JP5437174B2 - Ｌｅｄ駆動回路及び半導体装置 - Google Patents

Description

本願は、ＬＥＤを駆動するＬＥＤ駆動回路及び半導体装置に関する。

従来、ＬＥＤ（Light Emitting Diode、発光ダイオード）を定電流で駆動することが行われている。そして、ＬＥＤの定電流駆動に関して、電力損失の低減が図られている。例えば、所定量の電流を引き込む定電流源を備え、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）制御により電流量を調整する電流制御部を用いたＬＥＤの定電流駆動に関して、電流制御部での電力損失を低減する技術が知られている。

特開２００７−１２９８６２

また、例えば、図１４に示されるように、レギュレータと電流設定抵抗とを用いたＬＥＤの定電流駆動も行われている。この方式では、ＬＥＤ５に直列に接続された電流設定抵抗ＲＬＥＤとＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤとで決まる電圧Ｖｍｉｎｅが、レギュレータ１にフィードバックされる。レギュレータ１は、フィードバックされた電圧Ｖｍｉｎｅが、パルス状の調光信号を基にＲＣフィルタを介して生成される基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように、ＬＥＤ５に印加する出力電圧Ｖｏを調整する。これにより、ＬＥＤ５を定電流で駆動することができる。

図１４において、電流精度を向上させるには、レギュレータ１内部のアンプの入力オフセット電圧に対して、レギュレータ１にフィードバックされる電流設定抵抗ＲＬＥＤの電圧Ｖｍｉｎｅを大きくすることによって、オフセットの影響を相対的に小さくすることが考えられる。レギュレータ１はＶｍｉｎｅ＝Ｖｒｅｆとなるように働くため、電圧Ｖｍｉｎｅを大きくするために、基準電圧Ｖｒｅｆを大きくすることになる。ここで、図１４では、直列接続されたＬＥＤ５の１個あたりの順方向電圧降下をＶＦとすると、Ｖｏ＝ＶＦ×（ＬＥＤ５の個数）＋Ｖｒｅｆとなり、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに依存する。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆを大きくすると、出力電圧Ｖｏが大きくなる。一方、ＬＥＤ５に流す電流ＩＬＥＤは一定であるため、電流設定抵抗ＲＬＥＤを大きくする必要がある。しかしながら、電流設定抵抗ＲＬＥＤを大きくすると、電流設定抵抗ＲＬＥＤによる電力損失が大きくなるという問題がある。このような電流精度の観点に立った電力損失の低減について、上記の特許文献１では、触れられていない。

本発明は、上記の課題に鑑み提案されたものであって、電流精度を考慮しながら電力損失を低減することが可能なＬＥＤ駆動回路及びそれを備える半導体装置を提供することを目的とする。

本願に開示されているＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤを定電流で駆動するＬＥＤ駆動回路において、基準電圧に基づいて、前記ＬＥＤに印加する電圧を調整するレギュレータと、前記ＬＥＤに流れる電流に応じた電流を電流センス抵抗に流して電圧に変換し、前記レギュレータに帰還するレベルコンバータと、前記レベルコンバータの出力に基づいて、前記レギュレータの出力を停止する保護回路と、を備える。また、本願に開示されている半導体装置は、当該ＬＥＤ駆動回路を備える。

開示のＬＥＤ駆動回路、半導体装置によれば、ＬＥＤに流れる電流をレギュレータに帰還する帰還ループにレベルコンバータを備えることで、レギュレータの出力電圧が基準電圧に依存しない構成となる。そのため、基準電圧に制約されない、より最適な出力電圧を設定することができる。したがって、例えば、出力電圧を上げることなく、レギュレータの入力側の電圧を上げてオフセットの影響を小さくすることができるため、電流精度を考慮した電力損失の低減が可能である。

