JP5233754B2

JP5233754B2 - Temperature sensor and oscillation circuit having the temperature sensor

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Publication number: JP5233754B2
Application number: JP2009051182A
Authority: JP
Inventors: 稔酒井; 幸弘寺田
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2009-03-04
Filing date: 2009-03-04
Publication date: 2013-07-10
Anticipated expiration: 2029-03-04
Also published as: JP2010203978A

Description

本発明は、温度特性を有する温度検出素子を用いて温度を検出する温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路に関する。 The present invention relates to a temperature sensor that detects a temperature using a temperature detection element having temperature characteristics, and an oscillation circuit having the temperature sensor.

従来では、水晶振動子を用いた発振回路で生成される発振周波数を用いて通信を行う携帯機器等がある。通信を行う携帯機器等に内蔵される発振回路では、発振周波数に精度が要求されるが、水晶振動子の発振周波数は温度によって変化する。このため発振回路には温度センサが内蔵されており、温度と水晶振動子の特性とに基づき発振周波数を補正するのが一般的である。以下に従来の発振回路に内蔵される温度センサについて説明する。 Conventionally, there are portable devices that perform communication using an oscillation frequency generated by an oscillation circuit using a crystal resonator. In an oscillation circuit built in a portable device or the like that performs communication, accuracy is required for the oscillation frequency, but the oscillation frequency of the crystal resonator changes depending on the temperature. For this reason, a temperature sensor is built in the oscillation circuit, and the oscillation frequency is generally corrected based on the temperature and the characteristics of the crystal resonator. Hereinafter, a temperature sensor built in a conventional oscillation circuit will be described.

図６は、従来の温度センサの一例を説明するための図である。 FIG. 6 is a diagram for explaining an example of a conventional temperature sensor.

温度センサ１０は、定電流源Ｉ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、非反転増幅回路１１を有する。定電流源Ｉ１は、電源電圧Ｖｃｃが供給されて定電流を生成する。ダイオードＤ１のアノードは定電流源Ｉ１と接続されており、ダイオードＤ１のカソードがダイオードＤ２のアノードと接続されている。ダイオードＤ２のカソードは接地されている。 The temperature sensor 10 includes a constant current source I1, a diode D1, a diode D2, and a non-inverting amplifier circuit 11. The constant current source I1 is supplied with the power supply voltage Vcc and generates a constant current. The anode of the diode D1 is connected to the constant current source I1, and the cathode of the diode D1 is connected to the anode of the diode D2. The cathode of the diode D2 is grounded.

非反転増幅回路１１は、アンプ１２と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、センター調整用電圧発生部１３とを有する。アンプ１２の非反転入力端子Ｔ１は、ダイオードＤ１のアノードと定電流源Ｉ１との接続点ａと接続されている。アンプ１２の反転入力端子Ｔ２の一端には抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とが接続されている。抵抗Ｒ１の他端はアンプ１２の出力端子Ｔｏと接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、センター調整用電圧発生部１３と接続されている。 The non-inverting amplifier circuit 11 includes an amplifier 12, a resistor R1, a resistor R2, and a center adjustment voltage generator 13. A non-inverting input terminal T1 of the amplifier 12 is connected to a connection point a between the anode of the diode D1 and the constant current source I1. One end of the resistor R1 and one end of the resistor R2 are connected to one end of the inverting input terminal T2 of the amplifier 12. The other end of the resistor R1 is connected to the output terminal To of the amplifier 12. The other end of the resistor R2 is connected to the center adjusting voltage generator 13.

温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２は、Ｓｉ（シリコン）ダイオードであり、−２ｍＶ／℃の温度特性を有する。温度センサ１０は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によりセンサ部を構成し、点ａの電圧を非反転増幅回路１１で目的の電圧へ増幅して所定の温度勾配を得る。 In the temperature sensor 10, the diode D1 and the diode D2 are Si (silicon) diodes and have a temperature characteristic of −2 mV / ° C. In the temperature sensor 10, a diode D1 and a diode D2 constitute a sensor unit, and the voltage at the point a is amplified to a target voltage by the non-inverting amplifier circuit 11 to obtain a predetermined temperature gradient.

例えば温度センサ１０から出力される電圧（点ｂの電圧）の温度勾配を１０ｍＶ／℃とする場合について説明する。温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２を有するため、接続点ａの電位は常温時に約１．４Ｖであり、−４ｍＶ／℃の温度特性を有する。点ｂの電圧の温度勾配を１０ｍＶ／℃とするためには、アンプ１２の増幅率を２．５倍とすれば良い。 For example, the case where the temperature gradient of the voltage output from the temperature sensor 10 (voltage at the point b) is 10 mV / ° C. will be described. Since the temperature sensor 10 includes the diode D1 and the diode D2, the potential at the connection point a is about 1.4 V at room temperature and has a temperature characteristic of −4 mV / ° C. In order to set the temperature gradient of the voltage at the point b to 10 mV / ° C., the amplification factor of the amplifier 12 may be 2.5 times.

図６に示すようにダイオードの温度特性を用いて温度を検出する技術は、例えば特許文献１、特許文献２に開示されている。 As shown in FIG. 6, a technique for detecting the temperature using the temperature characteristics of the diode is disclosed in, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2.

特開２００１−１２４６３２号公報JP 2001-124632 A 特開２００７−３１８０２８号公報JP 2007-318028 A

電池駆動の携帯機器等では低消費電力化が求められおり、電源電圧を低電圧とする傾向にある。例えば図６に示す温度センサ１０の電源電圧Ｖｃｃを低電圧化して１．７Ｖとした場合について説明する。 Battery-powered portable devices and the like are required to reduce power consumption, and the power supply voltage tends to be low. For example, the case where the power supply voltage Vcc of the temperature sensor 10 shown in FIG. 6 is lowered to 1.7 V will be described.

図６の温度センサ１０において−３０℃〜８５℃の温度変動を考えた場合、接続点ａの電位は１．６２〜１．１６Ｖの範囲で変化する。この場合接続点ａの電圧が電源電圧Ｖｃｃと近くなるため、センター調整用電圧発生部１３により接続点ａの電圧レベルをシフトするためのレベルシフト電圧を与える必要がある。 In the temperature sensor 10 of FIG. 6, when a temperature variation of −30 ° C. to 85 ° C. is considered, the potential at the connection point a changes in the range of 1.62 to 1.16V. In this case, since the voltage at the connection point a is close to the power supply voltage Vcc, it is necessary to apply a level shift voltage for shifting the voltage level at the connection point a by the center adjustment voltage generator 13.

