JP5252229B2 - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置に関する。

直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置が既に知られている。このような電動機駆動装置の制御装置に関して、例えば、下記の特許文献１には、ベクトル制御法を用いて電流フィードバック制御を行うと共に、インバータをＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）制御により制御して直流電力から交流電力を生成し、電動機の各相のコイルに供給して電動機を駆動する制御装置が記載されている。ここで、ベクトル制御では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流の電流及び電圧を、ロータに配置された永久磁石の磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸との２軸の回転座標系に変換することにより、２相の直流の電流及び電圧として扱う。

この特許文献１に記載された制御装置は、まず、外部から与えられた電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電動機を流れる実際の電流検出値ｉｄ、ｉｑとに基づいて２相電圧指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊を導出する電流制御処理を行う。次に、非干渉演算により、干渉項が補正された２相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を導出する。その後、電圧制御部により、２相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊と電動機のロータの回転位置を表す磁極位置θｒｅとに基づいて、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を導出すると共に、キャリア（三角波）と三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊とを比較することによってＰＷＭ信号を生成する電圧制御処理を行う。そして、このＰＷＭ信号によりインバータを駆動制御して電動機に交流電力を供給して駆動する。

また、この制御装置では、１つの演算処理ユニットを用いて２つの電動機のベクトル制御を共通に行なうことができるように構成されている。そして、ＰＷＭキャリアの１周期を割り込み周期とし、当該割り込み周期の２倍又は整数ｎ倍の周期で、電流検出値ｉｄ、ｉｑの読み込み、電流制御処理、及び電圧制御処理を行う。但し、この制御装置では、１回の電流検出値ｉｄ、ｉｑを用いて、１回の電圧制御処理で割り込み周期毎の２回分の三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算することにより、割り込み周期毎にＰＷＭ信号の出力を得ることができる。

特許第３８９０９０７号公報

ところで、一般的に、電流検出処理の周期に比べて電動機の回転速度が高くなると、エイリアシングの問題が起き易くなる。すなわち、電動機の回転速度が低い状態では、コイルに流れる電流リプルの周期に対して電流検出処理の周期（サンプリング周期）が十分に短いためエイリアシングの問題は生じ難い。しかし、電動機の回転速度が高い状態では、コイルに流れる電流リプルの周期が電流検出処理の周期に近づくため、電流サンプリングのエイリアシングによって、実際には存在しない低周波の電流リプルを誤検出する場合がある。そして、このように誤検出された電流リプルを含む電流検出値に基づいて電流制御処理を行って電動機の電流フィードバック制御を実行すると、実際には存在しない電流リプルを打ち消すための成分を含んだ電圧指令値が生成されることになる。その結果、電動機のコイルに低周波の電流リプルが実際に流れることになり、電動機にトルクリプルが発生する要因になる。

これに対して、電動機の回転速度が高い状態に合わせて電流検出処理の周期を短くし、それに合わせて電流検出値に基づく電流制御処理の周期も短くすれば、エイリアシングの発生を抑えることが可能である。しかしながら、そのような対策では、制御装置の演算処理ユニットに対する演算負荷がその分増大し、従来の演算処理ユニットでは処理能力が不足するため、これまでよりも処理能力が高い演算処理ユニットを使用する必要が生じ、装置の高価格化や大型化の要因となる。

そこで、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用しつつ、電動機の回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる電動機駆動装置の制御装置を実現することが望まれる。

本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置の特徴構成は、前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定し、前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部を備えると共に、前記交流電動機のロータの回転角を表す電気角の周期と前記インバータのスイッチング周期とを同期させる同期制御モードと、これらを同期させない非同期制御モードとのいずれかを選択する制御モード選択部を備え、前記同期制御モードが選択された場合には、前記交流電動機のコイルに流れる電流を検出する電流検出処理を前記非同期制御モードにおいて前記スイッチング制御信号を生成する基準となるキャリアの周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うと共に、前記電圧制御処理を前記基準演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周期で行い、Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値をフィードバックして１回の前記電圧制御処理を行い、前記非同期制御モードが選択された場合には、前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う点にある。

交流電動機の制御を行うに際して、ロータの回転速度が比較的高い状態では、交流電動機の電気角の周期とインバータのスイッチング周期とを同期させる同期制御モードを選択し、ロータの回転速度が比較的低い状態では、交流電動機の電気角の周期とインバータのスイッチング周期とを同期させず、インバータのスイッチング制御信号をキャリアに基づいて生成するＰＷＭ制御等の非同期制御モードを選択することが、効率や制御応答性の面から望ましく、このような制御モードの選択が行われることが多い。ここで、電圧制御処理に関して、非同期制御モードに含まれるＰＷＭ制御等では、スイッチング制御信号を生成するために磁極位置に応じた交流電圧指令値を生成してキャリアとの比較演算を行い、基本的にキャリア周期毎にインバータのスイッチングが行われる。これに対して、同期制御モードでは、磁極位置に応じたスイッチングのオンオフ切替位相を導出し、当該オンオフ切替位相に従ってインバータのスイッチングを行えばよい。そのため、非同期制御モードに比べて同期制御モードでは、電圧制御処理を短い周期で行う必要性は低い。

上記の特徴構成によれば、同期制御モードが選択された場合に電流検出処理をキャリア周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うことにより、電動機の回転速度が比較的高く、交流電圧指令値の周波数に対してキャリアの周波数が比較的近い状態において電流検出処理の周期（サンプリング周期）を短くすることになるので、電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。従って、電動機のコイルに電流リプルが流れることを抑制できる。また、電流検出処理の周期を短くしたことによって演算処理ユニットの演算負荷が増加するが、電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の周期で行うことにより電圧制御処理に要する演算負荷を軽減し、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めることができる。ここで、電圧制御処理は、常に変動する交流電動機の磁極位置に応じてインバータのスイッチング制御信号を生成するものであるため、一般的には短い周期で行うことが望ましい。しかし、上記のとおり、同期制御モードでは、非同期制御モードとは異なり、キャリア周期毎にインバータのスイッチングを行う必要はないため、電圧制御処理の周期を遅くしても問題は少ない。従って、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用しつつ、電動機の回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

本特徴構成によれば、前記非同期制御モードが選択された場合には、前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う。

この構成によれば、非同期制御モードが選択された場合に電圧制御処理をキャリア周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うことにより、上記のとおり、基本的にキャリア周期毎にスイッチングのオン及びオフの制御信号を出力する非同期制御モードの電圧制御処理を短い周期で適切に行うことができる。また、同期制御モードが選択された場合とは反対に、電圧制御処理の周期を短くしたことによって演算処理ユニットの演算負荷が増加するが、電流検出処理を基準演算周期のＮ倍の周期で行うことにより電流検出処理及びそれに伴う演算処理に要する演算負荷を軽減し、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めることができる。この際、非同期制御モードが選択されるのは、電動機の回転速度が比較的低く、交流電圧指令値の周波数に対してキャリアの周波数が十分に高い状態であるため、キャリアの周期を基準とする電流検出処理の周期（サンプリング周期）をキャリア周期に対してある程度長くしても電流サンプリングのエイリアシングは発生し難く、電流検出処理の周期を遅くしても問題はない。従って、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用しつつ、電動機の回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

また、前記交流電動機に対する要求トルクに基づいて定まる電流指令値と前記電流検出処理により検出された電流検出値との偏差に基づいて第一電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部と、Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値の平均値を演算する平均値演算を行う平均値演算部と、を備え、前記同期制御モードが選択された場合には、前記平均値演算及び前記電流制御処理を前記電圧制御処理と共に前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、前記電流制御部は、前記電流指令値と前記平均値演算部により演算された前記平均値との偏差に基づいて前記電流制御処理を行って前記第一電圧指令値を決定し、前記電圧制御部は、当該第一電圧指令値に基づいて前記電圧制御処理を行う構成とすると好適である。

この構成によれば、同期制御モードが選択された場合に、基準演算周期毎に行う電流検出処理の結果としての電流検出値のＮ回分の平均値を演算し、当該平均値を用いて電流制御処理及び電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の周期で行うことになる。従って、電流検出処理を基準演算周期毎の短い周期で行うのに対して電流制御処理及び電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の比較的長い周期で行う場合に、Ｎ回の電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値を適切にフィードバックして電流制御処理及び電圧制御処理を行うことができる。これにより、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めつつ、短い周期で検出された電流検出値を適切に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置の別の特徴構成は、前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定し、前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部を備えると共に、前記交流電動機のロータの回転角を表す電気角の周期と前記インバータのスイッチング周期とを同期させる同期制御モードと、これらを同期させない非同期制御モードとのいずれかを選択する制御モード選択部を備え、前記同期制御モードが選択された場合には、前記交流電動機のコイルに流れる電流を検出する電流検出処理を前記非同期制御モードにおいて前記スイッチング制御信号を生成する基準となるキャリアの周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うと共に、前記電圧制御処理を前記基準演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周期で行い、Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値をフィードバックして１回の前記電圧制御処理を行うものであり、
さらに、前記交流電動機に対する要求トルクに基づいて定まる電流指令値と前記電流検出処理により検出された電流検出値との偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って第一電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部を備え、前記同期制御モードが選択された場合には、前記電流制御処理を前記電流検出処理と共に基準演算周期毎に行い、前記電圧制御部は、Ｎ回の前記電流制御処理によって積分項にＮ回分の電流検出値が反映された第一電圧指令値に基づいて前記電圧制御処理を行う点にある。

この構成によれば、同期制御モードが選択された場合に、電流検出処理及び電流制御処理を基準演算周期毎に行うと共に、電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の周期で行うことになる。この際、基準演算周期毎に行われた電流検出処理及び電流制御処理により、Ｎ回分の電流検出値が積分項に反映された第一電圧指令値が電流制御処理によって演算される。従って、電流検出処理を基準演算周期毎の短い周期で行うのに対して電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の比較的長い周期で行う場合に、Ｎ回の電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値を適切にフィードバックして電圧制御処理を行うことができる。これにより、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めつつ、短い周期で検出された電流検出値を適切に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。尚、この構成においても、前記非同期制御モードが選択された場合には、前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う構成とすると好適である。この構成によれば、非同期制御モードが選択された場合に電圧制御処理をキャリア周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うことにより、上記のとおり、基本的にキャリア周期毎にスイッチングのオン及びオフの制御信号を出力する非同期制御モードの電圧制御処理を短い周期で適切に行うことができる。

また、Ｎ個の前記交流電動機の電流フィードバック制御のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行うように構成され、前記同期制御モードが選択された場合には、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電流検出処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧制御処理を、前記基準演算周期のＮ倍の周期で互いに異なる基準演算周期内に行う構成とすると好適である。

この構成によれば、Ｎ個の交流電動機の電流フィードバック制御のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行う場合においても、同期制御モードが選択された場合に、各交流電動機の電流検出処理を基準演算周期毎に行うことにより、電流検出処理の周期（サンプリング周期）を短くして電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。また、電流検出処理の周期を短くしたことによって演算処理ユニットの演算負荷が増加するが、各交流電動機の電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍の周期で互いに他の交流電動機の電圧制御処理とは異なる基準演算周期内に行うことにより、Ｎ個の交流電動機のそれぞれについての電圧制御処理を所定の周期で適切に行いつつ、基準演算周期毎の演算負荷の偏りを抑え、電圧制御処理に要する演算負荷を軽減することができる。これにより、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めることができる。従って、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用してＮ個の交流電動機の制御を適切に行いつつ、電動機の回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

また、前記非同期制御モードが選択された場合には、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に同じ基準演算周期内で順に行うと共に、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で互いに異なるタイミングで行い、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについて１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う構成とすると好適である。

この構成によれば、Ｎ個の交流電動機の電流フィードバック制御のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行う場合においても、非同期制御モードが選択された場合に、各交流電動機の電圧制御処理を基準演算周期毎に同じ基準演算周期内で順に行うことにより、Ｎ個の交流電動機のそれぞれについての非同期制御モードの電圧制御処理を短い周期で適切に行うことができる。また、同期制御モードが選択された場合とは反対に、各交流電動機の電圧制御処理の周期を短くしたことによって演算処理ユニットの演算負荷が増加するが、各交流電動機の電流検出処理を基準演算周期のＮ倍の周期で互いに他の交流電動機の電流検出処理とは異なるタイミングで行うことにより、Ｎ個の交流電動機のそれぞれについての電流検出処理を所定の周期で適切に行いつつ、基準演算周期毎の演算負荷の偏りを抑え、電流検出処理及びそれに伴う演算処理に要する演算負荷を軽減することができる。これにより、電動機駆動装置及び交流電動機を制御するための全体の演算負荷を演算処理ユニットの処理能力の範囲内に収めることができる。従って、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用してＮ個の交流電動機の制御を適切に行いつつ、電動機の回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