第１実施形態の回路ブロック図である。 第２実施形態の回路ブロック図である。 レベルコンバータの等価回路図１である。 ソフトスタート信号の説明図である。 第２実施形態の具体例を示す回路ブロック図である。 第３実施形態の回路ブロック図である。 第４実施形態の回路ブロック図である。 第４実施形態の動作タイミングチャートである。 第５実施形態の回路ブロック図である。 レベルコンバータの等価回路図２である。 第５実施形態の具体例を示す回路ブロック図である。 第６実施形態の回路ブロック図である。 第６実施形態の具体例を示す回路ブロック図である。 従来例を示す回路ブロック図である。

図１は、第１実施形態の回路ブロック図を示す。第１実施形態のＬＥＤ駆動回路は、レギュレータ１、レベルコンバータ２、保護回路３、を備える。レギュレータ１の非反転入力端子には、外部から与えられるパルス状の調光信号を基にＲＣフィルタを介して生成される基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。レギュレータ１の反転入力端子には、出力側からフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅが入力される。レギュレータ１は、電圧Ｖｍｉｎｅが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力電圧Ｖｏを調整し、ＬＥＤ５に供給する。

レベルコンバータ２は、アンプと定電流源とを含む構成によって等価的に表現される。レベルコンバータ２では、ＬＥＤ５に直列に接続された抵抗Ｒ１の両端の電圧がアンプに入力され、増幅される。アンプの出力に応じて定電流源から電流センス抵抗Ｒｓに電流が流れる。これにより、レベルコンバータ２は、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤに応じた電流を電流センス抵抗Ｒｓに流して電圧Ｖｍｉｎｅに変換し、レギュレータ１にフィードバックする。

保護回路３には、レベルコンバータ２の出力が入力される。保護回路３は、レベルコンバータ２の出力に基づいて、レギュレータ１にイネーブル信号ｅｎｂを出力し、レギュレータ１の出力の許可、停止を制御する。

上記の構成により、ＬＥＤ５を一定の電流ＩＬＥＤで駆動することができる。出力電圧Ｖｏについて、図１４の従来例では、Ｖｏ＝ＶＦ×（ＬＥＤ５の個数）＋Ｖｒｅｆである。それに対し、第１実施形態では、抵抗Ｒ１が十分に小さければ、Ｖｏ≒ＶＦ×（ＬＥＤ５の個数）となる。このように、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤをレギュレータ１にフィードバックする経路にレベルコンバータ２を備えることで、レギュレータ１の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに依存しない構成となる。そのため、基準電圧Ｖｒｅｆに制約されることなく、より最適な出力電圧Ｖｏを設定することができる。

また、レギュレータ１にフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅに着目すると、図１４の従来例では、電圧Ｖｍｉｎｅは、ＬＥＤ５に直列に接続された電流設定抵抗ＲＬＥＤとＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤとで決定される。それに対して、第１実施形態では、電圧Ｖｍｉｎｅは、レベルコンバータ２の出力段の電流センス抵抗Ｒｓとレベルコンバータ２の定電流源から流れる電流とで決定される。したがって、第１実施形態において、電流精度の観点から電圧Ｖｍｉｎｅを大きくするためには、電流センス抵抗Ｒｓを大きくすれば良く、ＬＥＤ５に直列に接続された抵抗Ｒ１を大きくする必要がない。そのため、抵抗Ｒ１を小さく設定することが可能であり、電力損失を低減することができる。また、保護回路３がレベルコンバータ２の出力に基づいてレギュレータ１の出力を停止するため、破損等を防止することができる。

図２は、第２実施形態の回路ブロック図を示す。第２実施形態のＬＥＤ駆動回路は、レギュレータ１、レベルコンバータ２、保護回路３、ソフトスタート制御回路４、を備える。レギュレータ１の２つの非反転入力端子には、調光信号を基に生成される基準電圧Ｖｒｅｆ、ソフトスタート制御回路４から出力されるソフトスタート信号、がそれぞれ入力される。レギュレータ１の反転入力端子には、出力側からフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅが入力される。レギュレータ１は、電圧Ｖｍｉｎｅが基準電圧Ｖｒｅｆとソフトスタート信号とのうち電圧レベルの低い方と等しくなるように出力電圧Ｖｏを調整し、ＬＥＤ５に供給する。