例えば出力の常温時最適動作点として点ｂの電圧を０．８５Ｖに設定した場合、抵抗Ｒ１で０．５５Ｖのレベルシフトを行うことになるため、センター調整用電圧発生部１３において１．４＋０．３７＝１．７３[Ｖ]のセンター調整用電圧Ｖｏを発生させる必要がある。この電圧は、電源電圧Ｖｃｃを超えるため、温度センサ１０は電源電圧Ｖｃｃを低電圧化した場合には動作しない。 For example, when the voltage at the point b is set to 0.85V as the optimum operating point at the normal temperature of the output, the level shift of 0.55V is performed by the resistor R1, so that the center adjustment voltage generator 13 has 1.4 + 0. It is necessary to generate the center adjustment voltage Vo of 37 = 1.73 [V]. Since this voltage exceeds the power supply voltage Vcc, the temperature sensor 10 does not operate when the power supply voltage Vcc is lowered.

この場合、センサ部を構成するダイオードを１つとする構成とすることが考えられる。しかしながらセンサ部を構成するダイオードを減らすと温度に対する感度が低下するため、後段のアンプ１２のゲインを上げなくてはならず、出力の雑音が増大する。出力の雑音Ｖｎｔは、接続点ａの雑音をＶｎｌ、センター調整用電圧発生部１３で発生される電圧の雑音をＶｎ２、アンプ１２自体の雑音をＶｎ３、アンプ１２のゲインをＡとしたとき、以下の式（１）で示される。 In this case, it is conceivable to have a single diode constituting the sensor unit. However, if the number of diodes constituting the sensor unit is reduced, the sensitivity to temperature decreases, so the gain of the amplifier 12 at the subsequent stage must be increased, and the output noise increases. The output noise Vnt is as follows when the noise at the connection point a is Vnl, the noise of the voltage generated by the center adjustment voltage generator 13 is Vn2, the noise of the amplifier 12 itself is Vn3, and the gain of the amplifier 12 is A: (1).

Ｖｎｔ＝√［（Ａ×Ｖｎｌ）^２＋｛（Ａ−１）×Ｖｎ２｝^２＋Ｖｎ３^２］式（１）
温度センサ１０の出力の雑音が増大すると、温度センサ１０が内蔵さたれ発振回路等では温度に基づく発振周波数の補正を正確に行えない。このため温度センサ１０が内蔵された発振回路を用いた携帯機器等では、発振周波数による正常な通信が行えなくなる。 Vnt = √ [(A × Vnl) ² + {(A−1) × Vn2} ² + Vn3 ² ] Formula (1)
When the noise of the output of the temperature sensor 10 increases, the temperature sensor 10 is built in and the oscillation circuit or the like cannot correct the oscillation frequency based on the temperature accurately. For this reason, in a portable device or the like using an oscillation circuit in which the temperature sensor 10 is built, normal communication based on the oscillation frequency cannot be performed.

本発明は、上記事情を鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることが可能な温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路を提供することを目的とするものである。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and a temperature sensor capable of reducing noise even when the power supply voltage is set to a low voltage and an oscillation circuit having the temperature sensor are provided. It is intended to provide.

本発明は、上記目的を達成すべく、以下の如き構成を採用した。 In order to achieve the above object, the present invention employs the following configuration.

本発明の温度センサは、電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、カソードが接地された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有する温度センサ（２００）であって、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の定電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。 The temperature sensor of the present invention includes a temperature detection element (D10, D20) in which a first constant current source (I10) to which a power supply voltage (Vcc) is supplied and an anode are connected and a cathode is grounded,
A level shift circuit (211) having temperature characteristics for shifting the voltage level of the anode of the temperature detection elements (D10, D20);
A temperature sensor (200) having a non-inverting amplifier circuit (220) for amplifying the output voltage of the level shift circuit (211),
The level shift circuit (211)
A connection point between the collector and the base is connected to a second constant current source (I20) to which the power supply voltage (Vcc) is supplied, and a first transistor (M1) whose emitter is grounded;
A current mirror circuit comprising a base of the first transistor (M1) and a second transistor (M2) to which the base is connected;
A first resistor (R30) connected between the collector of the second transistor (M2) and the anode of the temperature detection element (D10, D20);
A second resistor (R40) connected between the emitter of the second transistor (M2) and ground,
The connection point between the first resistor (R30) and the collector of the second transistor (M2) is connected to the non-inverting input terminal (T10) of the non-inverting amplifier circuit (220).

また本発明の温度センサにおいて、前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）は、
第一のダイオード（Ｄ１０）と第二のダイオード（Ｄ２０）とが接続されて構成されており、
前記第一のダイオード（Ｄ１０）のアノードが前記第一の定電流源（Ｉ１０）に接続されており、前記第二のダイオード（Ｄ２０）のカソードが接地に接続されている構成とした。 In the temperature sensor of the present invention, the temperature detection elements (D10, D20)
The first diode (D10) and the second diode (D20) are connected to each other.
The anode of the first diode (D10) is connected to the first constant current source (I10), and the cathode of the second diode (D20) is connected to the ground.

また本発明の温度センサは、前記電源電圧（Ｖｃｃ）と接地との間に接続されており、第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と第二の分圧抵抗（Ｒ６０）とが直列接続された分圧回路（２５０）を有し、
前記第一の定電流源（Ｉ１０）は、
ソースが前記電源電圧（Ｖｃｃ）に接続されており、ゲートとドレインとが接続された第三のトランジスタ（Ｍ１１）と、
前記第三のトランジスタ（Ｍ１１）のゲートとゲートが接続されており、ドレインが前記温度検出素子（Ｄ１０）のアノードと接続された第四のトランジスタ（Ｍ１２）とを含むカレントミラー回路で構成されており、
前記第四のトランジスタ（Ｍ１２）のソースは、前記第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と前記第二の分圧抵抗（Ｒ６０）との接続点に接続されている構成とした。 The temperature sensor of the present invention is connected between the power supply voltage (Vcc) and the ground, and the first voltage dividing resistor (R50) and the second voltage dividing resistor (R60) are connected in series. A voltage dividing circuit (250);
The first constant current source (I10) is:
A third transistor (M11) having a source connected to the power supply voltage (Vcc) and a gate and a drain connected;
The third transistor (M11) includes a current mirror circuit including a fourth transistor (M12) having a gate connected to the gate and a drain connected to the anode of the temperature detection element (D10). And
A source of the fourth transistor (M12) is connected to a connection point between the first voltage dividing resistor (R50) and the second voltage dividing resistor (R60).