第一の実施形態に係る制御装置を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図である。 第一の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 制御モードを決定する際に参照するマップの一例を示す図である。 第一制御モードにおける交流電圧指令値の一例を示す図である。 第三制御モードにおける交流電圧指令値の一例を示す図である。 第一の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第一の実施形態に係る非同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。 第一の実施形態に係る同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。 第二の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第二の実施形態に係る非同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。 第二の実施形態に係る同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。 第三の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第三の実施形態に係る同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。 第四の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第四の実施形態に係る同期制御モードを行う場合のタイムチャートである。

１．第一の実施形態
本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第一の実施形態について、図面を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の２つの同期電動機ＭＧ１、ＭＧ２（ＩＰＭＳＭ、以下、これらを総称して単に「電動機ＭＧ」という場合がある。）を駆動制御する装置として構成されている場合を例として説明する。これらの電動機ＭＧは、必要に応じて発電機としても動作するように構成されている。これらの電動機ＭＧは、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給するインバータ６を有して構成されている。そして、本実施形態では、図２に示すように、制御装置２は、電動機駆動装置１を制御することにより、ベクトル制御法を用いて電動機ＭＧの電流フィードバック制御を行う。

このような構成において、本実施形態に係る制御装置２は、電動機ＭＧに供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する電圧制御処理を行う電圧制御部２３を備えている（図２参照）。また、電動機制御装置１は、電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させる同期制御モードと、これらを同期させない非同期制御モードとのいずれかを選択可能に備えている。そして、同期制御モードが選択された場合には、電動機ＭＧのコイルに流れる電流を検出する電流検出処理をキャリアの周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うと共に、電圧制御処理を基準演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周期で行い、Ｎ回の電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値をフィードバックして１回の電圧制御処理を行う（図８を参照）点に特徴を有する。これにより、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用しつつ、電動機ＭＧの回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる電動機制御装置１が実現されている。なお、本実施形態では、上記「Ｎ」が「２」である場合を例として説明する。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１−１．電動機駆動装置及び制御装置のハードウエア構成
まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１及び制御装置２のハードウエア構成について、図１に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態では、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の２つの三相同期電動機を制御対象として備えている。第一電動機ＭＧ１と第二電動機ＭＧ２とは、同じ性能の電動機であっても良いし、異なる性能の電動機であっても良い。電動機ＭＧ１，ＭＧ２は、それぞれインバータ６ａ、６ｂ（以下、これらを総称して単に「インバータ６」という場合がある。）を介して、直流電圧Ｖｄｃを発生させる直流電源３に接続されている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である直流電圧Ｖｄｃは、不図示の電圧センサにより検出されて制御装置２へ出力される。なお、直流電源３とインバータ６との間に、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサや直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを昇圧するコンバータ等を介挿して備えた構成としても好適である。

インバータ６は、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給する。このように供給された三相交流電圧によって電動機ＭＧが駆動される。すなわち、インバータ６は直流交流変換部として機能する。インバータ６は、複数のスイッチング素子（不図示）を有して構成される。スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）等を適用すると好適である。以下、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。

インバータ６（６ａ、６ｂ）は、三相のブリッジ回路により構成される。インバータ６の入力プラス側と入力マイナス側との間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、電動機ＭＧ（ＭＧ１、ＭＧ２）のｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイルＭｕ（Ｍｕ１、Ｍｕ２）、Ｍｖ（Ｍｖ１、Ｍｖ２）、Ｍｗ（Ｍｗ１、Ｍｗ２）のそれぞれに一組の直列回路が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側のＩＧＢＴのコレクタはインバータ６の入力プラス側に接続され、エミッタは各相の下段側のＩＧＢＴのコレクタに接続される。また、各相の下段側のＩＧＢＴのエミッタは、インバータ６の入力マイナス側（例えば、グラウンド）に接続される。対となる各相のＩＧＢＴによる直列回路の中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、電動機ＭＧのステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗにそれぞれ接続される。

なお、ＩＧＢＴには、それぞれフリーホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形態でＩＧＢＴに対して並列に接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、ドライバ回路７６を介して制御装置２に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。

制御装置２は、電動機駆動装置１に備えられた複数（ここでは２個）のインバータ６（６ａ、６ｂ）を制御する。制御装置２は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成されたＥＣＵ（electronic control unit）として構成されている。本実施形態では、制御装置２は、シングルタスクのマイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）６１と、インターフェース回路７０と、その他の周辺回路等とを有して構成される。ＣＰＵ６１は、後述する電動機制御処理を実行するコンピュータである。インターフェース回路７０は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。高電圧をスイッチングするスイッチング素子としてのＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのゲートに入力される駆動信号であるスイッチング制御信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の駆動電圧よりも高い電圧を必要とするため、ドライバ回路７６を介して昇圧された後、インバータ６に入力される。

ＣＰＵ６１は、少なくとも、ＣＰＵコア６２と、プログラムメモリ６３と、パラメータメモリ６４と、ワークメモリ６５と、タイマ６６と、Ａ／Ｄコンバータ６７と、通信制御部６８と、ポート６９と、を有して構成される。ＣＰＵコア６２は、ＣＰＵ６１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラ等を有して構成される。本実施形態では、ＣＰＵ６１は単一のＣＰＵコア６２を備えており、この単一のＣＰＵコア６２が本発明における「単一の演算処理ユニット」に相当する。このＣＰＵコア６２は、シリアルにプログラムを実行するシングルタスクのコンピュータの中核を担う。

プログラムメモリ６３は、電動機制御プログラムが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ６４は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ６４は、プログラムメモリ６３と区別することなく構築されてもよい。プログラムメモリ６３やパラメータメモリ６４は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ６５は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ６５は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。

タイマ６６は、所定のクロック周期を基準として時間を計測する。そして、タイマ６６は、例えば、後述するスイッチング制御信号のキャリアの周期の１／２を基準演算周期Ｔ０としてプログラムの実行周期を監視し、ＣＰＵコア６２の割り込みコントローラに通知する。Ａ／Ｄコンバータ６７は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータ６７は、電動機ＭＧの各ステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流れる電流の検出値である電流検出値Ｉｕｒ（Ｉｕｒ１、Ｉｕｒ２）、Ｉｖｒ（Ｉｖｒ１、Ｉｖｒ２）、Ｉｗｒ（Ｉｗｒ１、Ｉｗｒ２）を、電流センサ７（７ａ、７ｂ）から受け取ってデジタル値に変換する。なお、ｕ相、ｖ相、ｗ相の三相は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、二相分のみの電流を検出し、残る一相はＣＰＵ６１において演算により求めてもよい。本実施形態では、三相の全てが検出される場合を例示している。なお、二相分のみの電流を検出し、残る一相はＣＰＵ６１において演算により求めるのであれば、Ａ／Ｄコンバータ６７は、４つのアナログ入力を有していれば足りる。

通信制御部６８は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。本実施形態では、不図示の車両内のＣＡＮ（controller area network）を介して、走行制御システムやセンサ等との通信を制御する。例えば、ＣＰＵ６１は、通信制御部６８を介して、走行制御システムから、電動機ＭＧに対する要求トルクＴＭを含むモータ制御指令を受け取り、これに基づいて電動機ＭＧを制御する。本実施形態では、ＣＰＵ６１は、第一電動機ＭＧ１に対する要求トルクＴＭ１及び第二電動機ＭＧ２に対する要求トルクＴＭ２（以下、これらを総称して単に「要求トルクＴＭ」という場合がある。）をそれぞれ受け取る。また、ＣＰＵ６１は、通信制御部６８を介してブレーキシステムやパワーステアリングシステムと接続され、これらを制御する構成としても好適である。

ポート６９は、インバータ６のスイッチング制御信号等をＣＰＵ６１の端子を介して出力したり、ＣＰＵ６１に入力される回転センサ８（８ａ、８ｂ）からの回転検出信号を受け取ったりする端子制御部である。図１においてインターフェース回路７０からドライバ回路７６に入力される信号の符号Ｐ＊は、インバータ６の上段側のＩＧＢＴの制御信号を示し、符号Ｎ＊は、下段側のＩＧＢＴの制御信号を示す。また、符号＊ｕ、＊ｖ、＊ｗは、インバータ６のｕ相、ｖ相、ｗ相それぞれのＩＧＢＴの制御信号を示す。また、符号＊１、＊２は、それぞれ第一電動機ＭＧ１のインバータ６ａ、第二電動機ＭＧ２のインバータ６ｂのスイッチング制御信号としてのＩＧＢＴ制御信号を示す。回転センサ８は、電動機ＭＧの近傍に設置されて電動機ＭＧの回転子としてのロータの回転角を表す磁極位置θを検出するセンサであり、例えばレゾルバ等を用いて構成される。ここでは、磁極位置θは、ロータの回転角を電気角として表すものとする。

このように、本実施形態に係る電動機駆動装置１は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象とすると共に、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれに対応する２個のインバータ６ａ、６ｂを備えており、制御装置２は、これら２個のインバータ６ａ、６ｂを制御することにより、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御するように構成される。この際、制御装置２は、単一の演算処理ユニットとしてのＣＰＵコア６２を用いて２個のインバータ６ａ、６ｂを制御するように構成されている。

１−２．制御装置のソフトウエア構成
次に、制御装置２のソフトウエア構成について説明する。なお、本実施形態では電動機駆動装置１が２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を駆動制御の対象とすると共に各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応する２個のインバータ６ａ、６ｂを備えていることに対応して、制御装置２は２個のインバータ６ａ、６ｂ及び２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれに対応する各機能部を備えているが、これらは同様の構成であるため、以下では、一方のインバータ６及び電動機ＭＧを制御する機能部についてのみ説明することとする。図２に示すように、制御装置２はベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御により電動機ＭＧ及びインバータ６を備えた電動機駆動装置１の制御を行う。ベクトル制御では、交流電動機ＭＧの三相のそれぞれのステータコイルに流れるコイル電流を、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、当該ｄ軸に直交するｑ軸との２相のベクトル成分に座標変換して電流フィードバック制御を行う。

ベクトル制御における座標変換に際しては、電動機ＭＧの回転状態を常に検出する必要がある。従って、図１に示すように、電動機ＭＧの近傍にレゾルバなどの回転センサ８が備えられる。その検出結果である磁極位置θは制御装置２に入力される。上記のとおり、磁極位置θは電気角である。制御装置２には、更に要求トルクＴＭが入力される。そして、制御装置２は、これらの要求トルクＴＭ、磁極位置θ、及び磁極位置θから導出される電動機ＭＧの回転速度ωに応じて電動機ＭＧを駆動するための制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成して出力し、インバータ６を駆動制御する。制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗは、インバータ６の各スイッチング素子に後述する複数の制御モードのいずれかに従ったスイッチング動作を行わせるためのスイッチング制御信号であり、具体的には、各スイッチング素子のゲートを駆動するゲート駆動信号である。

ｄ軸電流指令値導出部１１には、要求トルクＴＭが入力される。ｄ軸電流指令値導出部１１は、入力された要求トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。なお、最大トルク制御とは、同一電流に対して電動機ＭＧの出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。本実施形態では、ｄ軸電流指令値導出部１１は、要求トルクＴＭの値と基本ｄ軸電流指令値との関係を規定したテーブルを用いて、要求トルクＴＭの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出するように構成されている。導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、減算器１４へ入力される。減算器１４には、更に、後述する電流調整指令値導出部１６により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。減算器１４は、下記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂからｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを減算し、最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する。
Ｉｄ＝Ｉｄｂ−ΔＩｄ・・・（１）

ｑ軸電流指令値導出部１２には、要求トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。ｑ軸電流指令値導出部１２は、入力された要求トルクＴＭとｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。本実施形態では、ｑ軸電流指令値導出部１２は、少なくとも要求トルクＴＭの値とｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとの関係を規定したテーブルを用いて、要求トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。このようにして導出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑは、電動機ＭＧを駆動する、互いに直交するベクトル成分を有する二相の電流の指令値である。従って、本実施形態においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが本発明における「電流指令値」に相当する。

