ｐｓ/ｎｍが与えられた場合、前述した図４の計算例で考えると、右上に示したような各タップ番号に対応したタップ係数が計算されることになる。このタップ係数計算部５２で求められたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋは、ＦＩＲフィルタの対応する複素乗算回路５１２に与えられると同時に、電力供給制御部５３にも伝えられる。

電力供給制御部５３では、タップ係数計算部５２からの各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋの絶対値と予め定められた閾値Ｃｔｈとの比較が行われ、閾値Ｃｔｈよりも絶対値が小さくなるタップ係数Ｃｊが判別される（Ｓ１３）。そして、該タップ係数Ｃｊに対応した回路部分への電力の供給を停止させる電力制御信号が生成され、該電力制御信号がＦＩＲフィルタに出力される（Ｓ１４）。電力供給制御部５３からの電力制御信号を受けたＦＩＲフィルタでは、閾値Ｃｔｈより小さなタップ係数Ｃｊに対応した複素乗算回路５１２などへの電力供給が停止される（Ｓ１５）。

上記のようにして運用開始前におけるＦＩＲフィルタへの電力供給制御が完了すると、そのＦＩＲフィルタの各タップ係数の設定および電力供給状態を維持したまま、信号光の運用が開始されて、光ファイバ伝送路を伝搬した信号光が光受信機でデジタルコヒーレント受信される。このとき、デジタル信号処理回路５では、ＦＩＲフィルタの各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋに対応した回路部分のうち、閾値Ｃｔｈ以上の絶対値を持つタップ係数に対応した回路部分のみが電力供給を受けて有効に作動し、該ＦＩＲフィルタにより、ＡＤコンバータ３１，３２からのデジタル信号Ｉ，Ｑの波形等化（分散補償）が行われる。このとき、分散補償への影響が小さく誤差の許容範囲と見なされるタップ係数に対応した回路部分には電力が供給されないので、有効な分散補償により良好な受信特性を実現しながら、光受信機の消費電力を低減することが可能になる。

次に、上記の第１実施形態に関する応用例について説明する。
図６は、第１応用例におけるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、第１応用例における光受信機の全体構成は、前述した第１実施形態の構成（図１）と同様である。以下では、第１実施形態の構成と同一または対応する部分には同じ符号を付して当該部分の説明を省略する。

図６に示すデジタル信号処理回路５’は、信号光の運用開始後に、波形等化部５１に入出力されるデジタル信号の状態をモニタし、ＦＩＲフィルタの各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋを適応的に可変制御する、いわゆる適応波形等化が行われるようにしている。この適応波形等化は、前述した第１実施形態の場合のように波形等化を行うＦＩＲフィルタに対して、信号光の運用開始前に計算したタップ係数を運用開始後も固定的に与えるのとは、次の点で制御の方式が異なる。すなわち、適応波形等化は、予め定めておいたアルゴリズムに従い、運用開始後において常時または所定の周期で、受信信号の理想的な波形に対する実際の波形の差分などの波形品質情報をモニタし、該モニタ結果に応じてＦＩＲフィルタの各タップ係数を再計算してＦＩＲフィルタにフィードバックすることで、波形等化後の受信信号を理想状態に近づける制御方式である。なお、波形品質情報としては、上述した受信信号の理想的な波形に対する実際の波形の差分の他に、誤り訂正回路によって検出される誤り検出数または誤り訂正数などを用いてもよい。

具体的には、ＦＩＲフィルタに入力される信号Ｉ，Ｑの一部とＦＩＲフィルタから出力される信号Ｉ’，Ｑ’の一部とが取り出されてタップ係数計算部５２’に送られる。タップ係数計算部５２’は、送られてくる信号Ｉ，Ｑおよび信号Ｉ’，Ｑ’を用い、予め定めたフィルタ最適化のアルゴリズムに従って各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋを再計算することにより、上記のような適応波形等化を行う。このタップ係数計算部５２’で再計算されたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋは、ＦＩＲフィルタの対応する複素乗算回路５１２に与えられると共に、電力供給制御部５３にも伝えられる。

図７のフローチャートは、上記のデジタル信号処理回路５’において運用開始後に行われる電力供給の制御動作を例示している。なお、運用開始前の制御動作は、前述の図５に示したフローチャートに従うためここでの説明を省略する。運用が開始されて光ファイバ伝送路を伝搬した信号光が光受信機で受信されるようになると、まず、タップ係数計算部５２’において適応波形等化が行われ、再計算されたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋが電力供給制御部５３に伝えられる（Ｓ２１）。

電力供給制御部５３では、タップ係数計算部５２’で再計算された各タップ係数Ｃ０〜Ｃｋの値と予め定められた閾値Ｃｔｈとの比較が行われ、閾値Ｃｔｈよりも絶対値が小さくなるタップ係数Ｃｊが判別される（Ｓ２２）。そして、該タップ係数Ｃｊに対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号が運用開始前のものから更新され、該更新された電力制御信号がＦＩＲフィルタに出力される（Ｓ２３）。電力供給制御部５３からの電力制御信号を受けたＦＩＲフィルタでは、閾値Ｃｔｈより小さなタップ係数Ｃｊに対応した複素乗算回路５１２などへの電力供給が停止される（Ｓ２４）。このようなＳ２１〜Ｓ２４の一連の処理が運用中常時または所定の周期で繰り返し実行される。