本発明は、振動子を振動させて所定の発振周波数を出力する発振器（１２０）と、前記発振器（１２０）の使用温度を検出する温度センサ（２００）と、を有する発振回路（１００）であって、
前記温度センサ（２００）は、
電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、接地にカソードが接続された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有し、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。 The present invention is an oscillation circuit (100) having an oscillator (120) that vibrates a vibrator and outputs a predetermined oscillation frequency, and a temperature sensor (200) that detects a use temperature of the oscillator (120). And
The temperature sensor (200)
A temperature detecting element (D10, D20) in which the anode is connected to the first constant current source (I10) to which the power supply voltage (Vcc) is supplied and the cathode is connected to the ground;
A level shift circuit (211) having temperature characteristics for shifting the voltage level of the anode of the temperature detection elements (D10, D20);
A non-inverting amplifier circuit (220) for amplifying the output voltage of the level shift circuit (211),
The level shift circuit (211)
A connection point between the collector and the base is connected to a second current source (I20) to which the power supply voltage (Vcc) is supplied, and a first transistor (M1) whose emitter is grounded;
A current mirror circuit comprising a base of the first transistor (M1) and a second transistor (M2) to which the base is connected;
A first resistor (R30) connected between the collector of the second transistor (M2) and the anode of the temperature detection element (D10, D20);
A second resistor (R40) connected between the emitter of the second transistor (M2) and ground,
The connection point between the first resistor (R30) and the collector of the second transistor (M2) is connected to the non-inverting input terminal (T10) of the non-inverting amplifier circuit (220).

なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。 Note that the reference numerals in the parentheses are given for ease of understanding, are merely examples, and are not limited to the illustrated modes.

本発明によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。 According to the present invention, noise can be reduced even when the power supply voltage is low.

第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the oscillation circuit 100 of 1st embodiment. 第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。It is a figure explaining the temperature sensor 200 of 1st embodiment. 第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。It is a figure explaining temperature sensor 200A of a second embodiment. 第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。It is a figure for demonstrating in detail the temperature sensor 200 of 1st embodiment. 第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the temperature sensor 200B of 3rd embodiment. 従来の温度センサの一例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating an example of the conventional temperature sensor.

（第一の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。 (First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram for explaining an oscillation circuit 100 according to the first embodiment.

本実施形態の発振回路１００は、レギュレータ１１０、発振器１２０、バッファ１４０、温度センサ２００を有する。また発振回路１００は、端子Ｔｖ、端子ＸＴ１、端子ＸＴ２、端子Ｔｏｓｃ、端子Ｔｔｅｍを有する。端子Ｔｖは、発振回路１００に電源電圧Ｖｃｃを供給するための端子である。端子ＸＴ１、端子ＸＴ２は、水晶振動子を接続するための端子である。端子Ｔｏｓｃは、発振周波数が出力される端子である。端子Ｔｔｅｍは、温度センサ２００の出力を発振回路１００の外部へ出力するための端子である。 The oscillation circuit 100 of this embodiment includes a regulator 110, an oscillator 120, a buffer 140, and a temperature sensor 200. The oscillation circuit 100 includes a terminal Tv, a terminal XT1, a terminal XT2, a terminal Tosc, and a terminal Ttem. The terminal Tv is a terminal for supplying the power supply voltage Vcc to the oscillation circuit 100. The terminals XT1 and XT2 are terminals for connecting a crystal resonator. The terminal Tosc is a terminal from which an oscillation frequency is output. The terminal Ttem is a terminal for outputting the output of the temperature sensor 200 to the outside of the oscillation circuit 100.

本実施形態の発振回路１００は、温度センサ２００を用いて発振回路１００の温度を検出する。検出された温度は端子Ｔｏｓｃから出力される発振周波数の補正に用いられる。発振周波数の補正は、発振回路１００の外部で行っても良いし内部で行っても良い。以下に説明する本実施形態では、発振周波数の補正を発振回路１００の外部で行うものとして説明する。尚、発振回路１００の内部で発振周波数の補正を行う場合には、温度補正手段が設けられていることが前提となる。 The oscillation circuit 100 of the present embodiment detects the temperature of the oscillation circuit 100 using the temperature sensor 200. The detected temperature is used for correcting the oscillation frequency output from the terminal Tosc. The correction of the oscillation frequency may be performed outside or inside the oscillation circuit 100. In the present embodiment described below, it is assumed that the oscillation frequency is corrected outside the oscillation circuit 100. Note that, when the oscillation frequency is corrected inside the oscillation circuit 100, it is assumed that a temperature correction unit is provided.

本実施形態の発振回路１００において、レギュレータ１１０は、端子Ｔｖから供給される電源電圧Ｖｃｃから基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する。基準電圧Ｖｒｅｆとは、例えば１．６Ｖである。尚図示していないが、レギュレータ１１０で生成された電圧は、発振回路１００の有する各回路へ供給される。 In the oscillation circuit 100 of the present embodiment, the regulator 110 generates and outputs a reference voltage Vref from the power supply voltage Vcc supplied from the terminal Tv. The reference voltage Vref is, for example, 1.6V. Although not shown, the voltage generated by the regulator 110 is supplied to each circuit included in the oscillation circuit 100.

発振器１２０は、端子ＸＴ１と端子ＸＴ２とにより図示しない水晶振動子と接続されている。発振器１２０から出力される周波数は、バッファ１４０を介して端子Ｔｏｓｃから出力される。 The oscillator 120 is connected to a crystal resonator (not shown) through a terminal XT1 and a terminal XT2. The frequency output from the oscillator 120 is output from the terminal Tosc via the buffer 140.

温度センサ２００は、センサ部２１０、アンプ２２０、センター調整用電圧発生部２３０、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ２０を有する。センサ部２１０は、発振回路１００内の温度に対応した電圧を出力する。アンプ２２０は、センサ部２１０から出力された電圧信号を増幅する。センター調整用電圧発生部２３０は、アンプ２２０から出力される電圧信号のセンターを調整するための電圧を発生させる。 The temperature sensor 200 includes a sensor unit 210, an amplifier 220, a center adjustment voltage generation unit 230, a resistor R10, and a resistor R20. The sensor unit 210 outputs a voltage corresponding to the temperature in the oscillation circuit 100. The amplifier 220 amplifies the voltage signal output from the sensor unit 210. The center adjustment voltage generator 230 generates a voltage for adjusting the center of the voltage signal output from the amplifier 220.

以下に本実施形態の温度センサ２００について説明する。図２は、第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。 Hereinafter, the temperature sensor 200 of the present embodiment will be described. FIG. 2 is a diagram illustrating the temperature sensor 200 according to the first embodiment.

