JP5407403B2 - 信号処理装置および光受信装置 - Google Patents

Description

本案件は、信号処理装置および光受信装置に関する。

近年、伝送トラフィックの増加に伴い、大容量化された伝送容量を持つ次世代光伝送システム導入の要求が高まっている。その実現手段として、従来システムで適用されてきたNon Return to Zero（ＮＲＺ）変調方式に比べて、周波数利用効率(Spectral Efficiency)、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力、非線形性耐力に優れた様々な変調方式の採用が有力視されている。

その中でも、(差動)４位相偏移変調（(Differential) Quadrature Phase-Shift Keying：(Ｄ)ＱＰＳＫ）変調方式等の多値位相変調方式は、次世代光伝送システムの変調方式として有望視されている。多値位相変調方式は、高分散耐力、高偏波モード分散（ＰＭＤ）耐力、狭スペクトルといった特徴を持つからである。この多値位相変調方式の更なる特性（ＯＳＮＲ耐力、波長分散耐力）改善を実現する技術として、コヒーレント受信とデジタル信号処理を組み合わせたデジタルコヒーレント受信方式もある。

デジタルコヒーレント受信機は、例えば、光ハイブリッド・局発光源などを有する光フロントエンド部と、デジタル信号処理を受け持つＤＳＰ（Digital Signal Processor）部と、をそなえる。即ち、光フロントエンド部から出力された光信号は、光電変換部にて電気信号に変換され、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）にてデジタル信号に変換されて、ＤＳＰに入力されるようになっている。

なお、光フロントエンド部から出力される光信号は、各チャンネルの光信号（Ｉ信号およびＱ信号。偏波多重を適用する場合は、直交する偏波成分ごとのＩ信号およびＱ信号）として出力される。ＤＳＰでは、これらチャンネルごとの光信号について、それぞれ、デジタル電気信号に変換されたものを取り込むことができる。

特開平１１−１６１２７５号公報

上述したようなデジタルコヒーレント受信機においては、ＤＳＰに入力される各チャンネルのデジタル信号間にスキュー（遅延時間差）が生じうる。このスキューは、光フロントエンド部とＤＳＰとの間における、各チャンネルの経路をなす電気線路や、アンプ等の素子の個体差などがその要因に含まれているととらえられ、ＤＳＰにおいて再生される信号の品質に影響を及ぼしうる。

そこで、本案件の目的の一つは、光フロントエンド部と、デジタル電気信号について処理を行なうプロセッサと、の間の各チャンネルの経路に生じたスキューを補償することにある。
または、プロセッサにて再生される信号の品質を維持するための、ＤＳＰ部に入力される各チャンネル信号に相当するデジタル電気信号に対するスキューの余裕度を広げることも、他の目的ととらえることもできる。

なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成又は作用により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本案件の他の目的として位置づけることができる。

たとえば、以下の手段を用いる。
（１）多値位相変調光を復調するとともにアナログ／デジタル変換して得られる、同相信号および直交信号について、それぞれ、デジタル信号処理により位相制御を行なう位相制御部と、位相制御部の出力に基づき、フィードバック制御によって、前記位相制御により前記同相信号および前記直交信号の間のスキューが補償される該位相制御部での制御量を決定し、決定した制御量を該位相制御部に与える制御量付与部と、をそなえ、該位相制御部は、Ｎ（Ｎは３以上の整数）タップの有限インパルス応答フィルタである、信号処理装置を用いることができる。

（２）多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を光信号として出力する受信部と、受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換部と、アナログ電気信号の同相信号と直交信号とをそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、アナログ／デジタル変換部でデジタル電気信号に変換された同相信号および直交信号について、それぞれ、デジタル信号処理により位相制御を行なう位相制御部、および、位相制御部にて位相制御が行なわれた同相信号および直交信号をもとにデータリカバリを行なうデータリカバリ部、を含むプロセッサと、位相制御部の出力に基づき、フィードバック制御によって、前記位相制御により前記同相信号および前記直交信号の間のスキューが補償される該位相制御部での制御量を決定し、決定した制御量を該位相制御部に与える制御量付与部と、をそなえ、該位相制御部は、Ｎ（Ｎは３以上の整数）タップの有限インパルス応答フィルタである、光受信装置を用いることができる。

開示の技術によれば、光フロントエンド部と、デジタル電気信号について処理を行なうプロセッサと、の間の各チャンネルの経路に生じたスキューを補償することができる利点がある。
また、プロセッサにて再生される信号の品質を維持するための、プロセッサに入力される各チャンネル信号に相当するデジタル電気信号に対するスキューの余裕度を広げることができる利点もある。

コヒーレント光受信機の構成の例を示す図である。 Ｉ信号およびＱ信号間でのスキューが、再生されるデータの品質に影響を与える場合があることを説明するための図である。 第１実施形態の光受信装置を示す図である。 第１実施形態における制御量付与部の一例を示す図である。 ＩＱスキューの補償について説明するための図である。 第１実施形態の動作を説明するフローチャートである。 第１実施形態における効果を説明するための図である。 第１実施形態における位相制御部の変形例を示す図である。 第２実施形態の光受信装置を示す図である。 第２実施形態のスキュー検出部の一例を示す図である。 第２実施形態における制御量付与部の一例を示す図である。 第２実施形態の動作を説明するフローチャートである。 第３実施形態の光受信装置を示す図である。 第３実施形態における制御量付与部の一例を示す図である。 第３実施形態の動作を説明するフローチャートである。 第４実施形態の光受信装置を示す図である。 他の実施形態における動作を説明するフローチャートである。

以下、図面を参照することにより、本案件の実施の形態を説明する。ただし、開示の技術は、下記の実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々変形することが可能である。
〔Ａ〕第１実施形態
・対比例
図１に光受信装置（コヒーレント光受信機）１の構成の例を示す。図１に例示する光受信装置１は、コヒーレント光送受信システムに適用することができる。コヒーレント受信機１としては、互いに直交する２つの偏波成分に各々データを持つ受信信号（光信号）を受信するとともに、電気信号に変換された信号を用いてデータを再生する。

このために、コヒーレント光受信機１は、例えば、光ハイブリッド２，光電変換部３−ｉ（ｉ＝１〜４），トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）４−ｉ，アナログ／デジタル変換部（ＡＤＣ）５−ｉおよびＤＳＰ（Digital Signal Processor）６をそなえる。
光ハイブリッド２は、光源（ＬＤ：Laser Diode）２ａからの光を局部発振光（ＬＯ光）として用いて、互いに直交する２つの偏波成分に各々データを持つ受信信号（光信号）を受信し、４チャンネルの光信号として出力する。即ち、光ハイブリッド２は、偏波多重を適用した光位相変調光をデモジュレートするための光コヒーレントミキサである。

図１に例示する光ハイブリッド２は、各々の偏波成分ごとに同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力するようになっており、それぞれ図示のチャンネル♯１〜♯４を対応付けることができる。例えば、Ｘ偏波成分についてのＩ信号およびＱ信号にそれぞれチャンネル♯１，♯２を対応付けるとともに、Ｙ偏波成分についてのＩ信号およびＱ信号にそれぞれチャンネル♯３，♯４を対応付けることができる。

光電変換部３−ｉは例えばＰＤ（Photo Detector）であり、それぞれ、チャンネル♯ｉの光信号を受光し、受光レベルに応じたアナログ電流信号を出力する。一例として、光ハイブリッド２から出力される各チャンネル♯ｉの光信号が、互いに位相が反転された２出力の光信号である場合には、各光電変換部３−ｉにはバランスドレシーバを適用することができる。