上記のようにデジタル信号処理回路５’で適応波形等化が行われるようにしたことにより、例えば、偏波モード分散に起因して受信信号の波形が時々刻々変化するような場合でも、受信信号の波形が理想状態に近づけられるので良好な受信特性を安定して実現することができる。また、適応波形等化により再計算されるタップ係数Ｃ０〜Ｃｋの値に応じてＦＩＲフィルタの不要な回路部分への電力供給が停止されるため、光受信機の消費電力を効率的に低減することが可能になる。

次に、前述した第１実施形態の第２応用例について説明する。
図８は、第２応用例におけるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
図８において、第２応用例のデジタル信号処理回路５’は、２つのＦＩＲフィルタ５１Ａ，５１Ｂを直列接続した波形等化部５１’を設け、上記の第１応用例で説明した適応波形等化を、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａには適用せず、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂに適用した構成となっている。

各ＦＩＲフィルタ５１Ａ，５１Ｂの回路構成は、前述の図３左上に示した回路構成と同様である。前段のＦＩＲフィルタ５１Ａには、ＡＤコンバータ３１，３２（図２）から出力される受信信号Ｉ，Ｑが、スイッチ５１Ｃを介して入力される。このスイッチ５１Ｃは、後述するように前段のＦＩＲフィルタ５１Ａを迂回させて後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂに入力信号を送る場合に、迂回ルート５１Ｄへの経路の切り替えを可能にしている。前段のＦＩＲフィルタ５１Ａのタップ係数ＣＡ０〜ＣＡｋおよび後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂのタップ係数ＣＢ０〜ＣＢｋは、前述した第１応用例の場合と基本的に同様なタップ係数計算部５２’で計算される。また、スイッチ５１Ｃを用いる代わりにＦＩＲフィルタ５１Ａのタップ係数のうち、ある一つを１にして残りのタップ係数への電力供給を停止するようにしてもよい。

図９のフローチャートは、上記のデジタル信号処理回路５’において信号光の運用開始前後に行われるタップ係数の計算処理および電力供給の制御動作を例示している。まず、運用開始前の段階においては、本光受信機の入力ポートＩＮに接続される光ファイバ伝送路の種類、長さに応じて決まる波長分散値に対応させて、受信信号光に生じた波長分散や偏波モード分散を補償するのに必要な分散補償量が定められ、該分散補償量がタップ係数計算部５２’に与えられる（Ｓ３１）。

タップ係数計算部５２’では、上述した（３）式に従って、与えられた分散補償量に対応する前段のＦＩＲフィルタ５１Ａのタップ係数ＣＡ０〜ＣＡｋが計算され、その計算結果がＦＩＲフィルタ５１Ａの対応する複素乗算回路に与えられると同時に、電力供給制御部５３にも伝えられる（Ｓ３２）。このとき、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａを使用する必要がない場合、すなわち、分散補償量が僅かで後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂのみの波形等化でも必要な分散補償が可能なときには、スイッチ５１Ｃが迂回ルート５１Ｄ側に切り替えられる。なお、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂのタップ係数ＣＢ０〜ＣＢｋについては、運用開始後に適応波形等化が行われるので、運用開始前の段階では予め定めた初期値が設定される。

電力供給制御部５３では、タップ係数計算部５２’からの各タップ係数ＣＡ０〜ＣＡｋの値と予め定められた閾値Ｃｔｈとの比較が行われ、閾値Ｃｔｈよりも絶対値が小さくなるタップ係数ＣＡｊが判別される（Ｓ３３）。そして、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａのタップ係数ＣＡｊに対応した回路部分への電力の供給を停止させる電力制御信号ＳＡｉ，ＳＡｑが生成されて前段のＦＩＲフィルタ５１Ａに出力される（Ｓ３４）。電力供給制御部５３からの電力制御信号を受けた前段のＦＩＲフィルタ５１Ａでは、タップ係数ＣＡｊに対応した複素乗算回路などへの電力供給が停止される（Ｓ３５）。

上記のようにして運用開始前における前段および後段のＦＩＲフィルタ５１Ａ，５１Ｂのタップ係数の設定、並びに、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａへの電力供給制御が完了すると、信号光の運用が開始されて光ファイバ伝送路を伝搬した信号光が光受信機でデジタルコヒーレント受信される。信号光の受信処理が開始されると、タップ係数計算部５２’において、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂに対する適応波形等化が行われ、受信信号波形を理想状態に近づけるためのタップ係数ＣＢ０〜ＣＢｋが計算される（Ｓ３６）。