本実施形態の温度センサ２００のセンサ部２１０は、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０、定電流源Ｉ１０、レベルシフト回路２１１を有する。レベルシフト回路２１１は、定電流源Ｉ２０、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、抵抗Ｒ３０、抵抗Ｒ４０を有する。トランジスタＭ１、トランジスタＭ２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。 The sensor unit 210 of the temperature sensor 200 of this embodiment includes a diode D10, a diode D20, a constant current source I10, and a level shift circuit 211. The level shift circuit 211 includes a constant current source I20, a transistor M1, a transistor M2, a resistor R30, and a resistor R40. The transistors M1 and M2 are npn bipolar transistors.

定電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、定電流をダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０へ供給する。ダイオードＤ１０のアノードは定電流源Ｉ１０と接続されている。ダイオードＤ１０のカソードは、ダイオードＤ２０のアノードに接続されている。ダイオードＤ２０のカソードは接地（グランドＧＮＤ）されている。 The constant current source I10 is supplied with the power supply voltage Vcc, and supplies a constant current to the diode D10 and the diode D20. The anode of the diode D10 is connected to the constant current source I10. The cathode of the diode D10 is connected to the anode of the diode D20. The cathode of the diode D20 is grounded (ground GND).

レベルシフト回路２１１は、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２とにより構成されたカレントミラー回路を含む。トランジスタＭ１は、コレクタとベースとが接続されている。トランジスタＭ１のコレクタとベースとの接続点は、定電流源Ｉ２０へ接続されている。トランジスタＭ１のエミッタは接地されている。トランジスタＭ１のベースは、トランジスタＭ２のベースと接続されている。 The level shift circuit 211 includes a current mirror circuit composed of a transistor M1 and a transistor M2. The collector and base of the transistor M1 are connected. A connection point between the collector and the base of the transistor M1 is connected to the constant current source I20. The emitter of the transistor M1 is grounded. The base of the transistor M1 is connected to the base of the transistor M2.

トランジスタＭ２のコレクタには抵抗Ｒ３０の一端が接続されている。抵抗Ｒ３０の一端とトランジスタＭ２のコレクタとの接続点を点Ａと呼ぶ。抵抗Ｒ３０の他端はダイオードＤ１０のアノードと接続されている。抵抗Ｒ３０の他端とダイオードＤ１０のアノードとの接続点を点Ｂと呼ぶ。トランジスタＭ２のエミッタには抵抗Ｒ４０の一端が接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。 One end of a resistor R30 is connected to the collector of the transistor M2. A connection point between one end of the resistor R30 and the collector of the transistor M2 is referred to as a point A. The other end of the resistor R30 is connected to the anode of the diode D10. A connection point between the other end of the resistor R30 and the anode of the diode D10 is referred to as a point B. One end of a resistor R40 is connected to the emitter of the transistor M2. The other end of the resistor R40 is grounded.

点Ａは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０は、抵抗Ｒ１０の一端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。抵抗Ｒ１０の他端は、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されている。出力端子Ｔ３０は、発振回路１００の有する端子Ｔｔｅｍと接続されており、アンプ２２０の出力を発振回路１００の外部へ出力する。 The point A is connected to the non-inverting input terminal T10 of the amplifier 220. An inverting input terminal T20 of the amplifier 220 is connected to one end of the resistor R10 and one end of the resistor R20. The other end of the resistor R10 is connected to the output terminal T30 of the amplifier 220. The output terminal T30 is connected to the terminal Ttem included in the oscillation circuit 100, and outputs the output of the amplifier 220 to the outside of the oscillation circuit 100.

抵抗Ｒ２０の他端は、センター調整用電圧発生部２３０と接続されている。本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、電源電圧Ｖｃｃから点Ａのレベルシフト用電圧を生成する。本実施形態のセンター調整用電圧発生部２３０は、例えばＤＡＣ（Digital to Analog Converter）等により実現される。 The other end of the resistor R20 is connected to the center adjustment voltage generator 230. In this embodiment, the center adjustment voltage generator 230 is supplied with the power supply voltage Vcc, and generates a level shift voltage at point A from the power supply voltage Vcc. The center adjustment voltage generator 230 of this embodiment is realized by, for example, a DAC (Digital to Analog Converter).

本実施形態では、ダイオードＤ１０のアノードの電圧である点Ｂの電圧を、トランジスタＭ１及びトランジスタＭ２のカレントミラー比で生成される電流と抵抗Ｒ３０との積によって、点Ｂの電圧のレベルをシフトする。レベルシフトされた電圧である点Ａの電圧は、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０へ供給される。 In the present embodiment, the voltage at the point B, which is the anode voltage of the diode D10, is shifted by the product of the current generated by the current mirror ratio of the transistors M1 and M2 and the resistor R30. . The voltage at point A, which is the level-shifted voltage, is supplied to the non-inverting input terminal T10 of the amplifier 220.

トランジスタＭ１のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ１、トランジスタＭ２のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ２、トランジスタＭ１に流れる電流をＩ１、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ２とすると、抵抗Ｒ４０の両端にはＶＢＥ１とＶＢＥ２の差電圧が発生する。 If the base-emitter voltage of the transistor M1 is VBE1, the base-emitter voltage of the transistor M2 is VBE2, the current flowing through the transistor M1 is I1, and the current flowing through the transistor M2 is I2, both ends of the resistor R40 are VBE1 and VBE2. A differential voltage is generated.

Ｖ_{（Ｒ４０）}＝ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ１−ＶＢＥ２＝Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）式（２）
この式（２）を温度Ｔで微分したものが抵抗Ｒ４０の両端電圧温特であるので、
∂（ΔＶＢＥ）／∂Ｔ＝Ｖ_Ｔ／Ｔ×ｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）式（３）
となり、正の温度特性を有する。抵抗Ｒ３０の電圧降下は、
Ｖ_Ｒ３０＝（Ｒ３０／Ｒ４０）ΔＶＢＥ式（４）
であるから、抵抗Ｒ３０によるレベルシフト量は正の温度特性を有することになる。 V _(R40) = ΔVBE = VBE1-VBE2 = V _T ln (I1 / I2) Equation (2)
Since the expression (2) differentiated with the temperature T is the voltage temperature characteristic across the resistor R40,
∂ (ΔVBE) / ∂T = V _T / T × ln (I1 / I2) Equation (3)
And has a positive temperature characteristic. The voltage drop across resistor R30 is
V _R30 = (R30 / R40) ΔVBE Formula (4)
Therefore, the level shift amount by the resistor R30 has a positive temperature characteristic.