ＴＩＡ４−ｉは、それぞれ、光電変換部３−ｉからの電流信号についてアナログ電圧信号に変換する。ＡＤＣ５−ｉは、それぞれ、ＴＩＡ４−ｉからの電気信号について多ビットのデジタル信号に変換してＤＳＰ６に導く。尚、ＴＩＡ４−ｉとＡＤＣ５−ｉとの間には適宜アンプ等を介装することとしてもよい。
ＤＳＰ６は、プロセッサであり、データリカバリ（Data Recovery）部６ａおよびディシジョン（Decision）部６ｂをそなえる。データリカバリ部６ａは、ＡＤＣ５−ｉからのデジタル信号について、それぞれＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等による信号処理を行なって信号歪みを補償し、データを再生する。又、ディシジョン部６ｂにおいては、データリカバリ部６ａで再生されたデータ用いて信号点判定を行なう。

なお、データリカバリ部６ａでの信号歪みの補償処理には、例えば、群遅延速度差、偏波モード分散、光コヒーレント受信の周波数オフセット補償、キャリア位相補正等が含まれる。
ＤＳＰ６においては、ＦＩＲフィルタの代わりにＩＩＲフィルタを用いても同様な結果を得ることができる。ＦＩＲフィルタおよびＩＩＲフィルタ等を併せて「フィルタ」と呼ぶことがある。ＤＳＰはプロセッサであるが、このプロセッサは論理回路で構成してもよく、また多値位相変調信号の伝送速度や信号処理を行う処理速度にもよるがＦＰＧＡなどで構成することもできる。つまり、プロセッサは論理回路およびＦＰＧＡ等を含む。尚、ここで補償しようとする波形歪みには、例えば光伝送路における波長分散、偏波モード分散、ＳＰＭ（Self Phase Modulation）等に起因するものを含めることができる。

このような構成により、図１に示すコヒーレント受信機１では、互いに直交する２つの偏波方向に独立して多値位相変調（例えば、ＱＰＳＫ変調）された光信号について光コヒーレント受信される。
すなわち、光ハイブリッド２では、上述の多値位相変調光を受信し、４チャンネルに対応付けられる偏波成分ごとのＩ信号，Ｑ信号を出力する。そして、光電変換部３−ｉ，ＴＩＡ４−ｉおよびＡＤＣ５−ｉにおける処理を経て、各チャンネル対応のデジタル電気信号としてＤＳＰ６に入力される。

このとき、ＤＳＰ６に入力される各チャンネルのデジタル信号間にスキュー（遅延時間差）が生じうる。このスキューは、上述の光ハイブリッド２の出力端からＤＳＰ６の入力端に至る各チャンネルの信号経路をなす素子３−ｉ〜５−ｉや、素子間をつなぐケーブル等の個体差がその要因に含まれているととらえることができる。そして、このスキューは、ＤＳＰ６において再生されるデータの品質に影響を及ぼしうる。

図２は、Ｉ信号およびＱ信号間でのスキュー（ＩＱスキュー）が、再生されるデータの品質に影響を与える場合があることを説明するための図である。例えば、ＡＤＣ５−１，５−２から、スキューの発生していないＩ信号，Ｑ信号のサンプリングデータが入力された場合には（図２の（ａ），（ｂ）における丸印参照）、ＩＱコンスタレーションマッピング上においては、図２の（ｃ）における丸印の位置の信号点となる。この場合は、ＤＳＰ６では、この丸印の信号点に示すような適正な位置に配置された信号点を得ることができる。

これに対し、ＡＤＣ５−１，５−２から、スキューの発生したＩ信号，Ｑ信号のサンプリングデータが入力された場合には（図２の（ａ），（ｂ）における三角印参照）、ＩＱコンスタレーションマッピング上においては、図２の（ｃ）における三角印の位置の信号点となる。この場合には、ＤＳＰ６では、信号点の位置は適正な位置からずれることになる。

このように、位相角度にデータをマッピングする方式、および、ＤＳＰ６において位相成分を含むデジタル信号を用いて処理を行なう方式においては、ＩＱスキューの存在が営巣に影響を与えるので、再生されるデータの品質に影響を及ぼしうる。換言すれば、コヒーレント受信機１での受信性能に影響を与えうる。
上述のごときサンプリングデータのスキューを補償する機能を有しないＤＳＰ６においては、入力される各チャンネルのデジタル信号間のスキューに許容される余裕度は、求められる再生データの品質を具備するためシビアなレベルが求められる。

・第１実施形態について
そこで、第１実施形態の光受信装置（コヒーレント光受信機）１０においては、図３に例示するように、データリカバリ部６ａの前段において、ＡＤＣ５−ｉから入力されるサンプリングデータのスキューを補償するための位相制御部６ｃを含むＤＳＰ１６をそなえる。尚、図３中、図１に示したＴＩＡ４−ｉについては図示が省略されている。他の実施形態にかかる図においても同様である。

すなわち、位相制御部６ｃ−ｉは、ＡＤＣ５−ｉからの対応するサンプリングデータについて、後述の制御量付与部１７から与えられる制御量に基づく位相制御を行なうことにより、サンプリングデータのスキューを補償する。
なお、図３に例示するデータリカバリ部６ａにおいて、ＧＶＤＣ（Group Velocity Dispersion Compensator）１６ａ−１，１６ａ−２は、それぞれ、各偏波成分について、群速度分散（Group Velocity Dispersion）による光パルス歪を補償する回路である。以下、例えば、図中「−１」付きの符号はＸ偏波成分について、「−２」付きの符号はＹ偏波成分についての回路とすることができる。

また、データリカバリ部６ａにおいて、ＰＭＤＣ（Polarization-Mode Dispersion Compensator）１６ｂは、直交する２つの偏波の間に生じる群遅延時間差による光パルスの歪を補償するとともに、偏波分離を行なう回路である。
さらに、データリカバリ部６ａにおいて、ＦＯＣ（Frequency Offset Compensator）１６ｃ−１，１６ｃ−２は、信号点配置の位相回転を補償し、信号点配置を固定させる回路である。位相回転は、光コヒーレント通信において、送信側レーザ（信号光）と受信側レーザ（局部発振光）の周波数が異なる場合に引き起こされる。

また、データリカバリ部６ａにおいて、ＣＰＲ（Career Phase Recovery）１６ｄ−１，１６ｄ−２は、光コヒーレント通信において送信側レーザと受信側レーザの位相が異なる場合に生じる、信号点配置の位相ずれを正規の位置に戻す回路である。
さらに、ディシジョン部６ｂにおいては、データリカバリ部６ａで上述のごとくデータリカバリされた各チャンネル信号の値をもとに信号点判定を行なう。ディシジョン部６ｂにおいて、１６ｅ−１は、Ｘ偏波成分について信号点判定を行なうディシジョン回路であり、１６ｅ−２は、Ｙ偏波成分について信号点判定を行なうディシジョン回路である。

ところで、位相制御部６ｃ−ｉは、それぞれ、図４に例示するような有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）とすることができる。この図４に例示するＦＩＲフィルタ６ｃ−ｉは、３タップのフィルタであって、制御量付与部１７にて各タップにおける乗算係数を与えるようになっている。
すなわち、各位相制御部６ｃ−ｉは、等価的に、遅延器１１−１，１１−２，乗算器１２−１〜１２−３および加算器１３を含む。遅延器１１−１は、入力されるサンプリングデータを１タップ遅延させ、遅延器１１−２は、遅延器１１−１で１タップ遅延されたサンプリングデータを更に１タップ遅延させる。

乗算器１２−１は、遅延器１１−１，１１−２での遅延を受けていない（直近に入力された）サンプリンリングデータと、係数算出部９−１で算出、設定される係数値と、を乗算する。一方、乗算器１２−２は、遅延器１１−１から出力されたサンプリングデータと、後述の係数算出部９−２で算出、設定される係数値と、を乗算する。
さらに、乗算器１２−３は、遅延器１１−２から出力されたサンプリングデータと、係数算出部９−３で算出、設定される係数値と、を乗算する。そして、加算器１４は、３つの乗算器１３−１〜１３−３での乗算結果を加算し、位相制御された（スキューについての補償処理が施された）サンプリングデータとして出力する。