このとき、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂの伝達関数の調整だけでは所望の波形等化を実現することが困難であれば、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａも含めたタップ係数の最適化を行うようにしてもよい。具体的には、タップ係数計算部５２’の計算過程で後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂのタップ数の不足などが判定されると（Ｓ３７）、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂに設定可能な伝達関数を基にして、前段のＦＩＲフィルタ５１Ａで補うことが必要となる分散補償量が推定され（Ｓ３８）、前述したＳ３２〜Ｓ３５に戻って、推定された分散補償量を用いて前段のＦＩＲフィルタ５１Ａの各タップ係数ＣＡ０〜ＣＡｋが再計算されると共に電力制御信号ＳＡｉ，ＳＡｑの更新が行われる。

前段および後段のＦＩＲフィルタ５１Ａ，５１Ｂの組合せにより所望の波形等化が実現可能になると、電力供給制御部５３において、後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂの各タップ係数ＣＢ０〜ＣＢｋと予め定められた閾値Ｃｔｈとの比較が行われ、閾値Ｃｔｈよりも絶対値が小さくなるタップ係数ＣＢｊが判別され、該タップ係数ＣＢｊに対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号ＳＢｉ，ＳＢｑが生成されて後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂに出力される（Ｓ３９）。電力供給制御部５３からの電力制御信号を受けた後段のＦＩＲフィルタ５１Ｂでは、タップ係数ＣＢｊに対応した複素乗算回路などへの電力供給が停止される（Ｓ４０）。上記のようなＳ３６〜Ｓ４０の一連の処理が運用中常時または所定の周期で繰り返し実行される。

上記のように２段構成のＦＩＲフィルタ５１Ａ，５１Ｂを用いて適応波形等化を行うようにしたことにより、受信信号の波形をより高い精度で理想状態に近づけることが可能になると共に、各々のタップ係数ＣＡ０〜ＣＡｋ，ＣＢ０〜ＣＢｋの値に応じて各段のＦＩＲフィルタの不要な回路部分への電力供給が停止されるため、ＦＩＲフィルタを２段構成としたことによる消費電力の増加を抑えることができる。

次に、本発明による光受信機の第２実施形態について説明する。
前述した第１実施形態およびその応用例では、時間領域の処理であるＦＩＲフィルタを用いて波形等化を行うようにした。これに対して第２実施形態では、周波数領域において波形等化の処理を行う構成例について説明する。

図１０は、第２実施形態の光受信機に適用されるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、第２実施形態における光受信機の全体構成は、前述した第１実施形態の構成（図１）と同様である。図１０に示すデジタル信号処理回路５’’は、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：ＩＦＦＴ）を利用して周波数領域でフィルタリングを行う波形等化部５１’’を有する。

この波形等化部５１’’は、ＡＤコンバータ３１，３２からの受信信号Ｉ，ＱをＦＦＴ回路５１４に与えて高速フーリエ変換する。ＦＦＴ回路５１４から出力される各周波数成分は、並列配置された複素乗算回路５１５にそれぞれ与えられる。各複素乗算回路５１５は、ＦＦＴ回路５１４で高速フーリエ変換された各周波数成分に対して、タップ係数計算部５２で計算されたタップ係数Ｃｉ（i＝０〜ｋ)を乗じ、それをＩＦＦＴ回路５１６に出力する。ＩＦＦＴ回路５１６は、各複素乗算回路５１５から出力される周波数成分を逆高速フーリエ変換して出力する。これにより、周波数領域の処理で波形等化が行われた信号Ｉ’，Ｑ’が、波形等化部５１’’から識別処理部５４に送られる。

ここで、上記のようなＦＦＴ／ＩＦＦＴを利用した波形等化部５１’’のタップ係数の計算方法の一例を挙げておく。波長分散値β_２［ｓ^２／ｍ］を持つ光ファイバをＬ［ｍ］伝搬した場合の信号光の伝達関数Ｈ（ω）が前述の（１）式で表され、該信号光の波長分散を補償するための等化フィルタの伝達関数Ｈ^−１（ω）が前述の（２）式で表される場合、波形等化部５１’’に与えるタップ係数Ｃｋは、サンプル数をＮ、サンプリング周波数をΔωとして、次の（４）式に従い計算することが可能である。

上記のようなデジタル信号処理回路５’’においても、前述した第１実施形態の場合と同様にして、信号光の運用開始前に、光受信機に与えられる分散補償量に対応した波形等化部５１’’のタップ係数Ｃ０〜Ｃｋの値がタップ係数計算部５２で計算される。そして、該タップ係数Ｃ０〜Ｃｋと予め定められた閾値Ｃｔｈとの比較が電力供給制御部５３で行われ、閾値Ｃｔｈよりも絶対値が小さなタップ係数Ｃｊに対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号Ｓｉ，Ｓｑが生成され、該電力制御信号Ｓｉ，Ｓｑが波形等化部５１’’に出力される。電力供給制御部５３からの電力制御信号Ｓｉ，Ｓｑを受けた波形等化部５１’’では、タップ係数Ｃｊに対応した複素乗算回路５１５への電力供給が停止されるか、または、ＦＦＴ回路５１４若しくはＩＦＦＴ回路５１６におけるタップ係数Ｃｊに対応した回路要素への電力供給が停止される。