これに対し本実施形態のダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０の温度特性はそれぞれ−２ｍＶ／℃であるから、点Ｂの温度傾斜は−４ｍＶ／℃の負の温度特性を有する。これに対し、抵抗Ｒ３０の電圧降下は前述の通り正の温度特性を有する。よって本実施形態は点Ａの電圧の温度傾斜は、−４ｍＶ／℃よりも大きくなり、温度に対する感度が向上する。 On the other hand, since the temperature characteristics of the diode D10 and the diode D20 of this embodiment are each −2 mV / ° C., the temperature gradient at the point B has a negative temperature characteristic of −4 mV / ° C. On the other hand, the voltage drop of the resistor R30 has a positive temperature characteristic as described above. Therefore, in the present embodiment, the temperature gradient of the voltage at the point A becomes larger than −4 mV / ° C., and the sensitivity to temperature is improved.

このように本実施形態の温度センサ２００では、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０に入力される電圧を点Ａの電圧とした。この構成により、点Ａの温度感度が点Ｂの温度感度より高くなるため、アンプ２２０の増幅率を低下させることができる。 As described above, in the temperature sensor 200 of the present embodiment, the voltage input to the non-inverting input terminal T10 of the amplifier 220 is the voltage at the point A. With this configuration, the temperature sensitivity at the point A becomes higher than the temperature sensitivity at the point B, so that the amplification factor of the amplifier 220 can be reduced.

よって本実施形態では、例えばアンプ２２０の出力の常温時最適動作点として、アンプ２２０の出力電圧である点Ｃの電圧を０．８５Ｖとしたとき、センター調整用電圧発生部２３０により発生させる電圧Ｖ０は１．７３[Ｖ]よりも低くて良く、電源電圧Ｖｃｃを低電圧の１．７Ｖとした場合にも動作可能となる。また本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０で発生させるセンター調整用電圧Ｖｏが低くて良いため、センター調整用電圧発生部２３０において発生する雑音を低減させることができる。この結果、式（１）で示される第２項のノイズが低減され、且つアンプ２２０の増幅率が低減出来る事から、Ｃ点のノイズ量をさらに低減する事ができる。 Therefore, in the present embodiment, for example, when the voltage at the point C that is the output voltage of the amplifier 220 is 0.85 V as the optimum operating point at the normal temperature of the output of the amplifier 220, the voltage V0 generated by the center adjustment voltage generator 230 May be lower than 1.73 [V], and even when the power supply voltage Vcc is set to a low voltage of 1.7 V, operation is possible. Further, in this embodiment, since the center adjustment voltage Vo generated by the center adjustment voltage generator 230 may be low, noise generated in the center adjustment voltage generator 230 can be reduced. As a result, the noise of the second term shown in Expression (1) is reduced, and the amplification factor of the amplifier 220 can be reduced, so that the noise amount at the point C can be further reduced.

以上に説明したように、本実施形態によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。 As described above, according to the present embodiment, noise can be reduced even when the power supply voltage is set to a low voltage.

（第二の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第二の実施形態について説明する。本発明の第二の実施形態では、トランジスタの温度特性を用いて温度検出を行う点が第一の実施形態と相違する。よって以下の説明では第一の実施形態との相違点について説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。 (Second embodiment)
A second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. The second embodiment of the present invention is different from the first embodiment in that temperature detection is performed using the temperature characteristics of the transistor. Therefore, in the following description, differences from the first embodiment will be described, and the same reference numerals as those used in the description of the first embodiment will be given to those having the same functional configuration as the first embodiment. The description is omitted.

図３は、第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。本実施形態の温度センサ２００Ａのセンサ部２１０Ａでは、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びトランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４の有する温度特性に基づき温度検出を行う。また本実施形態のセンサ部２１０Ａにおいて、トランジスタＭ４は増幅段としても機能する。 FIG. 3 is a diagram illustrating a temperature sensor 200A according to the second embodiment. In the sensor unit 210A of the temperature sensor 200A of the present embodiment, temperature detection is performed based on the temperature characteristics of the base-emitter voltage VBE3 of the transistor M3 and the base-emitter voltage VBE4 of the transistor M4. In the sensor unit 210A of the present embodiment, the transistor M4 also functions as an amplification stage.

本実施形態のセンサ部２１０Ａは、抵抗Ｒ５１〜抵抗Ｒ５４、トランジスタＭ３、トランジスタＭ４を有する。トランジスタＭ３とトランジスタＭ４は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。 The sensor unit 210A of this embodiment includes resistors R51 to R54, a transistor M3, and a transistor M4. The transistors M3 and M4 are npn-type bipolar transistors.

抵抗Ｒ５１の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５１の他端は抵抗Ｒ５２の一端と接続されている。抵抗Ｒ５２の他端は接地されている。以下の説明では、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との接続点を点Ｄと呼ぶ。トランジスタＭ３のベースは、点Ｄと接続されている。トランジスタＭ３のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ３のエミッタは、電流源Ｉ３０を介して接地されている。 A power supply voltage Vcc is applied to one end of the resistor R51. The other end of the resistor R51 is connected to one end of the resistor R52. The other end of the resistor R52 is grounded. In the following description, a connection point between the resistor R51 and the resistor R52 is referred to as a point D. The base of the transistor M3 is connected to the point D. A power supply voltage Vcc is applied to the collector of the transistor M3. The emitter of the transistor M3 is grounded via the current source I30.

抵抗Ｒ５３の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５３の他端は、トランジスタＭ４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ４のベースは、トランジスタＭ３のエミッタと接続されている。トランジスタＭ４のエミッタは、抵抗Ｒ５４の一端と接続されている。抵抗Ｒ５４の他端は接地されている。以下の説明では、トランジスタＭ４のコレクタと抵抗Ｒ５３の他端との接続点を点Ｅと呼ぶ。点Ｅは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。 A power supply voltage Vcc is applied to one end of the resistor R53. The other end of the resistor R53 is connected to the collector of the transistor M4. The base of the transistor M4 is connected to the emitter of the transistor M3. The emitter of the transistor M4 is connected to one end of the resistor R54. The other end of the resistor R54 is grounded. In the following description, a connection point between the collector of the transistor M4 and the other end of the resistor R53 is referred to as a point E. The point E is connected to the non-inverting input terminal T10 of the amplifier 220.