なお、係数算出部９−１〜９−３は後述するように制御量付与部１７の要素である。位相制御部６ｃ−ｉにおいては、係数算出部９−１〜９−３にて算出され、与えられる係数値について一旦格納しておくようにしてもよい。
また、制御量付与部１７は、位相制御部６ｃ−ｉからの出力に基づき、当該位相制御部６ｃ−ｉでの位相制御量を与える。第１実施形態においては、位相制御部６−ｉの出力側に設けられたデータリカバリ部６ａでデータリカバリが行われた結果をもとに、上述の位相制御量を位相制御部６ｃ−ｉに与える。

このため、制御量付与部１７は、Ｑモニタ１７ａおよび制御量決定部１７ｂをそなえる。第１実施形態においては、偏波多重された光信号を受信するようになっているので、各偏波成分におけるＩＱスキューの補償のためのＱモニタ１７ａおよび制御量決定部１７ｂを個別に設けることができる。尚、制御量付与部１７は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアのいずれにおいても実現可能である。

たとえば、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分についてのＱ値をモニタするため２つのＱモニタ１７ａをそなえることができる。又、各チャンネル信号の位相制御を行なう位相制御部６ｃ−１〜６ｃ−４に対応して、４つの制御量決定部１７ｂをそなえることができる。そして、Ｘ，Ｙ偏波成分についてのＱ値のモニタ結果から、それぞれ、Ｘ，Ｙ偏波成分についてのＩＱスキューを補償することができる。

なお、Ｘ偏波成分についてのＩＱスキューの補償については、位相制御部６ｃ−１の係数設定によるＸ偏波成分のＩ信号の位相制御と、位相制御部６ｃ−２の係数設定によるＸ偏波成分のＱ信号の位相制御と、のいずれか一方を行なうか、又は双方を行なうことで実現することができる。Ｙ偏波成分についてのＩＱスキューの補償についても同様のことがいえる。

ここで、Ｑモニタ１７ａは、データリカバリ部６ａでデータリカバリされた各チャンネルの信号から、２つの偏波成分ごとのＱ値（Ｘ偏波成分の値Ｑｘ，Ｙ偏波成分の値Ｑｙ）をモニタする。換言すれば、Ｑモニタ１７ａは、データリカバリ部６ａからの出力から再生データの品質をモニタする品質モニタの一例である。
品質モニタの他の例としては、例えば、ディシジョン部６ｂの後段に備えられるＦＥＣ（Forward Error Correction）回路でカウントされる、エラー訂正個数を上述の品質モニタ値として用いてもよい。即ち、当該ＦＥＣ回路は品質モニタの他の例である。

また、制御量決定部１７ｂは、Ｑモニタ１７ａからのＱ値をもとに、偏波成分ごとのＩ信号およびＱ信号のサンプリングデータについて、スキュー補償のための位相制御量を決定し位相制御部６ｃ−ｉに設定する。第１実施形態においては、偏波多重された光信号を受信するようになっているので、各偏波成分におけるＩＱスキューの補償のために、個別に制御量決定部１７ｂを設けることができる。

ここで、一つのチャンネル信号の位相制御に着目すると、制御量決定部１７ｂは、図４に例示するように、係数の設定対象となる位相制御部６−ｉごとに、補償量制御部７，正規化部８および係数算出部９−１〜９−３をそなえる。
補償量制御部７は、Ｑモニタ１７ａからのＱ値から補償すべき位相シフト量を得る。即ち、Ｑモニタ１７ａからのＱ値を、補償すべき位相シフト量（またはＩおよびＱ信号間の位相誤差）に引きなおす。例えば、Ｘ偏波成分の値Ｑｘに基づき、Ｘ偏波成分のＩ信号およびＱ信号（この場合にはチャンネル♯１，♯２）についてのスキューの補償のための位相シフト量を得る。同様に、Ｙ偏波成分の値Ｑｙに基づき、Ｙ偏波成分のＩ信号およびＱ信号（この場合にはチャンネル♯３，♯４）についてのスキューの補償のための位相シフト量を得る。

偏波成分ごとのＩＱスキューを補償するには、相対的な位相誤差が補償されれば足りるので、例えば、各偏波成分におけるＩ信号およびＱ信号のサンプリングデータのいずれか一方について、位相制御のための補償量を与えるようにしてもよい。もちろん、ＩおよびＱ信号の双方について位相制御のための補償量を得るようにしてもよい。
なお、補償量制御部７においては、例えば、上述のＱモニタ１７ａからのモニタ結果が最適となるように位相シフト量の設定を行なうようにしてもよいし、モニタ結果から所定の演算等を通じて位相シフト量を導出するようにしてもよい。

正規化部８は、補償量制御部７で取得した位相シフト量について正規化（規格化）する。例えば、１シンボル時間の１／２の時間に相当する周期でＡＤＣ５−ｉでのサンプリングを行なう場合には、２×（１／サンプリングレート）が位相シフト量１となるように、位相シフト量を規格化することができる。尚、補償量制御部７において上述のごとき正規化された位相シフト量δが得られる場合には、正規化部８は適宜省略してもよい。

係数算出部９−１〜９−３は、正規化部８にて正規化された位相シフト量δを用いて、位相シフトされたサンプリングデータを得るためのフィルタ係数を導出する。図５は、図４に示す係数算出部９−１〜９−３で計算されるフィルタ係数導出式について説明する図である。
この図５に示すように、二次関数による補完式を用いて１シンボルあたり２個のサンプリング点でデータリカバリを行なう場合を想定する。この場合には、サンプリング点の間隔は１シンボルの間隔の１／２とすることができる。３点の連続するサンプルポイントを通る曲線は二次関数Ｖ＝αｔ^２＋βｔ＋γで近似できる。

この場合においては、サンプリングデータＶ２，Ｖ１，Ｖ０におけるタイミングｔ２，ｔ１，ｔ０については、それぞれ式（１）〜（３）に示すようにあらわすことができる。ここで、δは、最適サンプリングタイミングに対する、サンプリングタイミングｔ１との差分であり、このδが補償すべきスキュー量にあたる。
ｔ０＝δ−１／２ （１）
ｔ１＝δ （２）
ｔ２＝δ＋１／２ （３）
また、そして、最適なタイミングをｔ＝０とし、そのときのサンプリングデータをＶｏｐｔと置くと、上述の二次関数の補完式からＶｏｐｔ＝Ｖ（０）＝γである。これにより、Ｖｏｐｔを、式（４）に示すようにＶ０〜Ｖ２と係数Ｃ０〜Ｃ２とを用いた式であらわしたときには、係数Ｃ０〜Ｃ２はそれぞれ式（５）〜（７）のようにあらわすことができる。

Ｖｏｐｔ＝Ｃ０Ｖ０＋Ｃ１Ｖ１＋Ｃ２Ｖ２ （４）
Ｃ０＝２δ^２＋δ （５）
Ｃ１＝１−４δ^２ （６）
Ｃ２＝２δ^２−δ （７）
すなわち、図４に示すような３タップのＦＩＲフィルタである位相制御部６ｃ−ｉが、上述の式（５）〜（７）に示す係数Ｃ０〜Ｃ２が与えられることにより、式（４）に相当する最適な位相シフトが与えられたときのサンプリングデータについての補完値を得ることができるようになる。この場合においては、式（５）〜（７）の係数はそれぞれ係数設定部９−１〜９−３で設定されるようになっている。