電流制御部１３には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが入力される。更に、電流制御部１３には、三相二相変換部３６からｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒが入力され、回転速度導出部３１から電動機ＭＧの回転速度ωが入力される。ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒは、電動機ＭＧのステータコイル（Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ）を実際に流れる電流の電流センサ７（図１を参照）による電流検出値（三相の電流検出値：ｕ相電流検出値Ｉｕｒ、ｖ相電流検出値Ｉｖｒ、及びｗ相電流検出値Ｉｗｒ）と回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θとに基づいて、三相二相変換部３６により三相二相変換を行って導出される。また、電動機ＭＧの回転速度ωは、回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θに基づいて回転速度導出部３１により導出される。

電流制御部１３は、二相の電流指令値であるｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑと、電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを三相二相変換して得られる二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒ）との偏差に基づいて第一電圧指令値としての二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する電流制御処理を行う。この際、電流制御部１３は、前記偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する。具体的には、電流制御部１３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄとｄ軸電流検出値Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差δＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑとｑ軸電流検出値Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差δＩｑを導出する。そして、電流制御部１３は、ｄ軸電流偏差δＩｄに基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って電圧降下のｄ軸成分であるｄ軸電圧降下Ｖｚｄを導出すると共に、ｑ軸電流偏差δＩｑに基づいて比例積分制御演算を行って電圧降下のｑ軸成分であるｑ軸電圧降下Ｖｚｑを導出する。

そして、電流制御部１３は、下記の式（２）に示すように、ｄ軸電圧降下Ｖｚｄからｑ軸電機子反作用Ｅｑを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄを導出する。
Ｖｄ＝Ｖｚｄ−Ｅｑ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑｒ・・・（２）
この式（２）に示されるように、ｑ軸電機子反作用Ｅｑは、電動機ＭＧの回転速度ω、ｑ軸電流検出値Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて導出される。

更に、電流制御部１３は、下記の式（３）に示すように、ｑ軸電圧降下Ｖｚｑにｄ軸電機子反作用Ｅｄ及び永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧Ｅｍを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する。
Ｖｑ＝Ｖｚｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ
＝Ｖｚｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄｒ＋ω・ＭＩｆ・・・（３）
この式（３）に示されるように、ｄ軸電機子反作用Ｅｄは、電動機ＭＧの回転速度ω、ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ、及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて導出される。また、誘起電圧Ｅｍは、永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆ及び電動機ＭＧの回転速度ωに基づいて導出される。

また、本実施形態では、電流制御部１３は、平均値演算部２１を備えている。平均値演算部２１は、２（＝Ｎ）回の電流検出処理により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値の平均値を演算する平均値演算を行う。ここでは、平均値演算部２１は、電流センサ７により検出された三相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを三相二相変換部３６により三相二相変換して得られる二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒ）を入力値とし、これらの２回分の入力値の平均値、すなわち、２回分のｄ軸電流検出値Ｉｄｒの平均値、及び２回分のｑ軸電流検出値Ｉｑｒの平均値をそれぞれ演算する。後述するように、平均値演算部２１は、モード決定部５１において同期制御モードが選択された場合に機能し、非同期制御モードが選択された場合には機能しない。そのため、電流制御部１３にはモード決定部５１において選択された制御モードの情報が入力され、電流制御部１３は、この情報に応じて平均値演算部２１による平均値演算を行うか否かを決定する。そして、平均値演算部２１による平均値演算を行った場合には、電流制御部１３は、二相の電流指令値（ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑ）と、平均値演算部２１により演算された二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒ）のそれぞれの平均値との偏差に基づいて電流制御処理を行って二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する。

変調率・電圧指令位相導出部２２には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。更に、変調率・電圧指令位相導出部２２には、不図示の電圧センサにより検出される直流電圧Ｖｄｃが入力される。変調率・電圧指令位相導出部２２は、入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、第二電圧指令値としての変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する。ここで、変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を表し、本例では直流電圧Ｖｄｃに対する二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの実効値の比率とされている。具体的には、変調率Ｍは、以下の式（４）に従って算出される。
Ｍ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（４）

電圧指令位相θｖは、二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが表す電圧ベクトルの位相角であり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに係るｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧指令値Ｖｑに係るｑ軸電圧ベクトルとを合成して生成される合成電圧ベクトルと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに係るｄ軸電圧ベクトルとの成す角に相当する。本例では、電圧指令位相θｖは、以下の式（５）に従って算出される。
θｖ＝ｔａｎ^−１（Ｖｑ／Ｖｄ）・・・（５）
この電圧指令位相θｖは、磁極位置θの原点（θ＝０°）を基準としたｕ相電圧指令値Ｖｕの原点の位相に相当する。

ところで、電動機ＭＧは、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機ＭＧを駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときの直流電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、ステータコイルに必要な電流を流すことができなくなり、電動機ＭＧを適切に制御することができない。そのため、制御装置２は、電動機ＭＧの界磁磁束を弱める方向の磁束がステータコイルから発生するように電流位相を調節する（最大トルク制御よりも進める）、いわゆる弱め界磁制御を行なうように構成されている。そこで、本実施形態では、変調率・電圧指令位相導出部２２により導出された変調率Ｍに基づいて、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出され、導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが調整される構成となっている。

より具体的には、減算器１７には、変調率Ｍ、及び当該変調率Ｍの理論上の最大値である「０．７８」の値が入力される。減算器１７は、下記の式（６）に示すように、変調率Ｍから「０．７８」を減算した変調率偏差ΔＭを導出する。
ΔＭ＝Ｍ−０．７８・・・（６）
電流調整指令値導出部１６には、導出された変調率偏差ΔＭが入力される。電流調整指令値導出部１６は、この変調率偏差ΔＭを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値をｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして導出する。このｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、上記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから減算されて最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄが導出される。すなわち、このｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、電動機ＭＧの界磁磁束を弱めるための弱め界磁指令値となる。

本実施形態に係る制御装置２は、電動機駆動装置を制御するための制御モードを決定するモード決定部５１と、インバータ６のキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部５２と、を更に備えている。モード決定部５１には、入力変数として少なくとも要求トルクＴＭ及び回転速度ωが入力される。モード決定部５１は、入力された要求トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて、電動機駆動装置１を制御するために予め設定された複数の制御モードの中から１つの制御モードを決定する。制御装置２はパラメータメモリ６４等に制御モード決定用のマップを記憶して備えている。本実施形態においては、図３に示すように、このマップには電動機ＭＧの動作可能領域として、第一領域Ａ１、第二領域Ａ２、及び第三領域Ａ３の３つの領域が設定されている。そして、これに対応して、モード決定部５１が選択可能な３つの制御モードが設定されている。すなわち、モード決定部５１は、要求トルクＴＭと回転速度ωとの関係が第一領域Ａ１内にある場合には第一制御モードを選択し、第二領域Ａ２内にある場合には第二制御モードを選択し、第三領域Ａ３内にある場合には第三制御モードを選択する。

ところで、電動機駆動装置１を制御するための制御モードに係る制御方法には、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電圧の波形に関してＰＷＭ制御及び矩形波制御の２つがあり、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電流の位相に関して最大トルク制御及び弱め界磁制御の２つがある。更に本実施形態では、ＰＷＭ制御には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれている。モード決定部５１が選択可能な３つのモードは、これらを組み合わせて構成されている。

第一制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に最大トルク制御と共に正弦波ＰＷＭ制御を行わせるモードである。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフを、正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリア（搬送波）との比較に基づいて制御する。正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、後述する電圧制御部２３の三相指令値導出部３５により導出される。

第二制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に最大トルク制御と共に過変調ＰＷＭ制御を行わせるモードである。過変調ＰＷＭ制御では、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて、正弦波ＰＷＭ制御における正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗよりも振幅を大きくする。その状態で、正弦波ＰＷＭ制御と同様にインバータ６の各スイッチング素子のオンオフを、歪んだ正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリアとの比較に基づいて制御する。これにより、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが搬送波の振幅を超える部分において連続的にハイレベル又はローレベルとなるＰＷＭ制御が行われる。歪んだ正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、後述する電圧制御部２３の三相指令値導出部３５により導出される。

第三制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に弱め界磁制御と共に矩形波制御を行わせるモードである。矩形波制御では、インバータ６の各スイッチング素子のオン及びオフを電気角１周期（磁極位置θの３６０°）につき１回ずつ行わせるように制御する。このとき、各相の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れる矩形波となる。従って、本実施形態では、第三制御モードでは、各相の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、単にインバータ６の各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相であるオンオフ切替位相の指令値とされる。

なお、矩形波制御が行われる第三制御モードでは、磁極位置θとして検出される電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させる同期制御が行われる。ここで、スイッチング周期は、インバータ６のスイッチング素子のオンオフタイミングの周期であり、各スイッチング素子のオンオフ切替位相の周期に等しい。一方、正弦波ＰＷＭ制御が行われる第一制御モード及び過変調ＰＷＭ制御が行われる第二制御モードでは、スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗがキャリアに基づいて生成される。これらのＰＷＭ制御では、磁極位置θとして検出される電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させない非同期制御が行われる。従って、本実施形態においては、第三制御モードが本発明における「同期制御モード」に含まれ、第一制御モード及び第二制御モードが本発明における「非同期制御モード」に含まれる。モード決定部５１は、このような同期制御モード又は非同期制御モードのいずれかに含まれる複数の制御モードの中から一つを選択する機能を有しており、本発明における「制御モード選択部」に相当する。後述するように、モード決定部５１が同期制御モードと非同期制御モードとのいずれを選択するかに応じて、電圧制御部２３内の制御ブロックが電圧制御切替部４６により切り替えられ、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及びスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する方式が切り替えられる構成となっている。

本実施形態では更に、モード決定部５１には、電流調整指令値導出部１６により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。そして、モード決定部５１は、入力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて、第三制御モードを選択することの可否を判定する。より具体的には、モード決定部５１は、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが所定の第三制御モード移行許可閾値以上である場合には第三制御モードを選択することを許可し、一方、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが第三制御モード移行許可閾値未満である場合には第三制御モードを選択することを禁止する。従って、本実施形態に係るモード決定部５１は、入力される要求トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて制御モードを決定することを前提としつつ、更に入力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて制御モードの選択に一定の制限を課すように構成されている。

キャリア周波数決定部５２には、入力変数として少なくとも回転速度ω及び要求トルクＴＭが入力される。キャリア周波数決定部５２は、入力された要求トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのキャリア（搬送波）の周波数であるキャリア周波数Ｆｃを決定する。本実施形態においては、制御装置２はパラメータメモリ６４等にキャリア周波数決定用のマップを記憶して備えている。キャリア周波数決定部５２は、電動機ＭＧの要求トルクＴＭ及び回転速度ω等に応じて、インバータ６における損失や電動機ＭＧにおける損失を低減するための最適なキャリア周波数Ｆｃを決定する。この際、キャリア周波数決定部５２は、例えば、予め定められた複数の選択可能なキャリア周波数の中から前記マップに基づいて最適なキャリア周波数を選択して決定する。なお、要求トルクＴＭに代えて、又は要求トルクＴＭと共に変調率Ｍがキャリア周波数決定部５２に入力され、これと回転速度ωとに基づいてキャリア周波数Ｆｃを決定する構成としてもよい。

電圧制御部２３には、変調率・電圧指令位相導出部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖが入力される。更に、電圧制御部２３には、回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θ及びキャリア周波数決定部５２により決定されたキャリア周波数Ｆｃが入力される。電圧制御部２３は、入力された変調率Ｍ、電圧指令位相θｖ、磁極位置θ、及びキャリア周波数Ｆｃに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する電圧制御処理を行う。本実施形態においては、電圧制御部２３は、三相指令値導出部３５及び非同期制御信号生成部４１、並びにオンオフ切替位相導出部４３及び同期制御信号生成部４２を備えている。