本実施形態では、電流源Ｉ３０によりトランジスタＭ３のコレクタ電流が決定され、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３が決まる。点Ｄの抵抗分割電位からＶＢＥ３低下した電圧が、トランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４と抵抗Ｒ５４とに印加される事で、トランジスタＭ４のコレクタ電流が決定される。ここで決まったトランジスタＭ４のコレクタ電流により抵抗Ｒ５４の電圧降下が発生し、点Ｅの電圧が決定される。 In this embodiment, the collector current of the transistor M3 is determined by the current source I30, and the base-emitter voltage VBE3 of the transistor M3 is determined. A voltage lowering VBE3 from the resistance division potential at the point D is applied to the base-emitter voltage VBE4 of the transistor M4 and the resistor R54, whereby the collector current of the transistor M4 is determined. The voltage drop of the resistor R54 occurs due to the collector current of the transistor M4 determined here, and the voltage at the point E is determined.

ここでベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４とは第一の実施形態で接続したダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０と同様の温度特性を有する。このとき、トランジスタＭ３及びトランジスタＭ４のベースーエミッタ間電圧が負の温特を持つため、抵抗Ｒ５４とトランジスタＭ４の接続点では、正の温特を持つ電圧を生じる。またトランジスタＭ４は反転増幅器として働く為、エミッタの電圧はコレクタに反転増幅される。よって点Ｅの電圧は、第一の実施形態の点Ａと同様の温度特性を有することになる。 Here, the base-emitter voltage VBE3 and the base-emitter voltage VBE4 have temperature characteristics similar to those of the diode D10 and the diode D20 connected in the first embodiment. At this time, since the base-emitter voltages of the transistors M3 and M4 have a negative temperature characteristic, a voltage having a positive temperature characteristic is generated at the connection point between the resistor R54 and the transistor M4. Further, since the transistor M4 functions as an inverting amplifier, the emitter voltage is inverted and amplified by the collector. Therefore, the voltage at point E has the same temperature characteristics as point A in the first embodiment.

よって本実施形態では、温度特性を有するベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３＋ＶＢＥ４が−Ｒ５３／Ｒ５４倍された電圧を点Ｅの電圧として取り出すことができる。また本実施形態では、抵抗Ｒ５１の値と抵抗Ｒ５２の値とにより点Ｄの電圧を設定することができる。このため本実施形態では、点Ｄの電圧を調整することでアンプ２２０の入力のバイアス点を任意に設定することができる。 Therefore, in this embodiment, a voltage obtained by multiplying the base-emitter voltage VBE3 + VBE4 having temperature characteristics by −R53 / R54 can be taken out as a voltage at the point E. In the present embodiment, the voltage at the point D can be set by the value of the resistor R51 and the value of the resistor R52. Therefore, in this embodiment, the bias point of the input of the amplifier 220 can be arbitrarily set by adjusting the voltage at the point D.

以上に説明したように、本実施形態のセンサ部２１０Ａでは、温度特性を有する電圧を増幅させることができ、且つアンプ２２０の入力のバイアス点を調整できるため、レベルシフト回路が不要となり、レベルシフト回路に起因する雑音をなくすことができる。よって本実施形態の温度センサ２００Ａは、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。 As described above, in the sensor unit 210A of this embodiment, a voltage having temperature characteristics can be amplified and the bias point of the input of the amplifier 220 can be adjusted. Noise caused by the circuit can be eliminated. Therefore, the temperature sensor 200A of the present embodiment can reduce noise even when the power supply voltage is set to a low voltage.

（第三の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第三の実施形態について説明する。本発明の第三の実施形態は、第一の実施形態を改良したものである。以下の本実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し説明を省略する。 (Third embodiment)
A third embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. The third embodiment of the present invention is an improvement of the first embodiment. In the following description of the present embodiment, only differences from the first embodiment will be described, and reference numerals used in the description of the first embodiment are used for those having the same functional configuration as the first embodiment. The same reference numerals are given and the description is omitted.

本実施形態の説明に先だち、図４を参照して第一の実施形態で説明した温度センサ２００をさらに詳細に説明する。 Prior to the description of the present embodiment, the temperature sensor 200 described in the first embodiment will be described in more detail with reference to FIG.

図４は、第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。温度センサ２００では、電流源Ｉ２０、アンプ２２０にはレギュレータ１１０で生成された基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、温度検出素子であるダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０には電源電圧Ｖｃｃが供給される。 FIG. 4 is a diagram for explaining the temperature sensor 200 of the first embodiment in detail. In the temperature sensor 200, the reference voltage Vref generated by the regulator 110 is supplied to the current source I20 and the amplifier 220, and the power supply voltage Vcc is supplied to the diode D10 and the diode D20 which are temperature detection elements.

電源電圧ＶｃｃがダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される理由は、点Ｂの電圧変動範囲を例えば１．１６Ｖ〜１．６２Ｖである場合に、ダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に流す定電流を生成するために基準電圧Ｖｒｅｆ以上の電圧が必要となるからである。 The reason why the power supply voltage Vcc is supplied to the diode D10 and the diode D20 is to generate a constant current that flows through the diode D10 and the diode D20 when the voltage fluctuation range at the point B is, for example, 1.16V to 1.62V. This is because a voltage higher than the reference voltage Vref is required.

温度センサ２００において、電流源Ｉ２０は、抵抗Ｒ２１で構成される。電流源Ｉ１０は、トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１３により構成される。ダイオードＤ１０はトランジスタＭ１４、ダイオードＤ２０はトランジスタＭ１５により構成される。アンプ２２０に電流を供給するための電流源Ｉ４０は、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ１７により構成される。アンプ２２０は、トランジスタＭ２１〜トランジスタＭ２７、コンデンサＣ１により構成される。 In the temperature sensor 200, the current source I20 includes a resistor R21. The current source I10 includes a transistor M11, a transistor M12, and a transistor M13. The diode D10 includes a transistor M14, and the diode D20 includes a transistor M15. A current source I40 for supplying current to the amplifier 220 includes a transistor M16 and a transistor M17. The amplifier 220 includes transistors M21 to M27 and a capacitor C1.

温度センサ２００において、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、トランジスタＭ１３、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５、トランジスタＭ１７、トランジスタＭ２５、トランジスタＭ２６、トランジスタＭ２７はｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ２１、トランジスタＭ２２、トランジスタＭ２３、トランジスタＭ２４は、ｐチャンネルの電界効果型トランジスタである。 In the temperature sensor 200, the transistor M1, the transistor M2, the transistor M13, the transistor M14, the transistor M15, the transistor M17, the transistor M25, the transistor M26, and the transistor M27 are npn bipolar transistors. The transistors M11, M12, M16, M21, M22, M23, and M24 are p-channel field effect transistors.

電流源Ｉ２０は、基準電圧Ｖｒｅｆから定電流を生成している。電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃから定電流を生成している。 The current source I20 generates a constant current from the reference voltage Vref. The current source I10 generates a constant current from the power supply voltage Vcc.