なお、第１実施形態の位相制御部６ｃ−ｉにおいては、図４に例示するような３タップのＦＩＲフィルタで構成されているので、３点のサンプル点Ｖ２，Ｖ１，Ｖ０で２次関数補完によるリアルタイムサンプルを行なっている。
位相制御部６ｃ−ｉの一つをなすＦＩＲフィルタとしては、図８に例示するような、Ｎタップ（Ｎは３以上）のものとしてもよい。この図８に例示するＦＩＲフィルタは、遅延器１１−ｋ（ｋ；１〜Ｎ−１），乗算器１２−ｍ（ｍ；１〜Ｎ）および加算器１３を含む。この場合には、サンプリングデータについて（Ｎ−１）次関数での補完を行なうことで、最適なスキューが得られるときのサンプリングデータの補完値を得ることができる。

上述のごとき構成を有する光受信装置１０においては、例えば図６のフローチャートに例示するように、チャンネル間でのスキューの補償が行われる。まず、制御量付与部１７の制御量決定部１７ｂにおいて、各位相制御部６ｃ−ｉごとに初期値の係数を設定する。例えば、図４に示すように、位相制御部６ｃ−１の係数を設定する補償量制御部７および正規化部８により、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のためのδの初期値を設定する（ステップＡ１）。

なお、δは、ＩＱ信号のいずれか一方を基準とした他方の位相ずれの量であり、その初期値としては、δの値について変動可能な範囲内における最小値付近の値又は最小値を設定することができる。
位相制御部６ｃ−ｉにおける係数が初期値に設定されると、Ｑモニタ１７ａにおいては、そのときのＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）をモニタし、そのモニタ結果を制御量決定部１７ｂの補償量制御部７に出力する。補償量制御部７では、上述のモニタ結果のＱ値を変数Ｑｐｒｅの記憶領域に記憶しておく（ステップＡ２）。

つぎに、補償量制御部７においては、対応する位相制御部６ｃ−ｉの係数設定について、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のためのδの値をΔδだけ増加（ステップＡ３）。
位相制御部６ｃ−ｉにおける係数が上述のδの変更により変更されると、Ｑモニタ１７ａにおいては、そのときのＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）をモニタし、そのモニタ結果を制御量決定部１７ｂの補償量制御部７に出力する。補償量制御部７では、上述のモニタ結果のＱ値を変数Ｑの記憶領域に記憶しておく（ステップＡ４）。尚、上述の変数Ｑｐｒｅ，Ｑの記憶領域については、補償量制御部７の内部にそなえてもよいし、外部にそなえてもよい。

そして、補償量制御部７においては、上述の記憶領域に記憶されているＱｐｒｅおよびＱの大小を比較する（ステップＡ５）。ここで、δの値をずらしたときのモニタ値であるＱが、初期係数値のときのＱｐｒｅよりも大きい場合には（ステップＡ５のｙｅｓルート）、更にδをずらしてδの最適値探索を続行する。即ち、変数Ｑの値を変数Ｑｐｒｅとして更新、記憶して（ステップＡ６）、係数導出のためのδの値をΔδだけさらにずらし、Ｑモニタ１７ａでのＱ値測定を行なう（ステップＡ６からステップＡ３，Ａ４）。

一方、δの値をずらしたときのモニタ値であるＱが、上述のＱｐｒｅ以下となった場合には、（ステップＡ５のｎｏルート）、そのときのδの値が最適値付近の値であるととらえることができる。そこで、係数導出のためのδの値を−Δδ（前回と反対側の方向にΔδ）だけずらして１ループ前の状態に戻すとともに（ステップＡ７）、そのときのＱモニタ１７ａでのＱ値測定を行なった値をＱｐｒｅに記憶する（ステップＡ６）。

これにより、δおよびＱｐｒｅの値を１ループ前の状態に戻す。更に、その後、δの値をΔδだけずらして、前述のＱがＱｐｒｅ以下となったときの値とし（ステップＡ３）、そのときのＱモニタ１７ａでモニタされたＱ値をＱｐｒｅに記憶する（ステップＡ４）。
このように、Ｑモニタ１７ａでのモニタ値Ｑが、上述のＱｐｒｅ以下となった場合には（ステップＡ５のｎｏルート）、δおよび変数Ｑｐｒｅの値を直前の値に戻してから（ステップＡ７，ステップＡ６）、もとのループ（ステップＡ３）に戻す。これにより、δの値を、Ｑ値が最適値付近に安定化できるような値とすることができる。

δとして変動可能な範囲の最小値付近から制御を開始すると、スキューの値は良好な方向に変動するので、Ｑ値の特性としても増大する方向に変動すると想定できる。従って、Ｑ値が上昇し切った周辺においてモニタ値ＱがＱｐｒｅ以下となると捕らえられるので、その時点でδの値を増大させるループ（ステップＡ５のｙｅｓルート）を終了させるのである。

補償量制御部７（および正規化部８）において、上述のごとくδの値を制御することを通じて、位相制御部６ｃ−ｉでの位相シフト量を、Ｑ値を最適とする値として、ＩＱスキュー量を最適化できるようになる。
図７のＡは、第１実施形態における光受信装置１０におけるＩＱスキューの補償により、入力される各チャンネルのデジタル信号間のスキューに許容される余裕度についてのシミュレーション結果の一例を示す図である。又、図７のＢは、スキューを補償する機能を有しないＤＳＰ６（図１参照）を有する光受信装置１の場合のシミュレーション結果を示す図である。

この図７のＢに示すように、サンプリングデータのスキューを補償する機能を有しないＤＳＰ６においては、入力される各チャンネルのデジタル信号間のスキューに許容される余裕度は、求められる再生データの品質を具備するためシビアなレベルが求められる。例えば、図７のＬ１程度のＱファクタを、求められる品質とする場合には、ＩＱスキューの余裕度は、少なくともＲ１の範囲よりも小さいことが読み取れる。

これに対し、図７のＡに示すように、ＩＱスキューの補償を行なう機能を有する光受信装置１０（図３参照）の場合には、入力される各チャンネルのデジタル信号間のスキューに許容される余裕度をＢの場合よりも大きくすることができる。例えば、上記Ｌ１程度のＱファクタを、求める品質とする場合には、ＩＱスキューの余裕度は、少なくともＲ１よりも大きいＲ２を超える範囲に広げられることが読み取れる。

上述のシミュレーション結果においては、伝送路の波長分散量をある既定量とするとともに、４チャンネルの信号のうちの１チャンネルの信号にのみ遅延を与えた場合のシミュレーション結果である。伝送路の波長分散量を他の値にした場合や、２チャンネル以上の信号に遅延を与えた場合においても、スキュー補償を行なう機能（位相制御部６ｃ−ｉ）をＤＳＰ１６に搭載することにより、同様のスキュー余裕度を得ることができるようになる。

また、位相制御部６ｃ−ｉをデータリカバリ部６ａとともにＤＳＰ１６に一体としてそなえられているので、位相制御部６ｃ−ｉの機能を外部にそなえた場合に比べて、データリカバリ部６ａとの間の配線により生じるスキュー等を考慮する必要がなくなり、装置規模の縮小化や、システム設計を容易にすることが可能になる。又、位相制御部６ｃ−ｉはデータリカバリ部６ａの前段に備えられているので、データリカバリ部６ａにおいてはスキューの影響が補償されたのちの信号についてデータリカバリ処理を行なうことが可能になり、信号品質の改善をもたらすことが可能である。

このように、第１実施形態によれば、光フロントエンド部と、デジタル電気信号について処理を行なうＤＳＰ部と、の間の各チャンネルの経路に生じたスキューを補償することができる利点がある。
また、ＤＳＰ１６にて再生される信号の品質を維持するための、ＤＳＰ１６に入力される各チャンネル信号に相当するデジタル電気信号に対するスキューの余裕度を広げることができる利点もある。