したがって、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを利用して周波数領域の処理で波形等化を行うようにした第２実施形態においても、前述したＦＩＲフィルタを用いて時間領域の処理で波形等化を行う第１実施形態の場合と同様の効果、すなわち、有効な分散補償により良好な受信特性を実現しながら、光受信機の消費電力を低減することが可能になる。

なお、上記の第２実施形態では適応波形等化が適用されない場合について説明したが、前述した第１実施形態の第１、２応用例と同様にして、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを利用した波形等化部５１’’に適応波形等化を適用することも可能である。

次に、本発明による光受信機の第３実施形態について説明する。
図１１は、第３実施形態の光受信機の構成を示すブロック図である。ここでは、シンボルレートまたはビットレートが異なる信号光を受信処理する光受信機への本発明の適用例を示す。
図１１において、本実施形態の光受信機は、上述した第１実施形態と同様の光受信部１およびＡＤ変換部３を備えると共に、複数のレーンに分けられたデジタル信号処理回路５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，…を有し、ＡＤ変換部３から出力されるデジタル信号をそのシンボルレートまたはビットレートに応じて選択したレーン数のデジタル信号処理回路を使用して受信処理するものである。各レーンのデジタル信号処理回路５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，…は、上述した第１実施形態のデジタル信号処理回路５と同様の構成となっており、ここでは、各々のデジタル信号処理回路５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，…への電力供給を集中して制御するレーン電力供給制御部５５が設けられている。

上記のような構成の光受信機では、例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓの信号光を受信する時には、１２８レーンのデジタル信号処理回路を選択して使用し、１０Ｇｂｉｔ／ｓの信号光を受信する時には、３２レーンのデジタル信号処理回路を選択して使用して、波形等化や信号識別等の信号処理が行われる。このとき、レーン電力供給制御部５５は、使用されていない非選択のレーンを判別し、それに該当するデジタル信号処理回路への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する。この電力制御信号に従って、非選択レーンのデジタル信号処理回路への電力またはクロック信号の供給が停止される。なお、使用されるレーンのデジタル信号処理回路については、上述した各実施形態またはその応用例と同様にして、波形等化部のタップ係数の値に応じた電力供給制御が行われる。

上記のように本実施形態の光受信機によれば、シンボルレートまたはビットレートが異なる信号光を受信処理する場合に、複数のレーンに分けられたデジタル信号処理回路の使用状況に応じて各デジタル信号処理回路への電力供給を制御するようにしたことで、光受信機の消費電力を受信信号のシンボルレートまたはビットレートに応じて効率的に低減することが可能になる。

次に、本発明による光受信機の第４実施形態について説明する。
図１２は、第４実施形態の光受信機におけるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。ここでは、分散補償に加えて非線形歪補償にも対応した応用例を示す。なお、第４実施形態における光受信機の全体構成は、前述した第１実施形態の構成と同様である。

図１２に示すデジタル信号処理回路５’’’は、上述した第１実施形態のデジタル信号処理回路５について、波形等化部５１の後段に非線形歪補償部５６が追加されており、電力供給制御部５３’によって波形等化部５１および非線形歪補償部５６への電力供給が制御される構成となっている。また、ここでは受信信号の非線形歪量をモニタする非線形量モニタ回路５４３が識別処理部５４’内に設けられている。

非線形歪補償部５６は、例えば、受信する信号光の変調方式がｍ＝２^２に該当するＱＰＳＫである場合、図１３の左側に示すような非線形歪が生じている受信信号を、予め定めたアルゴリズムに従って処理することにより、図１３の右側に示すような歪の補償された信号に変換する。この非線形歪補償部５６の具体例としては、波形等化部５１から出力される信号Ｉ’，Ｑ’の一部が入力される電力計算回路５６１と、該電力計算回路５６１の計算結果を基に、波形等化部５１からの出力信号Ｉ’，Ｑ’に位相変調を施す位相変調回路５６２とからなる構成を適用することが可能である。なお、非線形歪補償の詳細に関しては、例えば、文献１：A.P.T.Lau and J.M.Kahn, "Signal Design and Detection in Presence of Nonlinear Phase Noise", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL.25, NO.10, OCTOBER 2007.および文献２：K.Kikuchi,"Electronic Post-compensation for Nonlinear Phase Fluctuations in a 1000-km 20-Gbit/s Optical Quadrature Phase-shift Keying Transmission System Using the Digital Coherent Receiver", OPTICS EXPRESS, Vol.16, No.2, January 2008.に具体的に記述されている。