電流源Ｉ１０において、トランジスタＭ１１のゲートは、トランジスタＭ１２のゲート及びトランジスタＭ１１のドレインと接続されており、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ１１のソース及びトランジスタＭ１２のソートには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ１１のドレインは、トランジスタＭ１３を介して接地されている。 In the current source I10, the gate of the transistor M11 is connected to the gate of the transistor M12 and the drain of the transistor M11 to form a current mirror circuit. A power supply voltage Vcc is applied to the source of the transistor M11 and the sorting of the transistor M12. The drain of the transistor M11 is grounded through the transistor M13.

トランジスタＭ１２のドレインは、ダイオードＤ１０を構成するトランジスタＭ１４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ１４のコレクタは、トランジスタＭ１４のベースと接続されている。トランジスタＭ１４のエミッタは、ダイオードＤ２０を構成するトランジスタＭ１５のコレクタに接続されている。トランジスタＭ１５のコレクタはトランジスタＭ１５のベースと接続されており、トランジスタＭ１５のエミッタは接地されている。 The drain of the transistor M12 is connected to the collector of the transistor M14 constituting the diode D10. The collector of the transistor M14 is connected to the base of the transistor M14. The emitter of the transistor M14 is connected to the collector of the transistor M15 constituting the diode D20. The collector of the transistor M15 is connected to the base of the transistor M15, and the emitter of the transistor M15 is grounded.

トランジスタＭ１４のコレクタと抵抗Ｒ３０の一端との接続点が、第一の実施形態で説明した点Ｂとなる。抵抗Ｒ３０の他端はトランジスタＭ２のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２のベースは、トランジスタＭ１のベースと接続されており、トランジスタＭ２のエミッタは、抵抗Ｒ４０の一端と接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。 A connection point between the collector of the transistor M14 and one end of the resistor R30 is the point B described in the first embodiment. The other end of the resistor R30 is connected to the collector of the transistor M2. The base of the transistor M2 is connected to the base of the transistor M1, and the emitter of the transistor M2 is connected to one end of the resistor R40. The other end of the resistor R40 is grounded.

電流源Ｉ４０では、トランジスタＭ１６のソースに基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。またトランジスタＭ１６のゲートとドレインは接続されており、トランジスタＭ１６のドレインはトランジスタＭ１７を介して接地している。 In the current source I40, the reference voltage Vref is applied to the source of the transistor M16. The gate and drain of the transistor M16 are connected, and the drain of the transistor M16 is grounded via the transistor M17.

トランジスタＭ１６のゲートは、アンプ２２０を構成するトランジスタＭ２１及びトランジスタＭ２２のゲートと接続されており、アンプ２２０へ定電流を供給する。 The gate of the transistor M16 is connected to the gates of the transistors M21 and M22 constituting the amplifier 220, and supplies a constant current to the amplifier 220.

アンプ２２０において、トランジスタＭ２１のソースとトランジスタＭ２２のソースには、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。トランジスタＭ２１のドレインは、トランジスタＭ２３及びトランジスタＭ２４のソースと接続されている。トランジスタＭ２２のドレインは、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されており、抵抗Ｒ１０の一端に接続されている。 In the amplifier 220, the reference voltage Vref is supplied to the source of the transistor M21 and the source of the transistor M22. The drain of the transistor M21 is connected to the sources of the transistors M23 and M24. The drain of the transistor M22 is connected to the output terminal T30 of the amplifier 220, and is connected to one end of the resistor R10.

トランジスタＭ２３のゲートは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０であり、点Ａと接続されている。トランジスタＭ２３のドレインは、トランジスタＭ２５のコレクタと接続されている。またトランジスタＭ２３のドレインとトランジスタＭ２５のコレクタとの接続点は、トランジスタＭ２７のベースと接続されている。 The gate of the transistor M23 is the non-inverting input terminal T10 of the amplifier 220 and is connected to the point A. The drain of the transistor M23 is connected to the collector of the transistor M25. The connection point between the drain of the transistor M23 and the collector of the transistor M25 is connected to the base of the transistor M27.

トランジスタＭ２５のベースは、トランジスタＭ２６のベースとトランジスタＭ２６のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２５のエミッとトランジスタＭ２６のエミッタとは接地されている。トランジスタＭ２６のコレクタは、トランジスタＭ２４のドレインと接続されている。トランジスタＭ２４のゲートは、アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０であり、抵抗Ｒ１０の他端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。トランジスタＭ２７のコレクタとトランジスタＭ２７のベースとは、コンデンサＣ１を介して接続されており、トランジスタＭ２７のエミッタは接地されている。 The base of the transistor M25 is connected to the base of the transistor M26 and the collector of the transistor M26. The emitter of the transistor M25 and the emitter of the transistor M26 are grounded. The collector of the transistor M26 is connected to the drain of the transistor M24. The gate of the transistor M24 is an inverting input terminal T20 of the amplifier 220, and is connected to the other end of the resistor R10 and one end of the resistor R20. The collector of the transistor M27 and the base of the transistor M27 are connected via a capacitor C1, and the emitter of the transistor M27 is grounded.

ところで電源電圧Ｖｃｃの電圧は、例えば発振回路１００を用いる携帯機器等の電池電圧の変動等により変動する。温度センサ２００では、定電流源Ｉ１０を構成するトランジスタＭ１２には電源電圧Ｖｃｃが供給されている。このためダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される電流は、電源電圧Ｖｃｃの変動から生じるトランジスタＭ１２のチャネル長変動効果の影響により変動する。よって点Ｂの電圧は、電源電圧Ｖｃｃの変動に依存することになり、結果として温度センサ２００の出力も電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に依存する。 By the way, the voltage of the power supply voltage Vcc fluctuates due to fluctuations in battery voltage of a portable device using the oscillation circuit 100, for example. In the temperature sensor 200, the power supply voltage Vcc is supplied to the transistor M12 constituting the constant current source I10. For this reason, the current supplied to the diode D10 and the diode D20 varies due to the influence of the channel length variation effect of the transistor M12 resulting from the variation of the power supply voltage Vcc. Therefore, the voltage at point B depends on the fluctuation of the power supply voltage Vcc, and as a result, the output of the temperature sensor 200 also depends on the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc.

本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響を軽減し、より高精度に温度検出を行うことができる。 In the present embodiment, the influence of the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc can be reduced, and the temperature can be detected with higher accuracy.