〔Ｂ〕第２実施形態
図９は第２実施形態における光受信装置２０を示す図である。この図９に示す光受信装置２０は、第１実施形態における光受信装置１０（図３参照）と比べ、制御量付与部２７が異なっている。尚、その他の要素については基本的に同様であり、図中、図３と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

第２実施形態の制御量付与部２７についても、位相制御部６ｃ−ｉの出力に基づき、当該位相制御部６ｃ−ｉでの制御量を与えるものであるが、第１実施形態の場合と異なり、スキュー検出部（Skew detector）２７ａおよび制御量決定部２７ｂをそなえている。
また、第２実施形態においても、偏波多重された光信号を受信するようになっているので、各偏波成分におけるＩＱスキューの補償のために、個別にスキュー検出部２７ａおよび制御量決定部２７ｂを設けることができる。尚、制御量付与部２７は、第１実施形態の場合と同様に、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアのいずれにおいても実現可能である。

一方の偏波成分のＩＱスキューの検出に着目すると、スキュー検出部２７ａは、位相制御部６ｃ−ｉから出力されＧＶＤＣ１６ａ−１（又は１６ａ−２）にて群速度分散が補償されたＩ信号およびＱ信号の間に残存するスキューを検出する。又、制御量決定部２７ｂは、スキュー検出部２７ａでのスキューの検出結果を用いて位相制御部６ｃ−ｉの制御量を決定し位相制御部６ｃ−ｉに出力する。

スキュー検出部２７ａは、例えば下記の式（８）に従って、ＩＱ信号間のスキュー（ＩＱｓｋｅｗ）を検出する。ここで、dataＩ（ｎ）はＧＶＤＣ１６ａ−１（又は１６ａ−２）からのｎ番目のＩ信号のサンプリングデータを、dataＱ（ｎ）はｎ番目のＱ信号のサンプリングデータを示している。従って、dataＩ，dataＱに付されたカッコ内の値が、ｎ−１のときはｎよりも１タップ前に相当し、ｎ−２のときはｎよりも２タップ前に相当している。又、average（ｘ）は、ｘの平均化を示す。

ＩＱｓｋｅｗ＝average（（dataＱ（ｎ−２）−dataＱ（ｎ））・dataＱ（ｎ−１））
−average（（dataＩ（ｎ−２）−dataＩ（ｎ））・dataＩ（ｎ−１））
（８）
このため、スキュー検出部２７ａは、等価的に、２タップ遅延器１２１ｉ，１２１ｑ，１タップ遅延器１２２ｉ，１２２ｑ，１２５ｉ，１２５ｑ，加算器１２３ｉ，１２３ｑ，１２９，乗算器１２４ｉ，１２４ｑ，カウンタ１２６ｉ，１２６ｑ，セレクタ１２７ｉ，１２７ｑ，平均化回路１２８ｉ，１２８ｑおよび加算器１２９をそなえる。

すなわち、スキュー検出部２７ａは、Ｉ信号，Ｑ信号から平均化された値を演算するための互いに対応する構成要素を有している。以下、Ｉ信号について平均化する構成に着目して説明するが、Ｑ信号について平均化する構成についても同様の説明が可能である。
ここで、２タップ遅延器１２１ｉ，１タップ遅延器１２２ｉ，加算器１２３ｉおよび乗算器１２４ｉにおいて、（dataＩ（ｎ−２）−dataＩ（ｎ））・dataＩ（ｎ−１）を演算する。

そして、カウンタ（１ビットカウンタ）１２６ｉにおいては、サンプリングクロックに同期した１ビットの交番信号「１」，「０」，「１」，…を出力する。このとき、カウンタ１２６ｉが「１」のときには、セレクタ１２７ｉでは対応する演算結果について遅延器１２５ｉを経由しないものをそのまま平均化回路１２８ｉに出力している。一方、カウンタ１２６ｉが「０」のときには、セレクタ１２７ｉでは対応する演算結果について遅延器１２５ｉを経由したものを平均化回路１２８ｉに出力している。

平均化回路１２８ｉにおいては、現在および１タップ前の上述の演算結果を平均することにより、式（８）における減算する項を導出する。同様に、平均化回路１２８ｑにおいては、式（８）における減算される項を導出する。これにより、加算器１２９では、上述の２つの項の差を演算し、ＩＱスキューの検出値として出力する。
上述のごとく検出されたＩＱスキューついては、制御量決定部２７ｂに入力される。制御量決定部２７ｂでは、スキュー検出部２７ａで検出されたＩＱスキューに基づいて、対応する位相制御部６ｃ−ｉへの係数を設定制御する。

ここで、一つのチャンネル信号におけるＩＱスキューの補償機能に着目すると、制御量決定部２７ｂは、等価的に、図１１に示すような構成をそなえる。即ち、制御量決定部２７ｂは、前述の図４における符号７に対応する補償量制御部７′をそなえるとともに、図４に示すものとほぼ同様の正規化部８および係数算出部９−１〜９−３をそなえる。
補償量制御部７′は、スキュー検出部２７ａにて検出されたＩＱスキューの値から補償すべき位相シフト量を得る。即ち、スキュー検出部２７ａからのＩＱスキュー値を、補償すべき位相シフト量（またはＩおよびＱ信号間の位相誤差）に引きなおす。このために、検出されたＩＱスキューの量について、乗算により位相シフト量に変換するための制御パラメータＡを設定しておく。

図１２は、制御量付与部２７における係数設定の一例について説明するためのフローチャートである。まず、制御量付与部２７の制御量決定部２７ｂにおいて、各位相制御部６ｃ−ｉごとに初期値の係数を設定する。例えば、補償量制御部７′および正規化部８により、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のためのδの初期値を設定する。そして、ＩＱスキューの検出値から補償量制御部７′における位相シフト量を得るための制御パラメータＡを設定する（ステップＢ１）。

位相制御部６ｃ−ｉにおける係数が初期値に設定されると、スキュー検出部２７ａにおいては、そのときのＩＱスキューを検出し、その検出結果を制御量決定部２７ｂの補償量制御部７′に出力する。補償量制御部７′では、上述の検出結果の値を変数Ｍｓｋｅｗの記憶領域に記憶しておく（ステップＢ２）。尚、上述の変数Ｍｓｋｅｗの記憶領域については、補償量制御部７′の内部にそなえてもよいし、外部にそなえてもよい。

つぎに、補償量制御部７′においては、位相制御部６ｃ−ｉにおいて設定する位相シフト量について、記憶領域に格納されたＭｓｋｅｗに制御パラメータＡを乗算し、正規化部８で乗算結果Ｍｓｋｅｗ×Ａに応じたδを得る。このδは、前述したように、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のために用いられるものである。これにより、係数設定部９−１〜９−３を通じ、位相制御部６ｃ−ｉでのフィルタ係数を設定することができる（ステップＢ３）。

以降、同様に、スキュー検出部２７ａでＩＱスキュー値を検出し、検出したＩＱスキュー値に制御パラメータＡを乗算して、位相シフト量を得、位相制御部６ｃ−ｉでの係数設定に反映させる（ステップＢ３からステップＢ２）。これにより、ＩＱスキュー量が最適化されるようになる。
このように、第２実施形態においても、光フロントエンド部と、デジタル電気信号について処理を行なうＤＳＰ部と、の間の各チャンネルの経路に生じたスキューを補償することができる利点がある。