電力供給制御部５３’は、非線形歪補償部５６におけるアルゴリズムに従った計算処理の過程で得られる係数ｃ_ｉ（ｉ＝０，１，２）と予め定めた閾値ｃ_ｔｈとの比較を行い、該閾値ｃ_ｔｈよりも絶対値が小さい係数ｃ_ｊを判別し、非線形歪補償部５６内の係数ｃ_ｊに対応した回路部分への電力供給を停止する電力制御信号Ｓｉ'，Ｓｑ’を生成する。または、上記の係数ｃ_ｉに代えて、後述する非線形量モニタ回路５４３でモニタされる非線形量Ｆ_ＮＬを用い、予め設定した閾値Ｆ_ｔｈよりも非線形量Ｆ_ＮＬが小さくなった場合に、非線形歪補償部５６内の不要な回路部分への電力供給を停止する電力制御信号Ｓｉ'，Ｓｑ’を生成する。なお、電力供給制御部５３’は、上述した第１実施形態の場合と同様に、分散補償を行う波形等化部５１についての電力供給制御も行っている。

非線形量モニタ回路５４３は、例えば、周波数/位相補償制御回路５４１から位相同期後の信号を取り出し、該信号を基に非線形歪の発生量をモニタする。具体的に、位相同期後の信号をＳ_ｋ＝Ｉ_ｋ＋ｊＱ_ｋ（ｋ＝１，２，…Ｎ；Ｎは任意の整数）とすると、受信信号の平均振幅ｒおよび平均位相θは、次の（５）式および（６）式で表される。

また、振幅方向の標準偏差σ_ｒおよび位相方向の標準偏差σ_θは、次の（７）式および（８）式で表される。

非線形量モニタ回路５４３でモニタされる非線形歪量Ｆ_ＮＬは、上記の標準偏差σ_ｒおよび標準偏差σ_θを用いて、次の（９）式で定義されることになる。
この非線形歪量Ｆ_ＮＬが、前述した電力供給制御部５３’に伝えられ、予め定めた閾値Ｆ_ｔｈと比較されて、非線形歪補償部５６の電力供給制御が行われる。

上記のように本実施形態の光受信機によれば、分散補償に加えて非線形歪補償も行われる場合に、非線形歪補償部５６で計算される係数ｃ_ｉまたは非線形量モニタ回路５４３でモニタされる非線形歪量Ｆ_ＮＬに応じて、非線形歪補償部５６への電力供給を制御するようにしたことで、波長分散や偏波モード分散だけでなく非線形歪の発生状態にも対応して光受信機の消費電力を効率的に低減することが可能になる。

なお、上述した第１〜第４実施形態では、ｍＰＳＫ信号光をコヒーレント受信する光受信機の構成例について説明してきたが、本発明はこれに限らず、例えば図１４に示すように偏波多重されたｍＰＳＫ信号光をコヒーレント受信する光受信機にも本発明を応用することが可能である。図１４の構成では、入力ポートＩＮに入力される偏波多重ｍＰＳＫ信号光が、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１６で直交する２つの偏波成分に分離されて光ハイブリッド回路１２Ａ，１２Ｂにそれぞれ与えられる。また、局部発振光源１３からの局発光もＰＢＳ１７で２つの偏波成分に分離されて光ハイブリッド回路１２Ａ，１２Ｂにそれぞれ与えられる。そして、各々の偏波成分毎に上述した各実施形態の場合と同様な受信処理が行われてデータが再生される。

また、例えば図１５に示すように単一偏波のｍＰＳＫ信号光をセルフコヒーレント（Self-coherent）方式により受信処理する光受信機にも本発明を応用することが可能である。図１５の構成では、入力ポートＩＮに入力されるｍＰＳＫ信号光が３分岐されて、１サンプル時間遅延干渉計１８，１８’および光検出器１９にそれぞれ与えられる。そして、各光検出器１４，１５，１９で光電変換された電気信号がＡＤコンバータ３１，３２，３４でデジタル信号に変換された後に、デジタル信号処理回路５’’’’の電場再構築部５７に送られて複素電場が再構築される。そして、電場再構築部５７から出力される信号Ｉ，Ｑが波形等化部５１で波形等化され、ＭＳＰＥ（Multi-Symbol Phase Estimation）回路５８で処理されることにより受信データが再生される。なお、セルフコヒーレント受信方式の詳細に関しては、例えば、文献３：Xiang Liu, "Generalized data-aided multi-symbol phase estimation for improving receiver sensitivity in
direct-detection optical m-ary DPSK", OPTICS EXPRESS, Vol.15, No.6, March 2007.に具体的に記述されている。

さらに、上記セルフコヒーレント方式の光受信機についても、前述の図１４に示した場合と同様に偏波多重方式に対応することが可能である。偏波多重ｍＰＳＫ信号光をセルフコヒーレント方式で受信する光受信機の構成例を図１６に示しておく。

以上の各実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信し、該信号光をデジタルの電気信号に変換して得た受信信号のデジタル信号処理により、データを再生する光受信機への電力の供給状態を制御するための方法であって、
前記光受信機で行われるデジタル信号処理が、前記受信信号の波形等化を行う過程を含むとき、
前記光ファイバ伝送路の状態に基づいて、前記受信信号の波形等化で用いる可変パラメータを計算する過程と、
前記計算された可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別する過程と、
前記受信信号の波形等化を行う回路について、前記判別された可変パラメータに対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する過程と、
を含むことを特徴とする電力供給制御方法。