また、変調率・電圧指令位相導出部２２と電圧制御部２３との間には、電圧制御切替部４６が設けられている。電圧制御切替部４６は、モード決定部５１により選択された制御モードに応じて電圧制御部２３内の制御ブロックを切り替える。具体的には、非同期制御モードに含まれる第一制御モード又は第二制御モードが選択された場合には、変調率・電圧指令位相導出部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを三相指令値導出部３５へ入力し、三相指令値導出部３５及び非同期制御信号生成部４１に電圧制御処理を行わせる。一方、同期制御モードに含まれる第三制御モードが選択された場合には、変調率・電圧指令位相導出部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖをオンオフ切替位相導出部４３へ入力し、オンオフ切替位相導出部４３及び同期制御信号生成部４２に電圧制御処理を行わせる。電圧制御切替部４６は、モード決定部５１により選択された制御モードに応じて、このような変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖの入力先の切り替えを行う。これにより、電圧制御部２３は、モード決定部５１により決定された制御モードに応じたスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。

三相指令値導出部３５は、入力された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖに基づいて、三相の正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。図４は、三相指令値導出部３５により生成される交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの一例を示す図である。この図は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが正弦波状の第一制御モードの電圧指令値である場合の例を示している。この場合、ｕ相電圧指令値Ｖｕは、磁極位置θの原点（θ＝０°）に対して電圧指令位相θｖだけ遅れた位相を有し、振幅が変調率Ｍに等しく、１周期が磁極位置θの１周（電気角１周、３６０°）に等しい正弦波状の電圧指令値となる。ｖ相電圧指令値Ｖｖはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して１２０°、ｗ相電圧指令値Ｖｗはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して２４０°、それぞれ位相が遅れた正弦波状の電圧指令値となる。また、第二制御モードが選択された場合には、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は歪んだ正弦波状となるが、各指令値の位相及び振幅は図４と同様となる。

ここで、三相指令値導出部３５は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を規定した交流電圧指令値マップを制御モード毎に備えており、モード決定部５１により決定された制御モードに応じて、この交流電圧指令値マップに基づいて交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成して出力する。交流電圧指令値マップは、例えば、第一制御モード用のマップでは、原点が磁極位置θの原点（θ＝０°）に一致し、振幅が１である正弦波状の電圧波形を規定している。三相指令値導出部３５は、このマップに規定された電圧波形の原点を電圧指令位相θｖだけ遅らせると共に、振幅を変調率Ｍ倍にすることによりｕ相電圧指令値Ｖｕを生成し、当該ｕ相電圧指令値Ｖｕの位相を１２０°、２４０°遅らせることによりＶ相電圧指令値Ｖｖとｗ相電圧指令値Ｖｗを生成することができる。三相指令値導出部３５は、制御モード毎に、異なる電圧波形のマップを備えている。

非同期制御信号生成部４１には、三相指令値導出部３５により生成された交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及びキャリア周波数決定部５２により決定されたキャリア周波数Ｆｃが入力される。非同期制御信号生成部４１は、この交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリア（搬送波）とに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。具体的には、非同期制御信号生成部４１は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリアとの比較を行い、インバータ６のｕ相上段、ｕ相下段、ｖ相上段、ｖ相下段、ｗ相上段、ｗ相下段の各スイッチング素子のそれぞれをＰＷＭ制御するための６つのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。従って、非同期制御信号生成部４１は、各スイッチング素子に対して、基本的にキャリア周期毎に２回、スイッチング制御信号を出力する。また、このスイッチング制御信号が表すオン又はオフのパルス幅は、キャリアに対して連続的に変化する略正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大きさに応じてキャリア周期毎に段階的に変化する。本実施形態においては、キャリア周波数Ｆｃは交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の整数倍とはなっておらず、よって、スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのキャリアの周期と交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周期とは同期していないすなわち、第一制御モード及び第二制御モードはいずれも非同期ＰＷＭ制御となっている。従って、本実施形態においては、非同期制御モードは、非同期ＰＷＭ制御が行われるモードとなっている。但し、スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗをキャリアに基づいて生成する制御方式には、例えば、キャリアの周期と交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周期とを同期させた状態でＰＷＭ制御を行う同期ＰＷＭ制御も含まれる。このような同期ＰＷＭ制御においても、非同期ＰＷＭ制御と同様に、インバータ６のスイッチング周期は交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅に依存して決定されるため、電動機ＭＧの電気角（磁極位置θ）の周期とインバータ６のスイッチング周期とは同期しない。すなわち、このような同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御の双方を含むＰＷＭ制御モード全般において、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングが電動機ＭＧの電気角（位相）によって一意に定まらない。従って、このようなＰＷＭ制御モードは、本発明における非同期制御モードに含まれる。

オンオフ切替位相導出部４３は、入力された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとしてのインバータ６の各スイッチング素子のオンオフ切替位相の指令値を生成する。この指令値は、各スイッチング素子のオンオフ制御信号に対応し、各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相を表す指令値である。図５は、オンオフ切替位相導出部４３により生成される交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが表す内容を図示したものであり、各スイッチング素子のオン又はオフが切り替えられる位相を、横軸としての磁極位置θ上に示している。この例では、ｕ相電圧指令値Ｖｕは、磁極位置θの原点（θ＝０°）に対して電圧指令位相θｖだけ遅れた位相を有しており、磁極位置θの１周（電気角１周、３６０°）が１周期となっている。そして、電圧指令位相θｖでｕ相上段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｐｕがオン、ｕ相下段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｎｕがオフされ、電圧指令位相θｖから磁極位置θの半周（電気角半周、１８０°）でｕ相上段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｐｕがオフ、ｕ相下段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｎｕがオンされる。ｖ相電圧指令値Ｖｖはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して１２０°、ｗ相電圧指令値Ｖｗはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して２４０°、それぞれ位相が遅れる以外は同様の電圧指令値となる。なお、オンオフ切替位相導出部４３から実際に出力する交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ｕ相、ｖ相、ｗ相のそれぞれについての各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相の情報のみにより構成することができる。従って、このようなオンオフ切替位相の指令値としての交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の指令値を一連の情報としてまとめて出力してもよい。

ここで、オンオフ切替位相導出部４３は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを構成する各スイッチング素子のオンオフ切替位相を規定したオンオフ切替位相マップを制御モード毎に備えており、このオンオフ切替位相マップに基づいて交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成して出力する。オンオフ切替位相マップは、例えば、原点が磁極位置θの原点（θ＝０°）に一致し、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相について上段のスイッチング素子がオン、下段のスイッチング素子がオフの状態と、上段のスイッチング素子がオフ、下段のスイッチング素子がオンの状態とが切り替わる位相を規定するものとする。オンオフ切替位相導出部４３は、このマップに規定されたオンオフ位相の原点を電圧指令位相θｖだけ遅らせることによりｕ相電圧指令値Ｖｕを生成し、当該ｕ相電圧指令値Ｖｕの位相を１２０°、２４０°遅らせることによりＶ相電圧指令値Ｖｖとｗ相電圧指令値Ｖｗを生成することができる。

同期制御信号生成部４２には、オンオフ切替位相導出部４３により生成された交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。同期制御信号生成部４２は、この交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。具体的には、同期制御信号生成部４２は、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフ切替位相の指令値に従い、インバータ６のｕ相上段、ｕ相下段、ｖ相上段、ｖ相下段、ｗ相上段、ｗ相下段の各スイッチング素子のそれぞれのオン又はオフの状態を制御するための６つのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。このスイッチング制御信号が表すオン又はオフのパルス幅は、オンオフ切替位相に応じて予め定められた幅となる。また、この際、同期制御信号生成部４２を含む電圧制御部２３は、所定の演算周期で電圧制御処理を行っており、各スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗが所定の演算周期毎に出力され、各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングが変更される。従って、各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングは所定の演算周期毎に変更されるが、インバータ６の各スイッチング素子は、電動機ＭＧの電気角（磁極位置θ）に同期して制御される。これにより電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期（スイッチング素子のオンオフタイミングの周期）とが同期する。このように、同期制御モードでは、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングが、電動機ＭＧの電気角（位相）によって一意に定まる。

１−３．制御モードに応じた各部の処理周期
次に、本発明の要部である、制御モードに応じた制御装置２の各部の処理周期の設定について説明する。この制御装置２は、モード決定部５１により選択された制御モードが、同期制御モードであるか非同期制御モードであるかに応じて、各部の処理周期の設定を切り替えるように構成されている。本発明は、処理能力が限られた単一のＣＰＵコア６２を使用しつつ、電動機ＭＧのロータの回転速度が高くなった場合における電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることを目的としている。そのため、制御装置２は、特に、電流センサ７（７ａ、７ｂ）による電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期、及び電圧制御部２３による電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期の設定を、制御モードに応じて切り替える。この際、制御装置２は、図７及び図８に示すように、キャリア周期ＴＣの１／２に設定された基準演算周期Ｔ０を基準として、各処理の周期を設定する。例えば、キャリア周期ＴＣは５０〜６００〔μｓ〕程度に設定され、基準演算周期Ｔ０がその半分の周期に設定される。このように設定される基準演算周期Ｔ０は、インバータ６のスイッチング素子のオンオフによるノイズの影響を受け難くするために、キャリアの波形が最大値（山）又は最小値（谷）となるタイミングで電流センサ７による電流検出処理を行う場合における最短の電流検出周期に相当する。以下に説明する制御装置２の各部による一連の制御処理（電動機制御処理）は、ＣＰＵ６１のタイマ６６（図１を参照）により計測される基準演算周期Ｔ０毎に、ＣＰＵ６１の割り込み機能の実行により開始される。

ところで、本実施形態では、制御装置２は、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２の電流フィードバック制御のための演算処理を単一のＣＰＵコア６２により行うように構成されている。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図７に示すように、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０毎に同じ基準演算周期Ｔ０内で順に行うと共に、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミングで行い、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて１回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして２（＝Ｎ）回の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行う。一方、制御装置２は、同期制御モードが選択された場合には、図８に示すように、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行い、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行う。

ここで、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）は、電圧制御部２３により行われる処理であり、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖ、並びに磁極位置取り込み処理ＰＴ（ＰＴ１、ＰＴ２）により取り込まれた磁極位置θに基づいて交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、当該交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいてインバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する処理である。また、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）は、電流センサ７（７ａ、７ｂ）により２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれのコイルに流れる電流を検出する処理である。なお、図７及び図８には、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）が行われる周期である電流検出周期について、第一電動機ＭＧ１の電流検出周期を「Ｔ１１」、第二電動機ＭＧ２の電流検出周期を「Ｔ１２」とし、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われる周期である電圧制御周期について、第一電動機ＭＧ１の電圧制御周期を「Ｔ２１」、第二電動機ＭＧ２の電圧制御周期を「Ｔ２２」として示している。

また、制御装置２は、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、他の処理の周期も切り替える。具体的には、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の後に、当該電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で実行される。これらの処理は、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）に伴って実行される処理であり、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された電流検出値Ｉｕｒ（Ｉｕｒ１、Ｉｕｒ２）、Ｉｖｒ（Ｉｖｒ１、Ｉｖｒ２）、Ｉｗｒ（Ｉｗｒ１、Ｉｗｒ２）をフィードバックして電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）に反映させるために、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で実行する。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図７に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行い、同期制御モードが選択された場合には、図８に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行う。

ここで、電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）は、電流センサ７（７ａ、７ｂ）により検出された２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、Ａ／Ｄコンバータ６７によりアナログデータからデジタルデータに変換して取り込む処理である。また三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）は、電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）により取り込まれた電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、三相二相変換部３６により三相二相変換し、二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを導出する処理である。

図７及び図８に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての磁極位置検出処理ＰＳ（ＰＳ１、ＰＳ２）及び磁極位置取り込み処理ＰＴ（ＰＴ１、ＰＴ２）は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に行う。これらの処理は、電圧制御部２３による電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）や三相二相変換部３６による三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）を、正確な磁極位置θに基づいて適切に行うために、最短の演算周期で行われることが望ましいため、ここでは、最短の演算周期である基準演算周期Ｔ０で実行する。ここで、磁極位置検出処理ＰＳ（ＰＳ１、ＰＳ２）は、回転センサ８（８ａ、８ｂ）からの回転検出信号に基づいて２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれのロータの磁極位置θを検出する処理である。磁極位置取り込み処理ＰＴ（ＰＴ１、ＰＴ２）はは、回転センサ８（８ａ、８ｂ）により検出された磁極位置θを、Ａ／Ｄコンバータ６７によりアナログデータからデジタルデータに変換して取り込む処理である。