また、ＤＳＰ１６にて再生される信号の品質を維持するための、ＤＳＰ１６に入力される各チャンネル信号に相当するデジタル電気信号に対するスキューの余裕度を広げることができる利点もある。
〔Ｃ〕第３実施形態
図１３は第３実施形態における光受信装置３０を示す図である。この図１３に示す光受信装置３０は、第１，第２実施形態における光受信装置１０，２０（図３，図９参照）と比べ、制御量付与部３７が異なっている。尚、その他の要素については基本的に同様であり、図中、図３，図９と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、制御量付与部３７は、第１実施形態の場合と同様のＱモニタ１７ａと、第２実施形態の場合と同様のスキュー検出部２７ａと、制御量決定部３７ｂと、をそなえる。制御量決定部３７ｂは、上述のＱモニタ１７ａにおけるモニタ結果およびスキュー検出部２７ａでのスキューの検出結果を用いて、位相制御部６ｃ−ｉでの制御量を決定し位相制御部６ｃ−ｉに出力する。

ここで、一つの偏波成分におけるＩＱスキューの補償機能に着目すると、制御量決定部３７ｂは、等価的に、図１４に示すような構成をそなえる。即ち、制御量決定部３７ｂは、前述の図４，図１１における符号７，７′にそれぞれ対応する補償量制御部７Ａをそなえるとともに、図４に示すものとほぼ同様の正規化部８および係数算出部９−１〜９−３をそなえる。

補償量制御部７Ａは、Ｑモニタ１７ａでモニタされたＱ値と、スキュー検出部２７ａにて検出されたＩＱスキューの値と、を併用して補償すべき位相シフト量を得る。制御量付与部３７における係数設定の一例について図１５のフローチャートを用いて説明する。
まず、制御量付与部３７の制御量決定部３７ｂにおいて、各位相制御部６ｃ−ｉごとに初期値の係数を設定する。例えば、図１４に示すように、補償量制御部７Ａおよび正規化部８により、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のためのδの初期値を設定する。そして、ＩＱスキューの検出値から補償量制御部７Ａにおける位相シフト量を得るための制御パラメータＡを設定する（ステップＣ１）。尚、上述のδの初期値としては前述の第１実施形態の場合と同様に、δの値として変動可能な範囲における最小値付近又は最小値とすることができる。

位相制御部６ｃ−ｉにおける係数が初期値に設定されると、制御量決定部３７ｂでは、Ｑモニタ１７ａからのモニタ値を用いた係数制御を第１に行なう。即ち、Ｑモニタ１７ａにおいては、そのときのＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）をモニタし、そのモニタ結果を制御量決定部１７ｂの補償量制御部７に出力する。補償量制御部７では、上述のモニタ結果のＱ値を変数Ｑｐｒｅの記憶領域に記憶しておく（ステップＣ２）。

つぎに、補償量制御部７Ａにおいては、対応する位相制御部６ｃ−ｉの係数設定について、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のためのδの値をΔδだけずらす（ステップＣ３）。
位相制御部６ｃ−ｉにおける係数が上述のδの変更により変更されると、Ｑモニタ１７ａにおいて、そのときのＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）をモニタし、そのモニタ結果を制御量決定部３７ｂの補償量制御部７Ａに出力する。補償量制御部７Ａでは、上述のモニタ結果のＱ値を変数Ｑの記憶領域に記憶しておく（ステップＣ４）。尚、上述の変数Ｑｐｒｅ，Ｑの記憶領域については、補償量制御部７Ａの内部にそなえてもよいし、外部にそなえてもよい。

そして、補償量制御部７Ａにおいては、上述の記憶領域に記憶されているＱｐｒｅおよびＱの大小を比較する（ステップＣ５）。ここで、δの値をずらしたときのモニタ値であるＱが、初期係数値のときのＱｐｒｅよりも大きい場合には（ステップＣ５のｙｅｓルート）、前回と同じずらし方向にδをずらしてδの最適値探索を続行する。即ち、変数Ｑの値を変数Ｑｐｒｅとして記憶して（ステップＣ６）、係数導出のためのδの値を前回と同じ方向にΔδだけさらにずらし、Ｑモニタ１７ａでのＱ値測定を行なう（ステップＣ６からステップＣ３，Ｃ４）。

一方、δの値をずらしたときのモニタ値であるＱが、初期係数値のときのＱｐｒｅ以下となった場合には、（ステップＣ５のｎｏルート）、制御量決定部３７ｂでは、スキュー検出部７ａからのモニタ値を用いた係数制御に移行する。
すなわち、スキュー検出部２７ａにおいては、そのずらしたδの値のときのＩＱスキューを検出し、その検出結果を制御量決定部３７ｂの補償量制御部７Ａに出力する。補償量制御部７Ａでは、上述の検出結果の値を変数Ｍｓｋｅｗの記憶領域に記憶しておく（ステップＣ７）。尚、上述の変数Ｍｓｋｅｗの記憶領域については、補償量制御部７Ａの内部にそなえてもよいし、外部にそなえてもよい。

つぎに、補償量制御部７Ａにおいては、位相制御部６ｃ−ｉにおいて設定する位相シフト量について、記憶領域に格納されたＭｓｋｅｗに制御パラメータＡを乗算し、正規化部８で乗算結果Ｍｓｋｅｗ×Ａに応じたδを得る。このδは、前述したように、係数設定部９−１〜９−３における係数導出のために用いられるものである。これにより、係数設定部９−１〜９−３を通じ、位相制御部６ｃ−ｉでのフィルタ係数を設定することができる（ステップＣ８）。

以降、同様に、スキュー検出部２７ａでＩＱスキュー値を検出し、検出したＩＱスキュー値に制御パラメータＡを乗算して、位相シフト量を得、位相制御部６ｃ−ｉでの係数設定に反映させる（ステップＣ８からステップＣ７）。これにより、ＩＱスキュー量が最適化されるようになる。
このように、第３実施形態においても、光フロントエンド部と、デジタル電気信号について処理を行なうＤＳＰ部と、の間の各チャンネルの経路に生じたスキューを補償することができる利点がある。

また、ＤＳＰ１６にて再生される信号の品質を維持するための、ＤＳＰ１６に入力される各チャンネル信号に相当するデジタル電気信号に対するスキューの余裕度を広げることができる利点もある。
〔Ｄ〕第４実施形態
図１６は第４実施形態を示す図である。この図１６に示す光受信装置４０は、前述の図１３に示す光受信装置３０と比べ、位相制御部６ｃ−ｉおよびＧＶＤＣ１６ａ−１，１６ａ−２の機能を具備する構成とともに、制御量付与部４７としての構成が異なっている。

すなわち、光受信装置４０においては、図１３とは異なるＤＳＰ４６をそなえる。前述の位相制御部６ｃ−ｉおよびＧＶＤＣ１６ａ−１，１６ａ−２に代えて、信号処理部６ｄ−１，６ｄ−２をそなえる。又、制御量付与部４７においても、前述の第３実施形態におけるもの（符号３７参照）から機能が追加されている。尚、上記の相違点以外の構成については、前述の第３実施形態における光受信装置３０と同様であり、図１６中、図１３と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、信号処理部６ｄ−１は、Ｘ偏波成分について位相制御を行なう位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２と、Ｘ偏波成分についての群速度分散について補償するＧＶＤＣ１６ａ−１の機能が一体とされたものである。又、信号処理部６ｄ−２は、Ｙ偏波成分について位相制御を行なう位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４およびＸ偏波成分についての群速度分散について補償するＧＶＤＣ１６ａ−２の機能が一体とされたものである。

信号処理部６ｄ−１，６ｄ−２はそれぞれ、前述の図８に示したようなＮタップのＦＩＲフィルタとすることができる。即ち、信号処理部６ｄ−１が有するフィルタの伝達関数Ｈtotalx（ω）としては、式（９）に示すように、位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２およびＧＶＤＣ１６ａ−１としての伝達関数が重畳されたものとすることができる。同様に、信号処理部６ｄ−２が有するフィルタの伝達関数Ｈtotaly（ω）としては、式（１０）に示すように、位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４およびＧＶＤＣ１６ａ−２としての伝達関数が重畳されたものとすることができる。