（付記２） 付記１に記載の電力供給制御方法であって、
前記受信信号の波形等化が、前記受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで行われるとき、
前記可変パラメータを計算する過程は、信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記波形等化に用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、
前記電力制御信号を生成する過程は、前記受信信号の波形等化を行う回路について、前記判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記３） 付記２に記載の電力供給制御方法であって、
前記可変パラメータを計算する過程は、信号光の運用開始後に、前記波形等化の行われた受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記波形等化手段で用いる可変パラメータを前記成分毎に再計算することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記４） 付記２または３に記載の電力供給制御方法であって、
前記可変パラメータを計算する過程は、前記受信信号を時間領域について互いに異なる複数の成分に分離して行われる波形等化に用いる可変パラメータを前記成分毎に計算することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記５） 付記２または３に記載の電力供給制御方法であって、
前記可変パラメータを計算する過程は、前記受信信号を周波数領域について互いに異なる複数の成分に分離して行われる波形等化に用いる可変パラメータを前記成分毎に計算することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記６） 付記１〜５のいずれか１つに記載の電力供給制御方法であって、
前記電力制御信号を生成する過程は、前記受信信号の波形等化を行う回路について、前記判別された可変パラメータに対応した回路部分に供給されるクロック信号を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記７） 付記１〜６のいずれか１つに記載の電力供給制御方法であって、
前記光受信機で行われるデジタル信号処理が、前記波形等化の行われた受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号に生じた非線形歪を補償する過程を含むとき、
前記可変パラメータを判別する過程は、前記非線形歪の補償に用いられる可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別し、
前記電力制御信号を生成する過程は、前記非線形歪の補償を行う回路について、前記判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とする電力供給制御方法。

（付記８） 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信し、該信号光をデジタルの電気信号に変換して得た受信信号のデジタル信号処理により、データを再生する光受信機に用いられるデジタル信号処理回路であって、
前記受信信号の波形等化を行う波形等化手段と、
前記光ファイバ伝送路の状態に基づいて、前記波形等化手段で用いる可変パラメータを計算する可変パラメータ計算手段と、
前記可変パラメータ計算手段で計算される可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別する可変パラメータ判別手段と、
前記波形等化手段について、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータに対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する電力制御信号生成手段と、
前記波形等化手段で波形等化された受信信号を識別処理してデータを再生する識別処理手段と、
を備えたことを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記９） 付記８に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、前記受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号の波形等化を行い、
前記可変パラメータ計算手段は、信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記波形等化手段で用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、
前記電力制御信号生成手段は、前記波形等化手段について、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１０） 付記９に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記可変パラメータ計算手段は、信号光の運用開始後に、前記波形等化手段で波形等化された受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記波形等化手段で用いる可変パラメータを前記成分毎に再計算することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１１） 付記１０に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、直列に接続された第１フィルタおよび第２フィルタを有し、
前記可変パラメータ計算手段は、信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記第１フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、信号光の運用開始後には、前記波形等化手段で波形等化された受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記第２フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に再計算することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１２） 付記９〜１１のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、前記受信信号を時間領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１３） 付記１２に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、前記受信信号を所定の時間刻みで遅延させる遅延回路と、該遅延回路で遅延された時間の異なる成分をタップし、該タップした成分に前記可変パラメータを乗じる複数の乗算回路と、該各乗算回路からの出力成分の総和をとる加算回路と、を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて、前記受信信号の波形等化を行い、
前記電力制御信号生成手段は、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが与えられる前記乗算回路への電力供給を停止させるか、または、前記加算回路における前記可変パラメータに対応した回路要素への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１４） 付記９〜１１のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、前記受信信号を周波数領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１５） 付記１４に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段は、前記受信信号が与えられる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、該高速フーリエ変換回路から出力される周波数の異なる成分に前記可変パラメータを乗じる複数の乗算回路と、該各乗算回路からの出力成分が与えられる逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路と、を有し、
前記電力制御信号生成手段は、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが与えられる前記乗算回路への電力供給を停止させるか、または、前記高速フーリエ変換回路若しくは前記逆高速フーリエ変換回路における前記可変パラメータに対応した回路要素への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１６） 付記８〜１５のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
前記電力制御信号生成手段は、前記波形等化手段について、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータに対応した回路部分に供給されるクロック信号を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１７） 付記８〜１６のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
前記波形等化手段で波形等化された受信信号が与えられ、該受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号に生じた非線形歪を補償する非線形歪補償手段を備え、
前記可変パラメータ判別手段は、前記非線形歪補償手段で用いられる可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別し、
前記電力制御信号生成手段は、前記非線形歪補償手段について、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１８） 付記１７に記載のデジタル信号処理回路であって、
前記非線形歪補償手段で処理された受信信号の非線形歪量をモニタする非線形歪量モニタ手段を備えたことを特徴とするデジタル信号処理回路。

（付記１９） 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信してデジタル信号処理によりデータを再生する光受信機であって、
前記信号光を受信して電気信号に変換する光受信部と、
前記光受信部で変換された電気信号をデジタルの受信信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部で変換された受信信号のデジタル信号処理を行う、付記８〜１８のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路と、
を備えたことを特徴とする光受信機。