図７に示すように、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）は、非同期制御モードでは実行されない。そして、図８に示すように、制御装置２は、同期制御モードが選択された場合に、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行う。ここで、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）は、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値の平均値を演算する平均値演算を行う処理である。本実施形態では、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）は、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）により三相二相変換された後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの平均値を演算する処理とされている。すなわち、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）では、２（＝Ｎ）回分の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒのそれぞれの平均値が演算される。そして、同期制御モードが選択された場合には、この後に行われる電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）で、二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの平均値を用いて電流制御演算が行われる。これにより、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを適切にフィードバックして電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）及びその後の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われる。

図７及び図８に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行う。但し、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の内容は、制御モードによって異なる。ここで、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）は、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）により三相二相変換された後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと、二相の電流指令値であるｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑとの偏差に基づいて二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する処理である。従って、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）は、電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）と同様に、基本的には、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で実行されることが望ましい。しかしながら、本実施形態では、制御装置２は、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）が基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる非同期制御モードでのみ、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）を実行する。そして、制御装置２は、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）が基準演算周期Ｔ０毎に行われる同期制御モードでは、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の２（＝Ｎ）倍の周期で電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）を実行する。但し、上記のとおり、制御装置２は、同期制御モードでは、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）を行い、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）には、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの平均値を用いる。これにより、電流制御部１３は、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）において、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを適切にフィードバックして二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する。結果として、本実施形態では、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の実行周期は、制御モードに関わらず同じとなり、図７及び図８に示すように、制御装置２は、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行う。

図７及び図８に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行われる。ここで、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）は、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）により決定された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを導出する処理である。そこで、本実施形態では、制御装置２は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）を、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の後に、当該電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）と同じ周期で実行する。すなわち、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）の実行周期は、制御モードに関わらず同じとなり、図７及び図８に示すように、制御装置２は、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行う。

以上に説明したように、本実施形態では、同期制御モードが選択された場合には、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて、電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）、及び変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）と共に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる。また、非同期制御モードが選択された場合には、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて、電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）、及び変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と共に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる。そして、このように２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミング又は基準演算周期Ｔ０内で行われる処理は、図７及び図８に示すように、基準演算周期Ｔ０毎に交互に行われる。そのため、本実施形態では、制御装置２は、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかを監視し、その結果に応じて、例えば、奇数回目に第一電動機ＭＧ１についての処理を実行し、偶数回目に第二電動機ＭＧ２についての処理を実行する。このとき、第一電動機ＭＧ１についての処理の周期と、第二電動機ＭＧ２についての処理の周期とは、当該処理の周期の１／２（ここでは基準演算周期Ｔ０に等しい）だけずれている。また、制御装置２は、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理については、奇数回目は第一電動機ＭＧ１についての処理を先に実行した後で第二電動機ＭＧ２についての処理を実行し、偶数回目は第二電動機ＭＧ２についての処理を先に実行した後で第一電動機ＭＧ１についての処理を実行する。当然ながら、奇数回目又は偶数回目のそれぞれの基準演算周期Ｔ０において、２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２のいずれについての処理を実行するかは、適宜設定変更が可能である。

なお、図７及び図８のタイムチャートには、モード決定部５１によるモード決定処理やキャリア周波数決定部５２によるキャリア周波数決定処理は含まれていない。これらの処理は、それぞれの処理のための入力変数の更新周期が、基準演算周期Ｔ０よりも十分に長い周期となっているため、それほど頻繁に演算処理を行う必要がなく、上述した各処理に比べて、長い演算周期とされる。従って、図示しないが、モード決定処理及びキャリア周波数決定処理は、各基準演算周期Ｔ０内における、上記図７及び図８のタイミングチャートに示される各処理が行われていない空き時間を利用して実行される。処理が一つの基準演算周期Ｔ０内で完了しない場合には、複数の基準演算周期Ｔ０に分けて実行される。

１−４．電動機制御処理の手順
次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図６のフローチャート、並びに図７及び図８のタイムチャートを参照して説明する。以下に説明する電動機制御処理のための各部の処理の手順は、制御装置２により実行される。なお、本実施形態では、制御装置２の各機能部はプログラムメモリ６３（図１を参照）に格納された電動機制御プログラムにより構成されており、制御装置２が備える演算処理ユニットとしてのＣＰＵコア６２は、電動機制御プログラムを実行するコンピュータとして動作する。

本実施形態に係る電動機制御処理では、図７及び図８に示すように、その前提としてＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０に基づいて、制御装置２の各機能部における演算処理が実行される。また、第一電動機ＭＧ１の磁極位置検出処理ＰＳ１及び第二電動機ＭＧ２の磁極位置検出処理ＰＳ２は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。一方、第一電動機ＭＧ１の電流検出処理ＩＳ１及び第二電動機ＭＧ２の電流検出処理ＩＳ２は、非同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミングで実行され、同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。磁極位置検出処理ＰＳ（ＰＳ１、ＰＳ２）の検出値としての磁極位置θ、及び電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の検出値としての各電動機ＭＧ（ＭＧ１、ＭＧ２）の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒは、図示しないアナログメモリ等に一時的に記憶され、後の処理に用いられる。

図６に示すように、基準演算周期Ｔ０毎のＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃０１）、制御装置２は、まず、モード決定部５１により決定された現在の制御モードが、非同期制御モードか同期制御モードかの判定を行い（ステップ＃０２）、次に、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかの判定を行う（ステップ＃０３、＃０４）。

現在の制御モードが非同期制御モードであり（ステップ＃０２：Ｙｅｓ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃０３：Ｙｅｓ）場合には、図７の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、非同期制御モードの処理周期の設定に従い、第一電動機ＭＧ１についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１及び電流値取り込み処理ＩＴ１が行われる（ステップ＃Ａ１）。次に、第一電動機ＭＧ１について、三相二相変換処理ＣＴ１（ステップ＃Ａ２）、電流制御処理ＩＣ１（ステップ＃Ａ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ１（ステップ＃Ａ４）、電圧制御処理ＶＣ１（ステップ＃Ａ５）が順に実行される。その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２が行われる（ステップ＃Ａ６）。次に、第二電動機ＭＧ２についての電圧制御処理ＶＣ２（ステップ＃Ａ７）が実行される。この第二電動機ＭＧ２についての電圧制御処理ＶＣ２では、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、一つ前の基準演算周期Ｔ０（例えば図７における、第三基準演算周期Ｔ０３から見た第二基準演算周期Ｔ０２）に実行された、第二電動機ＭＧ２についての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ２の結果がそのまま利用される。

現在の制御モードが非同期制御モードであり（ステップ＃０２：Ｙｅｓ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃０３：Ｎｏ）場合には、図７の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、非同期制御モードの処理周期の設定に従い、第二電動機ＭＧ２についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２及び電流値取り込み処理ＩＴ２が行われる（ステップ＃Ｂ１）。次に、第二電動機ＭＧ２について、三相二相変換処理ＣＴ２（ステップ＃Ｂ２）、電流制御処理ＩＣ２（ステップ＃Ｂ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ２（ステップ＃Ｂ４）、電圧制御処理ＶＣ２（ステップ＃Ｂ５）が順に実行される。その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１が行われる（ステップ＃Ｂ６）。次に、第一電動機ＭＧ１についての電圧制御処理ＶＣ１（ステップ＃Ｂ７）が実行される。この第一電動機ＭＧ１についての電圧制御処理ＶＣ１では、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、一つ前の基準演算周期Ｔ０（例えば図７における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第一基準演算周期Ｔ０１）に実行された、第一電動機ＭＧ１についての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ１の結果がそのまま利用される。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃０２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃０４：Ｙｅｓ）場合には、図８の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、第一電動機ＭＧ１についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１及び電流値取り込み処理ＩＴ１が行われる（ステップ＃Ｃ１）。次に、第一電動機ＭＧ１について、三相二相変換処理ＣＴ１（ステップ＃Ｃ２）、電流平均値演算処理ＡＣ１（ステップ＃Ｃ３）、電流制御処理ＩＣ１（ステップ＃Ｃ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ１（ステップ＃Ｃ５）、電圧制御処理ＶＣ１（ステップ＃Ｃ６）が順に実行される。ここで、奇数回目の基準演算周期Ｔ０における第一電動機ＭＧ１についての電流平均値演算処理ＡＣ１では、当該電流平均値演算処理ＡＣ１が行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の偶数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図８における、第三基準演算周期Ｔ０３から見た第二基準演算周期Ｔ０２）のそれぞれにおいて実行された、第一電動機ＭＧ１についての２（＝Ｎ）回分の三相二相変換処理ＣＴ１の結果である２（＝Ｎ）回分の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを用い、平均値を演算する。よって、この後の電流制御処理ＩＣ１（ステップ＃Ｃ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ１（ステップ＃Ｃ５）、及び電圧制御処理ＶＣ１（ステップ＃Ｃ６）は、この電流平均値に基づいて行われるため、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ１により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値をフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ１が行われることになる。

その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２及び電流値取り込み処理ＩＴ２が行われる（ステップ＃Ｃ７）。次に、第二電動機ＭＧ２についての三相二相変換処理ＣＴ２（ステップ＃Ｃ８）が実行される。この奇数回目の基準演算周期Ｔ０において、第二電動機ＭＧ２についての三相二相変換処理ＣＴ２により演算された三相二相変換後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒは、次の偶数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図８における、第一基準演算周期Ｔ０１から見た第二基準演算周期Ｔ０２）における第二電動機ＭＧ２についての電流平均値演算処理ＡＣ２で平均値を演算する際に用いられる。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃０２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃０４：Ｎｏ）場合には、図８の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、第二電動機ＭＧ２についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２及び電流値取り込み処理ＩＴ２が行われる（ステップ＃Ｄ１）。次に、第二電動機ＭＧ２について、三相二相変換処理ＣＴ２（ステップ＃Ｄ２）、電流平均値演算処理ＡＣ２（ステップ＃Ｄ３）、電流制御処理ＩＣ２（ステップ＃Ｄ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ２（ステップ＃Ｄ５）、電圧制御処理ＶＣ２（ステップ＃Ｄ６）が順に実行される。ここで、偶数回目の基準演算周期Ｔ０における第二電動機ＭＧ２についての電流平均値演算処理ＡＣ２では、当該電流平均値演算処理ＡＣ２が行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の奇数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図８における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第一基準演算周期Ｔ０１）のそれぞれにおいて実行された、第二電動機ＭＧ２についての２（＝Ｎ）回分の三相二相変換処理ＣＴ２の結果である２（＝Ｎ）回分の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを用い、平均値を演算する。よって、この後の電流制御処理ＩＣ２（ステップ＃Ｄ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ２（ステップ＃Ｄ５）、及び電圧制御処理ＶＣ２（ステップ＃Ｄ６）は、この電流平均値に基づいて行われるため、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ２により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値をフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ２が行われることになる。

その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１及び電流値取り込み処理ＩＴ１が行われる（ステップ＃Ｄ７）。次に、第一電動機ＭＧ１についての三相二相変換処理ＣＴ１（ステップ＃Ｄ８）が実行される。この偶数回目の基準演算周期Ｔ０において、第一電動機ＭＧ１についての三相二相変換処理ＣＴ１により演算された三相二相変換後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒは、次の奇数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図８における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第三基準演算周期Ｔ０３）における第一電動機ＭＧ１についての電流平均値演算処理ＡＣ１で平均値を演算する際に用いられる。

以上のように、同期制御モードが選択された場合に、基準演算周期Ｔ０毎に行う電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の結果としての電流検出値（ここでは二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ）の２（＝Ｎ）回分の平均値を電流平均値演算処理ＡＣ（ＡＣ１、ＡＣ２）により演算し、当該平均値を用いて電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）及び電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行うことになる。従って、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０毎の短い周期で行うのに対して電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）及び電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の比較的長い周期で行う場合に、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値を適切にフィードバックして電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）及び電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行うことができる。従って、電動機ＭＧのロータの回転速度が比較的高く、電流サンプリングのエイリアシングが発生し易い傾向にある同期制御モードにおいて、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期（サンプリング周期）を短くすると共に、当該短い周期で検出された電流検出値を適切に制御に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

また、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期を非同期制御モードの場合よりも短くしたことによってＣＰＵコア６２の演算負荷が増加するが、その分、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期を非同期制御モードに対して２（＝Ｎ）倍に長くすることにより、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）に要する演算負荷を軽減し、制御装置２の全体の演算負荷をＣＰＵコア６２の処理能力の範囲内に収めている。上記のとおり、同期制御モードでは、非同期制御モードとは異なり、キャリア周期ＴＣ毎のスイッチング制御信号の出力は必要ないため、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期を遅くしても問題は少ない。従って、処理能力が限られたＣＰＵコア６２を使用しつつ、電動機ＭＧの回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることが可能となっている。