なお、下記の式（９），（１０）において、Ｈ_GVDCx（ω），Ｈ_GVDCyは、それぞれ、前述の図１３に示すＧＶＤＣ１６ａ−１，１６ａ−２に相当する伝達関数である。又、Ｈ_PSxは、それぞれ、図１３に示す位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２においてＩＱスキューを補償するための伝達関数である。例えば、位相制御部６ｃ−１の係数を固定し位相制御部６ｃ−２の係数を可変する場合には、位相制御部６ｃ−２が有する伝達関数とすることができる。同様に、Ｈ_PSyは、それぞれ、図１３に示す位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４においてＩＱスキューを補償するための伝達関数である。

制御量付与部４７は、上述したようなＦＩＲフィルタとしての信号処理部６ｄ−１，６ｄ−２に対してフィルタ係数を制御量として付与することにより、ＩＱスキューおよびＧＶＤＣを補償する。このため、制御量付与部４７は、Ｑモニタ１７ａ，スキュー検出部２７ａ，ＧＶＤモニタ４７ａおよび制御量決定部４７ｂをそなえている。
ここで、Ｑモニタ１７ａおよびスキュー検出部２７ａは、それぞれ、第１，第２実施形態にて示したものと同様である。又、ＧＶＤモニタ４７ａは、ＰＭＤＣ１６ｂの出力からＸ偏波成分およびＹ偏波成分ごとの群速度分散の値（ＧＶＤｘ，ＧＶＤｙ）をモニタする。

また、制御量決定部４７ｂは、ＧＶＤモニタ４７ａからのＸ偏波成分についての群速度分散のモニタ値に基づいて、伝達関数Ｈ_GVDCx（ω）に応じた群速度分散の補償量制御を、信号処理部６ｄ−１におけるフィルタ係数の設定を通じて行なう。同様に、ＧＶＤモニタ４７ａからのＹ偏波成分についての群速度分散のモニタ値に基づいて、伝達関数Ｈ_GVDCy（ω）に応じた群速度分散の補償量制御を、信号処理部６ｄ−２におけるフィルタ係数の設定を通じて行なう。

また、制御量決定部４７ｂにおいては、前述の第３実施形態における制御量決定部３７ｂと同様に、信号処理部６ｄ−１へのフィルタ係数の設定を通じて、Ｘ偏波成分のＩＱスキューの補償制御を行なう。又、信号処理部６ｄ−２へのフィルタ係数の設定を通じて、Ｙ偏波成分のＩＱスキューの補償制御を行なう。
具体的には、Ｑモニタ１７ａにてモニタされたＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）およびスキュー検出部２７ａにて検出された各偏波成分のＩＱスキューの検出値を併用して、信号処理部６ｄ−１，６ｄ−２でのフィルタ係数の設定によりＩＱスキューの補償を行なっている。

換言すれば、制御量決定部４７ｂでは、信号処理部６ｄ−１へのフィルタ係数の設定を通じて、Ｘ偏波成分についてのＩＱスキューの補償とともに群速度分散の補償を行ない、信号処理部６ｄ−２へのフィルタ係数の設定を通じて、Ｙ偏波成分についてのＩＱスキューの補償とともに群速度分散の補償を行なうことができる。従って、信号処理部６ｄ−１，６ｄ−２は位相制御部の一例であり、ＰＭＤＣ１６ｂ，ＦＯＣ１６ｃ−１，１６ｃ−２およびＣＰＲ１６ｄ−１，１６ｄ−２とともにデータリカバリ部の一例とすることができる。

このように、第４実施形態においても、前述の第３実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
〔Ｅ〕その他
上述の開示にかかわらず、本開示の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形することが可能である。

たとえば、上述の各実施形態においては、偏波多重された光信号について、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分についてのＩＱスキューを個別に補償しているが、偏波多重を伴わない光信号について光コヒーレント受信を行なう場合においても同様に適用可能である。
さらに、上述の各実施形態において、各偏波成分のＩＱスキューを補償する制御の前段において、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分の偏差について補償する処理を追加することとしてもよい。

一例として、前述の第１実施形態における光受信装置１０の場合における処理を、図１７に示すフローチャートを用いて説明する。まず、制御量付与部１７の制御量決定部１７ｂにおいて、各位相制御部６ｃ−ｉごとに初期値の係数を設定する。この場合においては、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分間の偏差の初期値をδＤとし、Ｘ偏波成分のＩＱスキューを最適補償するための初期値をδｘとし、Ｙ偏波成分のＩＱスキューを最適補償するための初期値をδｙとしてそれぞれ設定する（ステップＤ１）。

そして、制御量付与部１７においては、図１７に例示するように、第１にＸ偏波成分およびＹ偏波成分間の偏差を補償する制御を行ない（ステップＤ２〜ステップＤ７）、次に、Ｘ偏波成分，Ｙ偏波成分におけるＩＱスキューを補償する制御を順次行なう（ステップＤ８〜ステップＤ１９）。尚、図１７に示すシーケンスに限定されず、他の順序で制御を行なうようにしてもよい。

なお、δＤは、位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２に対する位相シフト量に対する位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４に対する位相シフト量の偏差の初期値である。例えば、各偏波成分のＩＱスキューの補償を、Ｑ信号についての位相制御部６ｃ−２，６ｃ−４の係数の制御を通じて行なう場合を想定する。
この場合には、制御量決定部１７ｂをなす補償量制御部７および正規化部８（図４参照）を通じて、位相制御部６ｃ−１ではδ＝０が、位相制御部６ｃ−２ではδ＝δｘが、それぞれ係数導出のための初期設定値として与えられる。同様に、位相制御部６ｃ−３ではδ＝δＤが、位相制御部６ｃ−４ではδ＝δｙ+δＤが、それぞれ係数導出のための初期設定値として与えられる。但し、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分間の偏差を補償する制御は開示の態様に限定されるものではない。

Ｑモニタ１７ａにおいては、上記のδ設定の場合におけるＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）についてモニタする。補償量制御部７においては、モニタされたＸ偏波成分についてのＱ値Ｑｘと、Ｙ偏波成分についてのＱ値Ｑｙと、の平均値を、「変数ＱｐｒｅＤ」として記憶領域に記憶しておく（ステップＤ２）。この記憶領域がそなえられる個所については補償量制御部７の内部でも外部でもよい。

つぎに、補償量制御部７においては、Ｘ偏波処理ライン上の位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２と、Ｙ偏波処理ライン上の位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４と、の遅延差分設定値を、ΔδＤだけずらす（ステップＤ３）。例えば、初期値設定直後においては、位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２のδの設定はそのままに、位相制御部６ｃ−３ではδ＝δＤ+ΔδＤが、位相制御部６ｃ−４ではδ＝δｙ+δＤ+ΔδＤが与えられる。

そして、Ｑモニタ１７ａにおいて、上記のδ設定を変更した場合におけるＱ値（Ｑｘ，Ｑｙ）についてモニタする。補償量制御部７においては、モニタされたＸ偏波成分についてのＱ値Ｑｘと、Ｙ偏波成分についてのＱ値Ｑｙと、の平均値を、「変数ＱＤ」として記憶領域に記憶する（ステップＤ４）。尚、ＱｐｒｅＤ，ＱＤの記憶領域がそなえられる個所については補償量制御部７の内部でも外部でもよい。

そして、補償量制御部７においては、上述の記憶領域に記憶されているＱｐｒｅＤおよびＱＤの大小を比較する（ステップＤ５）。ここで、δの値をずらしたときのモニタ値であるＱＤが、初期係数値のときのＱｐｒｅＤよりも大きい場合には（ステップＤ５のｙｅｓルート）、更にＹ偏波処理ライン上について、ΔδＤだけずらして最適値探索を続行する。即ち、変数ＱＤの値を変数ＱｐｒｅＤとして更新、記憶して（ステップＤ６）、Ｙ偏波処理ライン上において、係数導出のためのδの値をΔδＤだけさらにずらし、Ｑモニタ１７ａでのＱ値測定を行なう（ステップＤ６からステップＤ３，Ｄ４）。