レベルコンバータ２について、図３の等価回路図を参照して説明する。第２実施形態では、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６がＬＥＤ５に直列に接続される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１は、ゲートがｎチャネルＭＯＳトランジスタ６と共通に接続される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６、２１は、共に外部からの制御信号ＣＴＬに基づいてオンオフ制御される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインは、アンプ２２の反転入力端子に接続される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレインは、アンプ２２の非反転入力端子に接続されるとともに、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２４を介して電源に接続される。ここで、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１はｎチャネルＭＯＳトランジスタ６と比較して、１：１００の割合で電流を流すようにサイズ比が設定される。そのため、例えば、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤ＝３０ｍＡの場合、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１は０．３ｍＡの電流を流す。これにより、レベルコンバータ２における電力損失を抑えることができる。アンプ２２の出力は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２３、２４のゲートに接続される。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２３のドレインは、電流センス抵抗Ｒｓに接続される。これにより、レベルコンバータ２は、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤに応じた電流Ｉｓを電流センス抵抗Ｒｓに流して電圧Ｖｍｉｎｅに変換し、レギュレータ１にフィードバックする。

再び図２を参照して、第２実施形態の説明を続ける。保護回路３は、２つのコンパレータ３１、３２を備える。コンパレータ３１の非反転入力端子にはレベルコンバータ２の出力が入力され、反転入力端子には閾値電圧（例えば、１０ｍＶ）が入力される。ＬＥＤ５が脱落した場合、電流ＩＬＥＤが流れなくなるため、レベルコンバータ２の出力電圧Ｖｍｉｎｅは０Ｖ付近まで低下する。そのため、コンパレータ３１の出力はＨレベルからＬレベルへと変化する。これにより、ＬＥＤ５の脱落を検出することができる。一方、コンパレータ３２の非反転入力端子には閾値電圧（例えば、１．１Ｖ）が入力され、反転入力端子にはレベルコンバータ２の出力が入力される。ＬＥＤ５に過電流が流れた場合、電流ＩＬＥＤが設定値より大きくなるため、レベルコンバータ２の出力電圧Ｖｍｉｎｅは異常に上昇する。そのため、コンパレータ３２の出力はＨレベルからＬレベルへと変化する。これにより、過電流を検出することができる。

各コンパレータの出力は、制御信号ＣＴＬとともにＡＮＤゲート３３に入力される。ＡＮＤゲート３３の出力がイネーブル信号ｅｎｂとしてレギュレータ１に出力される。本実施形態では、イネーブル信号ｅｎｂがＬレベルの場合にレギュレータ１は出力を停止する。また、イネーブル信号ｅｎｂがＬレベルの場合、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートをＬレベルに保ち、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６をオフ状態にする構成である。これにより、保護回路３は、制御信号ＣＴＬのＬレベル入力によるオフ時の他、ＬＥＤ５の脱落検出時、又は過電流の検出時に、レギュレータ１の出力を停止し、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤを遮断する。

ソフトスタート制御回路４は、レギュレータ１にソフトスタート信号を出力する。ここで、ソフトスタート信号とは、レギュレータ１の出力開始時に、図４に示されるように、０Ｖから電源電圧レベルまで徐々に立ち上がる信号である。上述のように、レギュレータ１は、電圧Ｖｍｉｎｅが基準電圧Ｖｒｅｆとソフトスタート信号とのうち電圧レベルの低い方と等しくなるように出力電圧Ｖｏを調整する。そのため、レギュレータ１が出力を開始してからソフトスタート信号が基準電圧Ｖｒｅｆに到達するまでは、レギュレータ１は、電圧Ｖｍｉｎｅがソフトスタート信号の電圧レベルと等しくなるように出力電圧Ｖｏを調整する。そして、ソフトスタート信号が基準電圧Ｖｒｅｆ以上になると、レギュレータ１は、電圧Ｖｍｉｎｅが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力電圧Ｖｏを調整する。これにより、レギュレータ１の出力開始時に出力電圧Ｖｏを徐々に上昇させることができるので、突入電流を抑制し、ＬＥＤ５へのストレスを軽減することができる。