（付記２０） 付記１９に記載の光受信機であって、
前記光受信部は、局部発振光を用いて前記信号光をコヒーレント受信し、該受信光を電気信号に変換することを特徴とする光受信機。

（付記２１） 付記１９に記載の光受信機であって、
前記光受信部は、遅延干渉計を用いて前記信号光をセルフコヒーレント受信し、該受信光を電気信号に変換することを特徴とする光受信機。

（付記２２） 付記１９〜２１のいずれか１つに記載の光受信機であって、
前記光受信部は、偏波多重された前記信号光を直交する２つの偏波成分に分離して受信することを特徴とする光受信機。

（付記２３） 付記１９〜２２のいずれか１つに記載の光受信機であって、
シンボルレートまたはビットレートが異なる信号光が前記光受信部に入力されるとき、
前記ＡＤ変換部の出力に複数のレーンに分けて接続された複数の前記デジタル信号処理回路を備え、
前記ＡＤ変換部は、変換した受信信号を当該シンボルレートまたはビットレートに応じて前記複数のレーンのうちから選択したレーンにのみ出力し、さらに、
非選択レーンに接続する前記デジタル信号処理回路への電力供給を停止させる電力制御信号を生成するレーン電力供給制御手段を備えたことを特徴とする光受信機。

第１実施形態の光受信機の構成を示すブロック図である。 上記第１実施形態の光受信部およびＡＤ変換部の構成例を示すブロック図である。 上記第１実施形態のデジタル信号処理回路の構成例を示すブロック図である。 上記第１実施形態で計算されるＦＩＲフィルタの各タップ係数を分散補償量毎に示した一例である 上記第１実施形態における波形等化部への電力供給の制御動作を示すフローチャートである。 第１応用例におけるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 上記第１応用例における波形等化部への電力供給の制御動作を示すフローチャートである。 第２応用例におけるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 上記第２応用例における波形等化部への電力供給の制御動作を示すフローチャートである。 第２実施形態の光受信機に適用されるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態の光受信機の構成を示すブロック図である。 第４実施形態の光受信機に適用されるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 上記第４実施形態における非線形歪補償を説明する図である。 上記各実施形態に関連し、偏波多重方式に対応した構成例を示すブロック図である。 上記各実施形態に関連し、セルフコヒーレント受信方式に対応した構成例を示すブロック図である。 図１５について偏波多重方式に対応した構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１ 光受信部
３ ＡＤ変換部
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ デジタル信号処理回路
１１ 偏波制御部
１２ 光ハイブリッド回路
１３ 局部発振光源
１４，１５ 光検出器
１６，１７ 偏波ビームスプリッタ
１８ １サンプル時間遅延干渉計
１９ 光検出器
３１，３２ ＡＤコンバータ
３３ クロック発生回路
５１ 波形等化部
５１Ａ，５１Ｂ ＦＩＲフィルタ
５１Ｃ スイッチ
５１Ｄ 迂回ルート
５２ タップ係数計算部
５３ 電力供給制御部
５４ 識別処理部
５５ レーン電力供給制御部
５６ 非線形歪補償部
５７ 電場再構築部
５８ ＭＳＰＥ回路
５１１ 遅延回路
５１２，５１５ 複素乗算回路
５１３ 加算回路
５１４ ＦＦＴ回路
５１６ ＩＦＦＴ回路
５４１ 周波数/位相補償制御回路
５４２ 信号識別回路
５４３ 非線形量モニタ回路
５６１ 電力計算回路
５６２ 位相変調回路
Ｃ０〜Ｃｋ，ＣＡ０〜ＣＡｋ，ＣＢ０〜ＣＢｋ タップ係数
Ｓｉ，Ｓｑ 電力制御信号

Claims (15)