上述の処理を、Ｙ偏波処理ライン上におけるδの値をずらしたときのモニタ平均値であるＱＤが、上述のＱｐｒｅＤ以下となるまで繰り返す。そして、ＱＤがＱｐｒｅＤ以下となった場合には、（ステップＤ５のｎｏルート）、Ｙ偏波処理ライン上におけるδの設定を−ΔδＤだけずらして、直前の値に戻す。このときの各位相制御部６ｃ−ｉのフィルタ係数設定が、Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分間の偏差を最適に補償するフィルタ係数設定に相当する。

つぎに、制御量付与部１７では、前述の第１実施形態の場合と同様（図６のステップＡ２〜ステップＡ７参照）、Ｘ偏波処理ライン上における位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２におけるフィルタ係数を、δの設定を通じて与える。これにより、Ｘ偏波成分についてＩＱスキューが最適補償されるように、位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２でのフィルタ係数を設定することができる（ステップＤ７〜ステップＤ１３）。

ついで、制御量付与部１７では、上述のＸ偏波成分についての位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２のフィルタ係数の設定と同様に、Ｙ偏波処理ライン上における位相制御部６ｃ−３，６ｃ−４におけるフィルタ係数を、δの設定を通じて与える。これにより、Ｙ偏波成分についてＩＱスキューが最適補償されるように、位相制御部６ｃ−１，６ｃ−２でのフィルタ係数を設定することができる（ステップＤ１４〜ステップＤ１９）。

なお、制御量決定部１７ｂでは、Ｑモニタ１７ａからのモニタ結果をもとに、上述のＸＹ偏波成分の間の偏差を補償する制御と（ステップＤ２〜ステップＤ７）、Ｘ偏波成分，Ｙ偏波成分におけるＩＱスキューを補償する制御（ステップＤ８〜ステップＤ１９）を、繰返し行なうようにしてもよい（ステップＤ１９からステップＤ２）。
また、上述した実施形態の開示により、当業者は開示の装置を製造することが可能である。

１，１０，２０，３０，４０ 光受信装置
２ 光ハイブリッド
２ａ 局部発振光源
３−１〜３−４ 光電変換部
４−１〜４−４ トランスインピーダンスアンプ
５−１〜５−４アナログ／デジタル変換部
６，１６，４６ ＤＳＰ
６ａ データリカバリ部
６ｂ ディシジョン部
６ｃ−１〜６ｃ−４ 位相制御部
６ｄ−１，６ｄ−２ 信号処理部
７，７′，７Ａ 補償量制御部
８ 正規化部
９−１〜９−３ 係数設定部
１１−１〜１１−Ｎ−１ 遅延器
１２−１〜１２−Ｎ 乗算器
１３ 加算器
１６ａ−１，１６ａ−２ ＧＶＤＣ
１６ｂ ＰＭＤＣ
１６ｃ−１，１６ｃ−２ ＦＯＣ
１６ｄ−１，１６ｄ−２ ＣＰＲ
１６ｅ−１，１６ｅ−２ ディシジョン回路
１７，２７，３７，４７ 制御量付与部
１７ａ Ｑモニタ
１７ｂ，２７ｂ，３７ｂ，４７ｂ 制御量決定部
２７ａ スキュー検出部
４７ａ ＧＶＤモニタ
１２１ｉ，１２１ｑ ２タップ遅延器
１２２ｉ，１２２ｑ，１２５ｉ，１２５ｑ １タップ遅延器
１２３ｉ，１２３ｑ，１２９ 加算器
１２４ｉ，１２４ｑ 乗算器
１２６ｉ，１２６ｑ カウンタ
１２７ｉ，１２７ｑ セレクタ
１２８ｉ，１２８ｑ 平均化回路
１２９ 加算器

Claims (10)

1. 多値位相変調光を復調するとともにアナログ／デジタル変換して得られる、同相信号および直交信号について、それぞれ、デジタル信号処理により位相制御を行なう位相制御部と、
   該位相制御部の出力に基づき、フィードバック制御によって、前記位相制御により前記同相信号および前記直交信号の間のスキューが補償される該位相制御部での制御量を決定し、決定した制御量を該位相制御部に与える制御量付与部と、をそなえ、
   該位相制御部は、Ｎ（Ｎは３以上の整数）タップの有限インパルス応答フィルタである、信号処理装置。
2. 該位相制御部はデジタル信号処理を行なうプロセッサからなる、請求項１記載の信号処理装置。
3. 該プロセッサは、該位相制御部にて位相制御が行なわれた前記同相信号および前記直交信号をもとにデータリカバリを行なうデータリカバリ部を含む、請求項２記載の信号処理装置。
4. 該制御量付与部は、
   該データリカバリ部からの出力から再生データの品質をモニタする品質モニタと、
   該品質モニタにおけるモニタ結果を用いて該位相制御部での前記制御量を決定し該位相制御部に出力する制御量決定部と、をそなえた、請求項３記載の信号処理装置。
5. 該制御量付与部は、
   該位相制御部から出力される前記同相信号および前記直交信号の間に残存するスキューを検出するスキュー検出部と、
   該スキュー検出部での前記スキューの検出結果を用いて該位相制御部での前記制御量を決定し該位相制御部に出力する制御量決定部と、をそなえた、請求項１記載の信号処理装置。
6. 該制御量付与部は、
   該データリカバリ部からの出力から再生データの品質をモニタする品質モニタと、
   該位相制御部から出力される前記同相信号および前記直交信号の間に残存するスキューを検出するスキュー検出部と、
   該品質モニタにおけるモニタ結果および該スキュー検出部での前記スキューの検出結果を用いて該位相制御部での前記制御量を決定し該位相制御部に出力する制御量決定部と、をそなえた、請求項３記載の信号処理装置。
7. 前記多値位相変調光に含まれる群速度分散による歪みを補償する群速度分散補償部をそなえ、
   該位相制御部および該群速度分散補償部は、単一の前記有限インパルス応答フィルタに含まれた、請求項１〜６のいずれか１項記載の信号処理装置。
8. 前記多値位相変調光は直交する２つの偏波成分についてそれぞれ多値位相変調された光であり、
   該位相制御部は、各偏波成分における前記位相制御において、対応する前記同相信号および前記直交信号の少なくとも一方について、前記位相制御を行なうとともに、
   該制御量付与部は、各偏波成分について得られる前記同相信号および前記直交信号について、それぞれ、該位相制御部での制御量を与える、請求項１〜７のいずれか１項記載の信号処理装置。
9. 該制御量付与部は、前記位相制御により、各偏波成分について得られる前記同相信号および前記直交信号の間のスキューとともに、各偏波成分間でのスキューを補償する制御量を与える、請求項８記載の信号処理装置。
10. 多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を光信号として出力する受信部と、
    該受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換部と、
    前記アナログ電気信号の前記同相信号と前記直交信号とをそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、
    前記アナログ／デジタル変換部で前記デジタル電気信号に変換された前記同相信号および前記直交信号について、それぞれ、デジタル信号処理により位相制御を行なう位相制御部、および、該位相制御部にて位相制御が行なわれた前記同相信号および前記直交信号をもとにデータリカバリを行なうデータリカバリ部、を含むプロセッサと、
    該位相制御部の出力に基づき、フィードバック制御によって、前記位相制御により前記同相信号および前記直交信号の間のスキューが補償される該位相制御部での制御量を決定し、決定した制御量を該位相制御部に与える制御量付与部と、をそなえ、
    該位相制御部は、Ｎ（Ｎは３以上の整数）タップの有限インパルス応答フィルタである、光受信装置。

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