また、ソフトスタート制御回路４は、保護回路３のコンパレータ３１にソフトスタート完了信号を出力し、レベルコンバータ２の出力電圧Ｖｍｉｎｅがコンパレータ３１の閾値電圧に到達するまでは、コンパレータ３１の出力をマスクする構成である。これにより、レギュレータ１の出力開始時に、出力電圧Ｖｏが０Ｖから徐々に上昇するのに伴ってレベルコンバータ２の出力電圧Ｖｍｉｎｅが立ち上がる際に、コンパレータ３１がＬＥＤ５の脱落とは無関係にＬレベルを出力することを防止することができる。

上記の構成により、ＬＥＤ５を一定の電流ＩＬＥＤで駆動することができる。出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝ＶＦ×（ＬＥＤ５の個数）となり、第２実施形態においても、レギュレータ１の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに依存しない構成となる。そのため、基準電圧Ｖｒｅｆに制約されることなく、より最適な出力電圧Ｖｏを設定することができる。第２実施形態においても、レギュレータ１にフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅを大きくして安定度を高め、尚且つ電力損失を低減することができる。また、先に説明した第１実施形態（図１参照）では、抵抗Ｒ１がＬＥＤ５に直列に接続されるのに対して、第２実施形態では、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６がＬＥＤ５に直列に接続される。これにより、レギュレータ１の出力停止時に暗電流が流れるのを抑制することができる。また、保護回路３によりＬＥＤ５の脱落や過電流を検出してレギュレータ１の出力を停止するため、破損等を防止することができる。

図５は、上記の第２実施形態において、レギュレータ１として電流モード制御の昇圧型スイッチングレギュレータを適用し、半導体装置８を構成した具体例を示す。エラーアンプ１１は、基準電圧Ｖｒｅｆ、ソフトスタート信号のうち電圧レベルの低い方と、出力側からフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅとの差分を増幅する。エラーアンプ１１の出力は、コンパレータ１２の非反転入力端子に入力される。コンパレータ１２の反転入力端子には、インダクタＬに流れる電流が電流電圧変換回路１５、スロープ補償回路１６を介して入力され、エラーアンプ１１の出力と比較される。コンパレータ１２の出力がＰＷＭ制御回路１３に入力されてオン・デューティを制御し、ＰＷＭ制御回路１３からドライバ１４を介して駆動信号が出力される。駆動信号は、電流電圧変換回路１５において、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートに入力される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインはインダクタＬに接続され、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレインは抵抗Ｒに接続される。これにより、電流電圧変換回路１５は、インダクタＬに流れる電流に応じた電流を抵抗Ｒに流して電圧に変換する。また、スロープ補償回路１６は、オン・デューティ５０％以上で生じる発振を防止する回路である。

ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１がオン状態になると、インダクタＬに入力電圧ＶＩＮからのエネルギーが蓄積される。そして、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフ状態になると、インダクタＬに蓄積されたエネルギーが放出され、電流はダイオードＤを介してコンデンサＣ及びＬＥＤ５に流れる。再度ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１がオン状態になると、インダクタＬに再びエネルギーが蓄積される。このとき、ＬＥＤ５にはコンデンサＣに蓄積されたエネルギーによって電流が流れ、ダイオードＤは逆流を防止する。スイッチングレギュレータは、上記の構成により、出力側からフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅの状態に応じてｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１をオンオフ制御し、入力電圧ＶＩＮより高い出力電圧ＶｏをＬＥＤ５に供給する。

また、本具体例では、電流センス抵抗Ｒｓはレベルコンバータ２に内蔵されず、半導体装置８に外付けされる。また、保護回路３から出力されるイネーブル信号ｅｎｂがＬレベルの場合にドライバ１４を停止し、スイッチングレギュレータの出力を停止する構成である。その他は、図２乃至図４で説明したとおりである。