一方、非同期制御モードが選択された場合には、上記のように、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行うことにより、基本的にキャリア周期ＴＣ毎にスイッチングのオン及びオフの制御信号を出力する当該非同期制御モードの電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を、短い周期で適切に行うことができる。また、同期制御モードが選択された場合とは反対に、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期を短くしたことによってＣＰＵコア６２の演算負荷が増加するが、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）、及びそれに伴う電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）、及び変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）を、基準演算周期の２（＝Ｎ）倍の周期で行うことにより演算負荷を軽減し、制御装置２の全体の演算負荷をＣＰＵコア６２の処理能力の範囲内に収めている。この際、非同期制御モードが選択されるのは、電動機ＭＧの回転速度が比較的低く、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数に対してキャリアの周波数が十分に高い状態であるため、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期（サンプリング周期）をキャリア周期ＴＣに対してある程度長くしても電流サンプリングのエイリアシングは発生し難い。

２．第二の実施形態
次に、本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第二の実施形態について説明する。本実施形態に係る電動機駆動装置１及び制御装置２は、１個の電動機ＭＧのみを制御対象としている点で、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象とする上記第一の実施形態とは異なる。そのため、図示は省略するが、ハードウエア構成では、電動機駆動装置１がインバータ６、電流センサ７、及び回転センサ８をそれぞれ１個ずつ備えている点で上記第一の実施形態と相違している。また、ソフトウエア構成では、制御装置２が１個の電動機ＭＧを制御するように構成されている点で上記第一の実施形態と相違している。以下では、主な相違点である、制御モードに応じた各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順について説明する。なお、特に説明しない点については、基本的に上記第一の実施形態と同様とする。

２−１．制御モードに応じた各部の処理周期
まず、本実施形態に係る、制御モードに応じた制御装置２の各部の処理周期の設定について説明する。本実施形態では、制御装置２は、１個の電動機ＭＧの電流フィードバック制御のための演算処理を単一のＣＰＵコア６２により行うように構成されている。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図１０に示すように、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、１回の電流検出処理ＩＳにより検出された電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして２（＝Ｎ）回の電圧制御処理ＶＣを行う。一方、制御装置２は、同期制御モードが選択された場合には、図１１に示すように、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳにより検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣを行う。なお、図１０及び図１１には、キャリア周期ＴＣ及び基準演算周期Ｔ０の他に、電流検出処理ＩＳが行われる周期である電流検出周期を「Ｔ１」とし、電圧制御処理ＶＣが行われる周期である電圧制御周期を「Ｔ２」として示している。

また、制御装置２は、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、他の処理の周期も切り替える。具体的には、上記第一の実施形態と同様に、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴは、電流検出処理ＩＳの後に、当該電流検出処理ＩＳと同じ周期で実行される。すなわち、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図１０に示すように、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴを、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、同期制御モードが選択された場合には、図１１に示すように、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴを基準演算周期Ｔ０毎に行う。

図１０及び図１１に示すように、磁極位置検出処理ＰＳ及び磁極位置取り込み処理ＰＴは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に行う。電流平均値演算処理ＡＣは、非同期制御モードでは実行されず、同期制御モードが選択された場合に、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で実行される。また、電流制御処理ＩＣは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う。但し、電流制御処理ＩＣの内容は、制御モードによって異なり、非同期制御モードでは、単に電流検出処理ＩＳと同じ周期で電流制御処理ＩＣを実行するだけであるが、同期制御モードでは、電流検出処理ＩＳの２（＝Ｎ）倍の周期で電流制御処理ＩＣを実行し、各回の電流制御処理ＩＣに２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの平均値を用いる。変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う。すなわち、制御装置２は、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣを、電流制御処理ＩＣの後に、当該電流制御処理ＩＣと同じ周期で実行する。このように、各処理の周期は、基本的に上記第一の実施形態と同様である。

また、本実施形態においても、上記第一の実施形態と同様に、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う処理がある。このような処理は、基準演算周期Ｔ０の２回に１回行われる。そのため、本実施形態でも、制御装置２は、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかを監視し、その結果に応じて、例えば、奇数回目に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる処理を実行し、偶数回目にはそのような処理を実行しないようにする。また、制御装置２は、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理については、奇数回目か偶数回目に関わらず、そのような処理を実行する。

２−２．電動機制御処理の手順
次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図９のフローチャート、並びに図１０及び図１１のタイムチャートを参照して説明する。本実施形態においても、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０に基づいて、制御装置２の各機能部における演算処理が実行される。また、磁極位置検出処理ＰＳは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。一方、電流検出処理ＩＳは、非同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で実行され、同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。

図９に示すように、基準演算周期Ｔ０毎のＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃１１）、制御装置２は、まず、モード決定部５１により決定された現在の制御モードが、非同期制御モードか同期制御モードかの判定を行い（ステップ＃１２）、次に、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかの判定を行う（ステップ＃１３、＃１４）。

現在の制御モードが非同期制御モードであり（ステップ＃１２：Ｙｅｓ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃１３：Ｙｅｓ）場合には、図１０の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、非同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う処理と基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理の双方を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ及び電流値取り込み処理ＩＴが行われる（ステップ＃Ｅ１）。次に、三相二相変換処理ＣＴ（ステップ＃Ｅ２）、電流制御処理ＩＣ（ステップ＃Ｅ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ステップ＃Ｅ４）、電圧制御処理ＶＣ（ステップ＃Ｅ５）が順に実行される。

現在の制御モードが非同期制御モードであり（ステップ＃１２：Ｙｅｓ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃１３：Ｎｏ）場合には、図１０の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、非同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理のみを実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴが行われる（ステップ＃Ｅ６）。次に、電圧制御処理ＶＣ（ステップ＃Ｅ５）が実行される。この電圧制御処理ＶＣでは、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、一つ前の基準演算周期Ｔ０（例えば図１０における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第一基準演算周期Ｔ０１）に実行された、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣの結果がそのまま利用される。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃１２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃１４：Ｙｅｓ）場合には、図１１の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う処理と基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理の双方を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ及び電流値取り込み処理ＩＴが行われる（ステップ＃Ｆ１）。次に、三相二相変換処理ＣＴ（ステップ＃Ｆ２）、電流平均値演算処理ＡＣ（ステップ＃Ｆ３）、電流制御処理ＩＣ（ステップ＃Ｆ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ステップ＃Ｆ５）、電圧制御処理ＶＣ（ステップ＃Ｆ６）が順に実行される。ここで、奇数回目の基準演算周期Ｔ０における電流平均値演算処理ＡＣでは、当該電流平均値演算処理ＡＣが行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の偶数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図１１における、第三基準演算周期Ｔ０３から見た第二基準演算周期Ｔ０２）のそれぞれにおいて実行された、２（＝Ｎ）回分の三相二相変換処理ＣＴの結果である２（＝Ｎ）回分の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを用い、平均値を演算する。よって、この後の電流制御処理ＩＣ（ステップ＃Ｆ４）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ステップ＃Ｆ５）、及び電圧制御処理ＶＣ（ステップ＃Ｆ６）は、この電流平均値に基づいて行われるため、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳにより検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値をフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣが行われることになる。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃１２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃１４：Ｎｏ）場合には、図１１の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理のみを実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ及び電流値取り込み処理ＩＴが行われる（ステップ＃Ｆ７）。次に、三相二相変換処理ＣＴ（ステップ＃Ｆ８）が実行される。この偶数回目の基準演算周期Ｔ０において、三相二相変換処理ＣＴにより演算された三相二相変換後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒは、次の奇数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図１１における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第三基準演算周期Ｔ０３）における電流平均値演算処理ＡＣで平均値を演算する際に用いられる。

以上のような構成とすることにより、本実施形態においても、上記第一の実施形態と同様に、電動機ＭＧのロータの回転速度が比較的高く、電流サンプリングのエイリアシングが発生し易い傾向にある同期制御モードにおいて、電流検出処理ＩＳの周期（サンプリング周期）を短くすると共に、当該短い周期で検出された電流検出値を適切に制御に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。また、電流検出処理ＩＳの周期を非同期制御モードの場合よりも短くしたことによってＣＰＵコア６２の演算負荷が増加分については、電圧制御処理ＶＣの周期を非同期制御モードに対して２（＝Ｎ）倍に長くすることにより演算負荷を軽減し、制御装置２の全体の演算負荷をＣＰＵコア６２の処理能力の範囲内に収めている。一方、電流検出処理ＩＳの周期（サンプリング周期）をキャリア周期ＴＣに対してある程度長くしても電流サンプリングのエイリアシングは発生し難い非同期制御モードでは、電流検出処理ＩＳ及びそれに伴う処理を基準演算周期の２（＝Ｎ）倍の周期で行うことにより演算負荷を軽減し、その代わりに電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０毎に行うことで、非同期制御モードのＰＷＭ制御を適切に実行可能としている。

３．第三の実施形態
次に、本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第三の実施形態について説明する。図示は省略するが、本実施形態に係る電動機駆動装置１及び制御装置２は、同期制御モードが選択された場合に電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行ったことにより、基準演算周期Ｔ０毎に毎回取得される電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを電圧制御処理ＶＣにフィードバックするための制御の内容が上記第一の実施形態と相違している。それに伴い、ソフトウエア構成では、電流制御部１３が平均値演算部２１を備えていない点で上記第一の実施形態と相違している。本実施形態においても、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象としているため、ハードウエア構成は上記第一の実施形態と同様である。また、本実施形態においては、非同期制御モードにおける各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順は、上記第一の実施形態と同じである。従って、本実施形態の説明では、非同期制御モードにおける各部の処理周期を表すタイムチャートとして図７を用いる。以下では、主な相違点である、制御モードに応じた各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順について説明する。なお、特に説明しない点については、基本的に上記第一の実施形態と同様とする。

３−１．制御モードに応じた各部の処理周期
まず、本実施形態に係る、制御モードに応じた制御装置２の各部の処理周期の設定について説明する。この制御装置２は、モード決定部５１により選択された制御モードが、同期制御モードであるか非同期制御モードであるかに応じて、各部の処理周期の設定を切り替えるように構成されている。本実施形態においては、制御装置２は、電流センサ７（７ａ、７ｂ）による電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期、及び電圧制御部２３による電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期に加えて、電流制御部１３による電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の周期の設定を、制御モードに応じて切り替える。

ところで、本実施形態では、上記第一の実施形態と同様に、制御装置２は、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２の電流フィードバック制御のための演算処理を単一のＣＰＵコア６２により行うように構成されている。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図７に示すように、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０毎に同じ基準演算周期Ｔ０内で順に行うと共に、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミングで行い、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて１回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして２（＝Ｎ）回の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行う。一方、制御装置２は、同期制御モードが選択された場合には、図１３に示すように、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行い、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行う。なお、図１３にも、図７及び図８と同様に、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）が行われる周期である電流検出周期について、第一電動機ＭＧ１の電流検出周期を「Ｔ１１」、第二電動機ＭＧ２の電流検出周期を「Ｔ１２」とし、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われる周期である電圧制御周期について、第一電動機ＭＧ１の電圧制御周期を「Ｔ２１」、第二電動機ＭＧ２の電圧制御周期を「Ｔ２２」として示している。

また、制御装置２は、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、他の処理の周期も切り替える。具体的には、上記第一の実施形態と同様に、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の後に、当該電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で実行される。すなわち、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図７に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行い、同期制御モードが選択された場合には、図１３に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）及び三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行う。

更に、本実施形態においては、上記第一の実施形態とは異なり、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の周期も、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、すなわち制御モードに応じて切り替える。具体的には、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）の後に、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と同じ周期で実行される。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図７に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）を、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行い、同期制御モードが選択された場合には、図１３に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）を基準演算周期Ｔ０毎に行う。