1. 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信し、該信号光をデジタルの電気信号に変換して得た受信信号のデジタル信号処理により、データを再生する光受信機への電力の供給状態を制御するための方法であって、
   前記光受信機で行われるデジタル信号処理が、直列に接続された第１フィルタおよび第２フィルタを用いて、前記受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号の波形等化を行う過程を含むとき、
   信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記第１フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、信号光の運用開始後には、前記波形等化の行われた受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記第２フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算する過程と、
   前記計算された可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別する過程と、
   前記第１および第２フィルタについて、前記判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する過程と、
   を含むことを特徴とする電力供給制御方法。
2. 請求項１に記載の電力供給制御方法であって、
   前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号を時間領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とする電力供給制御方法。
3. 請求項１に記載の電力供給制御方法であって、
   前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号を周波数領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とする電力供給制御方法。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力供給制御方法であって、
   前記電力制御信号を生成する過程は、前記第１および第２フィルタについて、前記判別された可変パラメータに対応した回路部分に供給されるクロック信号を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とする電力供給制御方法。
5. 請求項１〜４のいずれか１つに記載の電力供給制御方法であって、
   前記光受信機で行われるデジタル信号処理が、前記波形等化の行われた受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号に生じた非線形歪を補償する過程を含むとき、
   前記可変パラメータを判別する過程は、前記非線形歪の補償に用いられる可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別し、
   前記電力制御信号を生成する過程は、前記非線形歪の補償を行う回路について、前記判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とする電力供給制御方法。
6. 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信し、該信号光をデジタルの電気信号に変換して得た受信信号のデジタル信号処理により、データを再生する光受信機に用いられるデジタル信号処理回路であって、
   直列に接続された第１フィルタおよび第２フィルタを有し、該各フィルタを用いて、前記受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号の波形等化を行う波形等化手段と、
   信号光の運用開始前に、前記光ファイバ伝送路の分散特性に応じて定めた分散補償量に対応させて、前記第１フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算し、信号光の運用開始後には、前記波形等化手段で波形等化された受信信号の波形をモニタし、該モニタ波形が理想波形に近づくよう適応的に、前記第２フィルタで用いる可変パラメータを前記成分毎に計算する可変パラメータ計算手段と、
   前記可変パラメータ計算手段で計算される可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別する可変パラメータ判別手段と、
   前記第１および第２フィルタについて、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成する電力制御信号生成手段と、
   前記波形等化手段で波形等化された受信信号を識別処理してデータを再生する識別処理手段と、を備えたことを特徴とするデジタル信号処理回路。
7. 請求項６に記載のデジタル信号処理回路であって、
   前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号を時間領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とするデジタル信号処理回路。
8. 請求項７に記載のデジタル信号処理回路であって、
   前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号を所定の時間刻みで遅延させる遅延回路と、該遅延回路で遅延された時間の異なる成分をタップし、該タップした成分に前記可変パラメータを乗じる複数の乗算回路と、該各乗算回路からの出力成分の総和をとる加算回路と、を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて、前記受信信号の波形等化を行い、
   前記電力制御信号生成手段は、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが与えられる前記乗算回路への電力供給を停止させるか、または、前記加算回路における前記可変パラメータに対応した回路要素への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。
9. 請求項６に記載のデジタル信号処理回路であって、
   前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号を周波数領域について互いに異なる複数の成分に分離して波形等化を行うことを特徴とするデジタル信号処理回路。
10. 請求項９に記載のデジタル信号処理回路であって、
    前記第１および第２フィルタは、それぞれ、前記受信信号が与えられる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、該高速フーリエ変換回路から出力される周波数の異なる成分に前記可変パラメータを乗じる複数の乗算回路と、該各乗算回路からの出力成分が与えられる逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路と、を有し、
    前記電力制御信号生成手段は、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが与えられる前記乗算回路への電力供給を停止させるか、または、前記高速フーリエ変換回路若しくは前記逆高速フーリエ変換回路における前記可変パラメータに対応した回路要素への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。
11. 請求項６〜１０のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
    前記電力制御信号生成手段は、前記第１および第２フィルタについて、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータに対応した回路部分に供給されるクロック信号を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。
12. 請求項６〜１１のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路であって、
    前記波形等化手段で波形等化された受信信号が与えられ、該受信信号を互いに異なる複数の成分に分離し、該各成分に対して可変パラメータをそれぞれ乗じて重みを付けることで、前記受信信号に生じた非線形歪を補償する非線形歪補償手段を備え、
    前記可変パラメータ判別手段は、前記非線形歪補償手段で用いられる可変パラメータのうち、予め定めた閾値よりも絶対値が小さい可変パラメータを判別し、
    前記電力制御信号生成手段は、前記非線形歪補償手段について、前記可変パラメータ判別手段で判別された可変パラメータが乗じられる前記成分に対応した回路部分への電力供給を停止させる電力制御信号を生成することを特徴とするデジタル信号処理回路。
13. 光ファイバ伝送路を伝搬した信号光を受信してデジタル信号処理によりデータを再生する光受信機であって、
    前記信号光を受信して電気信号に変換する光受信部と、
    前記光受信部で変換された電気信号をデジタルの受信信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部で変換された受信信号のデジタル信号処理を行う、請求項６〜１２のいずれか１つに記載のデジタル信号処理回路と、
    を備えたことを特徴とする光受信機。
14. 請求項１３に記載の光受信機であって、
    前記光受信部は、局部発振光を用いて前記信号光をコヒーレント受信し、該受信光を電気信号に変換することを特徴とする光受信機。
15. 請求項１３または１４に記載の光受信機であって、
    シンボルレートまたはビットレートが異なる信号光が前記光受信部に入力されるとき、
    前記ＡＤ変換部の出力に複数のレーンに分けて接続された複数の前記デジタル信号処理回路を備え、
    前記ＡＤ変換部は、変換した受信信号を当該シンボルレートまたはビットレートに応じて前記複数のレーンのうちから選択したレーンにのみ出力し、さらに、
    非選択レーンに接続する前記デジタル信号処理回路への電力供給を停止させる電力制御信号を生成するレーン電力供給制御手段を備えたことを特徴とする光受信機。