図５は、第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。本実施形態の温度センサ２００Ｂは、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を補正するための分圧回路２５０を有する点のみ、図４で説明した温度センサ２００と相違する。以下に分圧回路２５０について説明する。 FIG. 5 is a diagram for explaining a temperature sensor 200B of the third embodiment. The temperature sensor 200B of this embodiment is different from the temperature sensor 200 described with reference to FIG. 4 only in that it has a voltage dividing circuit 250 for correcting the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc. The voltage dividing circuit 250 will be described below.

分圧回路２５０は、抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０とにより構成される。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０は、電源電圧Ｖｃｃと接地との間に直列に接続されており、電源電圧Ｖｃｃを分圧する分圧抵抗である。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０との接続点Ｆには、トランジスタＭ１２のソースが接続されている。 The voltage dividing circuit 250 includes a resistor R50 and a resistor R60. The resistors R50 and R60 are connected in series between the power supply voltage Vcc and the ground, and are voltage dividing resistors that divide the power supply voltage Vcc. A source of the transistor M12 is connected to a connection point F between the resistors R50 and R60.

本実施形態では、分圧回路２５０を設けることにより、接続点Ｆの電圧を電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を相殺するように変動させ、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動による影響を補正することができる。 In the present embodiment, by providing the voltage dividing circuit 250, the voltage at the connection point F can be changed so as to cancel the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc, and the influence due to the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc can be corrected.

本実施形態の分圧回路２５０では、抵抗Ｒ５０の両端に数ｍＶの電圧降下を持たせた。この電圧降下は、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に対して正の傾斜を持つため、例えば電源電圧Ｖｃｃが上昇した場合、トランジスタＭ１１に流れる電流よりもトランジスタＭ１２に流れる電流を減少させる効果を有する。よって例えば電源電圧Ｖｃｃの電圧が上昇した場合には、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５に流れる電流は若干減少し、温度センサ２００Ｂの出力電圧が電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響で上昇することを抑制できる。 In the voltage dividing circuit 250 of the present embodiment, a voltage drop of several mV is provided across the resistor R50. Since this voltage drop has a positive slope with respect to the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc, for example, when the power supply voltage Vcc increases, the current flowing through the transistor M12 is reduced more than the current flowing through the transistor M11. Therefore, for example, when the power supply voltage Vcc rises, the currents flowing through the transistors M14 and M15 are slightly reduced, and the output voltage of the temperature sensor 200B can be prevented from rising due to the influence of the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc.

さらに本実施形態の分圧回路２５０は、２つの抵抗を直列に接続しただけの簡易な構成であり、抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ６０の抵抗値の設定は任意に行うことができる。したがって電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の大きさに合わせて、容易に抵抗値を設定することができる。
また本実施形態の分圧回路２５０は、温度特性を有していない抵抗により構成されるため、温度センサ２００Ｂの出力電圧に影響を与えることはない。 Furthermore, the voltage dividing circuit 250 of this embodiment has a simple configuration in which two resistors are connected in series, and the resistance values of the resistors R50 and R60 can be arbitrarily set. Therefore, the resistance value can be easily set in accordance with the magnitude of voltage fluctuation of power supply voltage Vcc.
In addition, since the voltage dividing circuit 250 of the present embodiment is configured by a resistor that does not have temperature characteristics, it does not affect the output voltage of the temperature sensor 200B.

このように本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を低減させることで高精度の温度検出を行うことができる。 Thus, in the present embodiment, highly accurate temperature detection can be performed by reducing the voltage fluctuation of the power supply voltage Vcc.

以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。 As mentioned above, although this invention has been demonstrated based on each embodiment, this invention is not limited to the requirements shown in the said embodiment. With respect to these points, the gist of the present invention can be changed without departing from the scope of the present invention, and can be appropriately determined according to the application form.

１００発振回路
１１０レギュレータ
１２０発振器
２００、２００Ａ、２００Ｂ温度センサ
２１０、２１０Ａセンサ部
２２０アンプ
２３０センター調整用電圧発生部
２５０分圧回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Oscillator circuit 110 Regulator 120 Oscillator 200, 200A, 200B Temperature sensor 210, 210A Sensor part 220 Amplifier 230 Center adjustment voltage generation part 250 Voltage dividing circuit

Claims

A temperature detection element having a first constant current source to which a power supply voltage is supplied and an anode connected and a cathode grounded;
A level shift circuit having a temperature characteristic for shifting the voltage level of the anode of the temperature detection element;
A temperature sensor having a non-inverting amplifier circuit for amplifying the output voltage of the level shift circuit,
The level shift circuit includes:
A first transistor in which a connection point between the collector and the base is connected to a second current source to which the power supply voltage is supplied and an emitter is grounded;
A current mirror circuit comprising a base of the first transistor and a second transistor to which the base is connected;
A first resistor connected between the collector of the second transistor and the anode of the temperature sensing element;
A second resistor connected between the emitter of the second transistor and ground,
A temperature sensor in which a connection point between the first resistor and the collector of the second transistor is connected to a non-inverting input terminal of the non-inverting amplifier circuit.

The temperature detecting element is
The first diode and the second diode are connected, and
The temperature sensor according to claim 1, wherein the anode of the first diode is connected to the first constant current source, and the cathode of the second diode is connected to the ground.

A voltage dividing circuit connected between the power supply voltage and the ground, wherein a first voltage dividing resistor and a second voltage dividing resistor are connected in series;
The first constant current source is:
A third transistor having a source connected to the power supply voltage and a gate and drain connected;
The third transistor includes a current mirror circuit including a gate connected to the gate and a drain including a fourth transistor connected to the anode of the temperature detection element;
The temperature sensor according to claim 1 or 2, wherein a source of the fourth transistor is connected to a connection point between the first voltage dividing resistor and the second voltage dividing resistor.

An oscillation circuit having an oscillator that vibrates a vibrator and outputs a predetermined oscillation frequency, and a temperature sensor that detects a use temperature of the oscillator,
The temperature sensor is
A temperature detecting element having a first constant current source to which a power supply voltage is supplied and an anode connected, and a cathode connected to ground;
A level shift circuit having a temperature characteristic for shifting the voltage level of the anode of the temperature detection element;
A non-inverting amplifier circuit that amplifies the output voltage of the level shift circuit,
The level shift circuit includes:
A first transistor in which a connection point between the collector and the base is connected to a second current source to which the power supply voltage is supplied and an emitter is grounded;
A current mirror circuit comprising a base of the first transistor and a second transistor to which the base is connected;
A first resistor connected between the collector of the second transistor and the anode of the temperature sensing element;
A second resistor connected between the emitter of the second transistor and ground,
An oscillation circuit in which a connection point between the first resistor and the collector of the second transistor is connected to a non-inverting input terminal of the non-inverting amplifier circuit.