ここで、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）は、上記のとおり、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）により三相二相変換された後の二相の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと、二相の電流指令値であるｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑとの偏差に基づいて、比例制御及び積分制御を行って第一電圧指令値としての二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する処理である。このため、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）により導出される二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑには、前記積分制御の積分項として、複数回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと電流指令値Ｉｄ、Ｉｑとの偏差の積分値と積分ゲインに応じた値が含まれることになる。同期制御モードが選択された場合には、２回の電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）に対して１回の電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われるため、２（＝Ｎ）回の電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）によって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が実行されることになる。これにより、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを適切にフィードバックして電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行うことができる。なお、積分期間の設定にもよるが、二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに、２（＝Ｎ）回分以上の電流検出値が反映された状態で、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われるようにしても好適である。当然ながら、非同期制御モードが選択された場合にも、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）により導出される二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの積分項には、複数回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映される。

図７及び図１３に示すように、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての磁極位置検出処理ＰＳ（ＰＳ１、ＰＳ２）及び磁極位置取り込み処理ＰＴ（ＰＴ１、ＰＴ２）は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に行う。２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについての変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）は、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行う。同期制御モードが選択された場合には、２回の電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）に対して１回の変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が行われるため、積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が実行され、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖが導出されることになる。そして、このような変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖに基づいて電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が行われることにより、上記のように、積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が実行されることになる。

以上に説明したように、本実施形態では、同期制御モードが選択された場合には、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）と共に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる。また、非同期制御モードが選択された場合には、２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて、電流値取り込み処理ＩＴ（ＩＴ１、ＩＴ２）、三相二相変換処理ＣＴ（ＣＴ１、ＣＴ２）、電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）、及び変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ＭＣ１、ＭＣ２）が、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）と共に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる。そして、このように２（＝Ｎ）個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミング又は基準演算周期Ｔ０内で行われる処理は、図７及び図１３に示すように、基準演算周期Ｔ０毎に交互に行われる。そのため、本実施形態では、制御装置２は、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかを監視し、その結果に応じて、例えば、奇数回目に第一電動機ＭＧ１についての処理を実行し、偶数回目に第二電動機ＭＧ２についての処理を実行する。このとき、第一電動機ＭＧ１についての処理の周期と、第二電動機ＭＧ２についての処理の周期とは、当該処理の周期の１／２（ここでは基準演算周期Ｔ０に等しい）だけずれている。また、制御装置２は、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理については、奇数回目は第一電動機ＭＧ１についての処理を先に実行した後で第二電動機ＭＧ２についての処理を実行し、偶数回目は第二電動機ＭＧ２についての処理を先に実行した後で第一電動機ＭＧ１についての処理を実行する。なお、当然ながら、奇数回目又は偶数回目のそれぞれの基準演算周期Ｔ０において、２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２のいずれについての処理を実行するかは、適宜設定変更が可能である。

３−２．電動機制御処理の手順
次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図１２のフローチャート、並びに図７及び図１３のタイムチャートを参照して説明する。本実施形態においても、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０に基づいて、制御装置２の各機能部における演算処理が実行される。また、磁極位置検出処理ＰＳは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。一方、電流検出処理ＩＳは、非同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で互いに異なるタイミングで実行され、同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。

図１２に示すように、基準演算周期Ｔ０毎のＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃２１）、制御装置２は、まず、モード決定部５１により決定された現在の制御モードが、非同期制御モードか同期制御モードかの判定を行い（ステップ＃２２）、次に、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかの判定を行う（ステップ＃２３、＃２４）。現在の制御モードが非同期制御モードである場合（ステップ＃２２：Ｙｅｓ）における各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順は、上記第一の実施形態と同じである。従って、図１２のフローチャートにおけるステップ＃Ｇ１〜＃Ｇ７及びステップ＃Ｈ１〜＃Ｈ７の処理は、上記第一の実施形態に係る図６のステップ＃Ａ１〜＃Ａ７及びステップ＃Ｂ１〜＃Ｂ７の処理と同じであり、非同期制御モードでのタイムチャートは上記第一の実施形態に係る図７に示すタイムチャートと同じである。よって、本実施形態に係る非同期制御モードに関する説明は、上記第一の実施形態と同じになるため省略する。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃２２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃２４：Ｙｅｓ）場合には、図１３の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、第一電動機ＭＧ１についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１及び電流値取り込み処理ＩＴ１が行われる（ステップ＃Ｉ１）。次に、第一電動機ＭＧ１について、三相二相変換処理ＣＴ１（ステップ＃Ｉ２）、電流制御処理ＩＣ１（ステップ＃Ｉ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ１（ステップ＃Ｉ４）、電圧制御処理ＶＣ１（ステップ＃Ｉ５）が順に実行される。ここで、奇数回目の基準演算周期Ｔ０における第一電動機ＭＧ１についての電圧制御処理ＶＣ１では、当該電圧制御処理ＶＣ１が行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の偶数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図１３における、第三基準演算周期Ｔ０３から見た第二基準演算周期Ｔ０２）のそれぞれにおいて実行された、第一電動機ＭＧ１についての２（＝Ｎ）回分の電流制御処理ＩＣ１によって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ２が実行されることになる。これにより、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ１が行われることになる。

その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２及び電流値取り込み処理ＩＴ２が行われる（ステップ＃Ｉ６）。次に、第二電動機ＭＧ２について、三相二相変換処理ＣＴ２（ステップ＃Ｉ７）、電流制御処理ＩＣ２（ステップ＃Ｉ８）が順に実行される。この奇数回目の基準演算周期Ｔ０において実行された第二電動機ＭＧ２についての電流制御処理ＩＣ２は、当該奇数回目の基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、電流制御処理ＩＣ２の結果としての電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの積分項に反映させるために行われる。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃２２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃２４：Ｎｏ）場合には、図１３の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、第二電動機ＭＧ２についての処理を優先して各処理を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ２及び電流値取り込み処理ＩＴ２が行われる（ステップ＃Ｊ１）。次に、第二電動機ＭＧ２について、三相二相変換処理ＣＴ２（ステップ＃Ｊ２）、電流制御処理ＩＣ２（ステップ＃Ｊ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ２（ステップ＃Ｊ４）、電圧制御処理ＶＣ２（ステップ＃Ｊ５）が順に実行される。ここで、偶数回目の基準演算周期Ｔ０における第二電動機ＭＧ２についての電圧制御処理ＶＣ２では、当該電圧制御処理ＶＣ２が行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の奇数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図１３における、第二基準演算周期Ｔ０２から見た第一基準演算周期Ｔ０１）のそれぞれにおいて実行された、第二電動機ＭＧ２についての２（＝Ｎ）回分の電流制御処理ＩＣ２によって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ２が実行されることになる。これにより、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣ２が行われることになる。

その後、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ１及び電流値取り込み処理ＩＴ１が行われる（ステップ＃Ｊ６）。次に、第一電動機ＭＧ１について、三相二相変換処理ＣＴ１（ステップ＃Ｊ７）、電流制御処理ＩＣ１（ステップ＃Ｊ８）が順に実行される。この偶数回目の基準演算周期Ｔ０において実行された第一電動機ＭＧ１についての電流制御処理ＩＣ１は、当該偶数回目の基準演算周期Ｔ０の最初に検出された第一電動機ＭＧ１の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、電流制御処理ＩＣ１の結果としての電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの積分項に反映させるために行われる。

以上のように、同期制御モードが選択された場合に、２（＝Ｎ）回の電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）によって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）が実行されることになる。従って、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）を基準演算周期Ｔ０毎の短い周期で行うのに対して電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の比較的長い周期で行う場合に、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）により検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値を適切にフィードバックして電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）を行うことができる。従って、電動機ＭＧのロータの回転速度が比較的高く、電流サンプリングのエイリアシングが発生し易い傾向にある同期制御モードにおいて、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）の周期（サンプリング周期）を短くすると共に、当該短い周期で検出された電流検出値を適切に制御に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。

また、電流検出処理ＩＳ（ＩＳ１、ＩＳ２）及び電流制御処理ＩＣ（ＩＣ１、ＩＣ２）の周期を非同期制御モードの場合よりも短くしたことによってＣＰＵコア６２の演算負荷が増加するが、その分、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）の周期を非同期制御モードに対して２（＝Ｎ）倍に長くすることにより、電圧制御処理ＶＣ（ＶＣ１、ＶＣ２）に要する演算負荷を軽減し、制御装置２の全体の演算負荷をＣＰＵコア６２の処理能力の範囲内に収めている。従って、処理能力が限られたＣＰＵコア６２を使用しつつ、電動機ＭＧの回転速度が高くなった場合にも電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることが可能となっている。

４．第四の実施形態
次に、本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第四の実施形態について説明する。本実施形態に係る制御装置２の構成は、基本的に上記第三の実施形態に近いが、１個の電動機ＭＧのみを制御対象としている点で、上記第三の実施形態とは異なる。そのため、図示は省略するが、ハードウエア構成では、電動機駆動装置１がインバータ６、電流センサ７、及び回転センサ８をそれぞれ１個ずつ備えている点で上記第三の実施形態と相違している。また、ソフトウエア構成では、制御装置２が１個の電動機ＭＧを制御するように構成されている点で上記第三の実施形態と相違している。なお、本実施形態においては、非同期制御モードにおける各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順は、上記第二の実施形態と同じである。従って、本実施形態の説明では、非同期制御モードにおける各部の処理周期を表すタイムチャートとして図１０を用いる。以下では、主な相違点である、制御モードに応じた各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順について説明する。なお、特に説明しない点については、基本的に上記第三の実施形態と同様とする。

４−１．制御モードに応じた各部の処理周期
まず、本実施形態に係る、制御モードに応じた制御装置２の各部の処理周期の設定について説明する。本実施形態では、制御装置２は、１個の電動機ＭＧの電流フィードバック制御のための演算処理を単一のＣＰＵコア６２により行うように構成されている。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図１０に示すように、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、１回の電流検出処理ＩＳにより検出された電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして２（＝Ｎ）回の電圧制御処理ＶＣを行う。一方、制御装置２は、同期制御モードが選択された場合には、図１５に示すように、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、２（＝Ｎ）回の電流検出処理ＩＳにより検出された２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣを行う。なお、図１０及び図１５には、キャリア周期ＴＣ及び基準演算周期Ｔ０の他に、電流検出処理ＩＳが行われる周期である電流検出周期を「Ｔ１」とし、電圧制御処理ＶＣが行われる周期である電圧制御周期を「Ｔ２」として示している。

また、制御装置２は、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、他の処理の周期も切り替える。具体的には、上記第三の実施形態と同様に、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴは、電流検出処理ＩＳの後に、当該電流検出処理ＩＳと同じ周期で実行される。すなわち、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図１０に示すように、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴを、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、同期制御モードが選択された場合には、図１５に示すように、電流値取り込み処理ＩＴ及び三相二相変換処理ＣＴを基準演算周期Ｔ０毎に行う。

更に、上記第三の実施形態と同様に、電流制御処理ＩＣの周期も、電流検出周期Ｔ１及び電圧制御周期Ｔ２の周期の切り替えに応じて、すなわち制御モードに応じて切り替える。具体的には、電流制御処理ＩＣは、三相二相変換処理ＣＴの後に、電流検出処理ＩＳと同じ周期で実行される。従って、制御装置２は、非同期制御モードが選択された場合には、図１０に示すように、電流制御処理ＩＣを、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行い、同期制御モードが選択された場合には、図１５に示すように、電流制御処理ＩＣを基準演算周期Ｔ０毎に行う。ここで、電流制御処理ＩＣにより導出される二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑには、前記積分制御の積分項として、複数回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと電流指令値Ｉｄ、Ｉｑとの偏差の積分値と積分ゲインに応じた値が含まれる。同期制御モードが選択された場合には、２回の電流制御処理ＩＣに対して１回の電圧制御処理ＶＣが行われるため、２（＝Ｎ）回の電流制御処理ＩＣによって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣが実行されることになる。これにより、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを適切にフィードバックして電圧制御処理ＶＣを行うことができる。この点は、上記第三の実施形態と同様である。

図１０及び図１５に示すように、磁極位置検出処理ＰＳ及び磁極位置取り込み処理ＰＴは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に行う。変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う。このように、各処理の周期は、基本的に上記第一の実施形態と同様である。

また、本実施形態においても、上記第三の実施形態と同様に、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う処理がある。このような処理は、基準演算周期Ｔ０の２回に１回行われる。そのため、本実施形態でも、制御装置２は、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかを監視し、その結果に応じて、例えば、奇数回目に基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行われる処理を実行し、偶数回目にはそのような処理を実行しないようにする。また、制御装置２は、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理については、奇数回目か偶数回目に関わらず、そのような処理を実行する。

４−２．電動機制御処理の手順
次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図１４のフローチャート、並びに図１０及び図１５のタイムチャートを参照して説明する。本実施形態においても、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０に基づいて、制御装置２の各機能部における演算処理が実行される。また、磁極位置検出処理ＰＳは、制御モードに関わらず、基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。一方、電流検出処理ＩＳは、非同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で実行され、同期制御モードが選択された場合には基準演算周期Ｔ０毎に毎回実行される。

図１４に示すように、基準演算周期Ｔ０毎のＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃３１）、制御装置２は、まず、モード決定部５１により決定された現在の制御モードが、非同期制御モードか同期制御モードかの判定を行い（ステップ＃３２）、次に、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかの判定を行う（ステップ＃３３、＃３４）。現在の制御モードが非同期制御モードである場合（ステップ＃３２：Ｙｅｓ）における各部の処理周期、及び電動機制御処理の手順は、上記第二の実施形態と同じである。従って、図１４のフローチャートにおけるステップ＃Ｋ１〜＃Ｋ６の処理は、上記第二の実施形態に係る図９のステップ＃Ｅ１〜＃Ｅ６の処理と同じであり、非同期制御モードでのタイムチャートは上記第二の実施形態に係る図１０に示すタイムチャートと同じである。よって、本実施形態に係る非同期制御モードに関する説明は、上記第二の実施形態と同じになるため省略する。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃３２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が奇数回目である（ステップ＃３４：Ｙｅｓ）場合には、図１５の第一基準演算周期Ｔ０１及び第三基準演算周期Ｔ０３に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０の２（＝Ｎ）倍の周期で行う処理と基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理の双方を実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ及び電流値取り込み処理ＩＴが行われる（ステップ＃Ｌ１）。次に、三相二相変換処理ＣＴ（ステップ＃Ｌ２）、電流制御処理ＩＣ（ステップ＃Ｌ３）、変調率・電圧指令位相導出処理ＭＣ（ステップ＃Ｌ４）、電圧制御処理ＶＣ（ステップ＃Ｌ５）が順に実行される。ここで、奇数回目の基準演算周期Ｔ０における電動機ＭＧについての電圧制御処理ＶＣでは、当該電圧制御処理ＶＣが行われる基準演算周期Ｔ０及びその一つ前の偶数回目の基準演算周期Ｔ０（例えば図１５における、第三基準演算周期Ｔ０３から見た第二基準演算周期Ｔ０２）のそれぞれにおいて実行された、２（＝Ｎ）回分の電流制御処理ＩＣによって積分項に２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒが反映された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて電圧制御処理ＶＣ２が実行されることになる。これにより、２（＝Ｎ）回分の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒをフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣが行われることになる。

現在の制御モードが同期制御モードであり（ステップ＃３２：Ｎｏ）、基準演算周期Ｔ０が偶数回目である（ステップ＃３４：Ｎｏ）場合には、図１５の第二基準演算周期Ｔ０２及び第四基準演算周期Ｔ０４に示すように、制御装置２は、同期制御モードの処理周期の設定に従い、基準演算周期Ｔ０毎に毎回行う処理のみを実行する。まず、当該基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電動機ＭＧの磁極位置θ及び電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる磁極位置取り込み処理ＰＴ及び電流値取り込み処理ＩＴが行われる（ステップ＃Ｌ６）。次に、三相二相変換処理ＣＴ（ステップ＃Ｌ７）、電流制御処理ＩＣ（ステップ＃Ｌ８）が順に実行される。この偶数回目の基準演算周期Ｔ０において実行された電流制御処理ＩＣは、当該偶数回目の基準演算周期Ｔ０の最初に検出された電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、電流制御処理ＩＣの結果としての電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの積分項に反映させるために行われる。

以上のような構成とすることにより、本実施形態においても、上記第三の実施形態と同様に、電動機ＭＧのロータの回転速度が比較的高く、電流サンプリングのエイリアシングが発生し易い傾向にある同期制御モードにおいて、電流検出処理ＩＳの周期（サンプリング周期）を短くすると共に、当該短い周期で検出された電流検出値を適切に制御に反映して電流サンプリングのエイリアシングの発生を抑えることができる。また、電流検出処理ＩＳの周期を非同期制御モードの場合よりも短くしたことによってＣＰＵコア６２の演算負荷の増加分については、電圧制御処理ＶＣの周期を非同期制御モードに対して２（＝Ｎ）倍に長くすることにより演算負荷を軽減し、制御装置２の全体の演算負荷をＣＰＵコア６２の処理能力の範囲内に収めている。

５．その他の実施形態
（１）上記の各実施形態においては、モード決定部５１が、同期制御モードとして矩形波制御を行わせる第三制御モードが選択可能であり、非同期制御モードとして正弦波ＰＷＭ制御を行わせる第一制御モード又は過変調ＰＷＭ制御を行わせる第二制御モードが選択可能である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、同期制御モードとしては、各スイッチング素子のオン及びオフが電気角１周期につき１回ずつ行われ、電気角半周期につき１回のパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御）以外にも、スイッチング素子のオン及びオフが電気角１周期につきＭ回（Ｍは２以上の整数）ずつ行われるＭパルス制御（例えば、３パルス制御や５パルス制御）も含まれる。Ｍパルス制御は、電気角半周期につきＭ回のパルスが出力される制御であり、各パルスの幅は電気角の位相に応じて予め定められている。但し、電気角半周期内に出力されるＭ個のパルスの幅は、互いに異なるように設定してもよいし、同じに設定してもよい。モード決定部５１が、これらの複数の同期制御モードの中から一つを選択する構成としても好適である。また、非同期制御モードとしては、電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させず、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗをキャリアに基づいて生成する各種の制御モードが含まれる。このような非同期制御モードとしては、正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御以外にも、例えば、二相変調ＰＷＭ制御や空間ベクトルＰＷＭ制御等の各種ＰＷＭ制御が含まれる。また、ＰＷＭ制御以外の制御方式であっても、電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させない制御方式であれば、本発明における非同期制御モードに含まれる。

（２）上記の各実施形態では、本発明における「Ｎ」が２である場合であって、基準演算周期Ｔ０より長い処理の周期が基準演算周期Ｔ０の２倍である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、Ｎが３、４、５等のように、２より大きい整数に設定されることも、本発明の好適な実施形態の一つである。例えば、Ｎが４に設定された場合、制御装置２は、同期制御モードでは、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０の４倍の周期で行い、４回の電流検出処理ＩＳにより検出された４回分の電流検出値をフィードバックして１回の電圧制御処理ＶＣを行う。また、制御装置２は、非同期制御モードでは、電圧制御処理ＶＣを基準演算周期Ｔ０毎に行うと共に、電流検出処理ＩＳを基準演算周期Ｔ０の４倍の周期で行い、１回の電流検出処理ＩＳにより検出された電流検出値をフィードバックして４回の電圧制御処理ＶＣを行う。

（３）上記の各実施形態では、制御対象としての交流電動機ＭＧが１個又は２個の場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれらに限定されるものではなく、制御装置２が、３個、４個等のように、２個より多い交流電動機ＭＧを制御する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。いずれにしても、電動機駆動装置１は、複数の交流電動機ＭＧのそれぞれを駆動制御する複数のインバータ６を備え、制御装置２は、これら複数のインバータ６を制御することにより、複数の交流電動機ＭＧを制御するように構成される。ここで、交流電動機ＭＧの数は、基準演算周期Ｔ０より長い処理の周期を定める本発明の「Ｎ」と同数であることが好ましいが、これと異なる数とすることも可能である。

（４）上記の各実施形態においては、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる電動機ＭＧを制御対象とする電動機駆動装置１の制御装置２に、本発明を適用した場合を例として説明した。しかし、本発明の適用範囲はこれに限定されない。すなわち、交流電動機を制御対象とするあらゆる装置や機器を制御するために、本発明を適用することが可能である。

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置に好適に利用可能である。

１：電動機駆動装置
２：制御装置
６：インバータ
１３：電流制御部
２１：平均値演算部
２３：電圧制御部
５１：モード決定部（制御モード選択部）
６２：ＣＰＵコア（演算処理ユニット）
ＭＧ：交流電動機
ＴＣ：キャリア周期
Ｔ０：基準演算周期
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ：交流電圧指令値
Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗ：スイッチング制御信号
Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒ：三相の電流検出値
Ｉｄｒ、Ｉｑｒ：二相の電流検出値
Ｉｄ、Ｉｑ：電流指令値
Ｖｄ、Ｖｑ：二相の電圧指令値（第一電圧指令値）
ＶＣ：電圧制御処理
ＩＳ：電流検出処理
ＩＣ：電流制御処理
ＡＣ：電流平均値演算処理

Claims (6)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置であって、
   前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定し、前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部を備えると共に、
   前記交流電動機のロータの回転角を表す電気角の周期と前記インバータのスイッチング周期とを同期させる同期制御モードと、これらを同期させない非同期制御モードとのいずれかを選択する制御モード選択部を備え、
   前記同期制御モードが選択された場合には、前記交流電動機のコイルに流れる電流を検出する電流検出処理を前記非同期制御モードにおいて前記スイッチング制御信号を生成する基準となるキャリアの周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うと共に、前記電圧制御処理を前記基準演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周期で行い、Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値をフィードバックして１回の前記電圧制御処理を行い、
   前記非同期制御モードが選択された場合には、前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う電動機駆動装置の制御装置。
2. 前記交流電動機に対する要求トルクに基づいて定まる電流指令値と前記電流検出処理により検出された電流検出値との偏差に基づいて第一電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部と、
   Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値の平均値を演算する平均値演算を行う平均値演算部と、を備え、
   前記同期制御モードが選択された場合には、前記平均値演算及び前記電流制御処理を前記電圧制御処理と共に前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、
   前記電流制御部は、前記電流指令値と前記平均値演算部により演算された前記平均値との偏差に基づいて前記電流制御処理を行って前記第一電圧指令値を決定し、前記電圧制御部は、当該第一電圧指令値に基づいて前記電圧制御処理を行う請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータを備えた電動機駆動装置を制御し、前記交流電動機の電流フィードバック制御を行う制御装置であって、
   前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定し、前記インバータのスイッチング制御信号を生成する電圧制御処理を行う電圧制御部を備えると共に、
   前記交流電動機のロータの回転角を表す電気角の周期と前記インバータのスイッチング周期とを同期させる同期制御モードと、これらを同期させない非同期制御モードとのいずれかを選択する制御モード選択部を備え、
   前記同期制御モードが選択された場合には、前記交流電動機のコイルに流れる電流を検出する電流検出処理を前記非同期制御モードにおいて前記スイッチング制御信号を生成する基準となるキャリアの周期の１／２に設定された基準演算周期毎に行うと共に、前記電圧制御処理を前記基準演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周期で行い、Ｎ回の前記電流検出処理により検出されたＮ回分の電流検出値をフィードバックして１回の前記電圧制御処理を行うものであり、
   さらに、前記交流電動機に対する要求トルクに基づいて定まる電流指令値と前記電流検出処理により検出された電流検出値との偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って第一電圧指令値を決定する電流制御処理を行う電流制御部を備え、
   前記同期制御モードが選択された場合には、前記電流制御処理を前記電流検出処理と共に基準演算周期毎に行い、
   前記電圧制御部は、Ｎ回の前記電流制御処理によって積分項にＮ回分の電流検出値が反映された第一電圧指令値に基づいて前記電圧制御処理を行う電動機駆動装置の制御装置。
4. 前記非同期制御モードが選択された場合には、前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で行い、１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う請求項３に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. Ｎ個の前記交流電動機の電流フィードバック制御のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行うように構成され、
   前記同期制御モードが選択された場合には、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電流検出処理を前記基準演算周期毎に行うと共に、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧制御処理を、前記基準演算周期のＮ倍の周期で互いに異なる基準演算周期内に行う請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
6. 前記非同期制御モードが選択された場合には、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧制御処理を前記基準演算周期毎に同じ基準演算周期内で順に行うと共に、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電流検出処理を前記基準演算周期のＮ倍の周期で互いに異なるタイミングで行い、Ｎ個の前記交流電動機のそれぞれについて１回の前記電流検出処理により検出された電流検出値をフィードバックしてＮ回の前記電圧制御処理を行う請求項５に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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