上記の構成により、半導体装置８は、ＬＥＤ５を一定の電流ＩＬＥＤで駆動することができる。昇圧型スイッチングレギュレータでは、昇圧比が高くなると効率が悪化するため、出来るだけ昇圧比を抑える方が良い。本具体例では、出力電圧Ｖｏ＝ＶＦ×（ＬＥＤ５の個数）となり、基準電圧Ｖｒｅｆに制約されることなく出力電圧Ｖｏを設定することができる。そのため、必要最低限の出力電圧Ｖｏに昇圧し、昇圧比を抑えることで、効率の悪化を防ぎ、低損失化することができる。また、電流センス抵抗Ｒｓを外付けにすることで、抵抗値のばらつきを抑えることができ（例えば、内蔵の場合は±２０％であるのに対して外付けの場合は±０．５％）、より電流精度を向上させることができる。

図６は、第３実施形態の回路ブロック図を示す。第３実施形態と第２実施形態（図２参照）とを比較すると、第３実施形態では、レギュレータ１の非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆは、外部から与えられる調光信号を基に生成されるのではなく、可変に設定される。また、制御信号ＣＴＬに変えてＰＷＭ信号が入力される。その他は、第２実施形態と同様である。

先に説明した第２実施形態（図２参照）では、直流的な制御信号ＣＴＬによってＬＥＤ５の駆動制御を行うが、第３実施形態のように、ＰＷＭ信号によってＬＥＤ５の駆動制御を行うこともできる。第３実施形態の構成によっても、第２実施形態と同様の効果が得られる。

図７は、第４実施形態の回路ブロック図を示す。第４実施形態は、第３実施形態を発展させた形態である。第４実施形態では、保護回路３にインバータ３４、ＯＲゲート３５が追加される。インバータ３４にはＰＷＭ信号が入力され、ＯＲゲート３５にはＡＮＤゲート３３の出力とインバータ３４の出力とが入力される。そして、ＯＲゲート３５の出力がイネーブル信号ｅｎｂとして出力される。

また、第４実施形態では、レベルコンバータ２の出力がレギュレータ１に入力される経路にサンプルホールド回路７が追加される。サンプルホールド回路７は、ＰＷＭ信号がＨレベルの場合にスイッチがオン状態、ＰＷＭ信号がＬレベルの場合にスイッチがオフ状態となり、ＰＷＭ信号がＬレベルの期間は、直前のＨレベルの期間におけるレベルコンバータ２の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅの値を保持して出力する。

第４実施形態の動作について、図８の動作タイミングチャートを参照して説明する。図８に示されるように、ＰＷＭ信号がＨレベルの場合に電流ＩＬＥＤが流れる。そのため、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤの平均値をＰＷＭ信号のデューティ比によって調整し、調光を行うことができる。ＰＷＭ信号がＬレベルの期間は、上述のサンプルホールド回路７によって、直前のＨレベルの期間におけるレベルコンバータ２の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅの値が保持される。そのため、レギュレータ１にフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅは安定に保たれ、出力電圧Ｖｏが不安定になるのを防止することができる。保護回路３は、上記の構成により、ＰＷＭ信号のＬレベル入力によるオフ時には、保護機能をマスクしてレギュレータ１の出力を停止しない。そのため、出力電圧Ｖｏが維持される。また、ＰＷＭ信号のＨレベル入力によるオン時において、ＬＥＤ５の脱落、又は過電流を検出した場合、保護回路３は、図８のタイミングＴに示されるように、レギュレータ１の出力を停止し、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤを遮断する。そのため、破損等を防止することができる。第４実施形態の構成によっても、第２実施形態と同様の効果が得られる。

図９は、第５実施形態の回路ブロック図を示す。第５実施形態は、第２実施形態（図２参照）と比較すると、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６に変えて、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１がＬＥＤ５に直列に接続される。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１は、ソースにレギュレータ１の出力電圧Ｖｏが印加され、ドレインがＬＥＤ５に接続される。また、制御信号ＣＴＬは、インバータ４２を介してｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲートに入力される。

第５実施形態に対応したレベルコンバータ２について、図１０の等価回路図を参照して説明する。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１のゲートとｐチャネルＭＯＳトランジスタ２５のゲートとは、インバータ４２の出力Ａ（図９参照）に共通に接続される。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１、２５は、共にインバータ４２を介して入力される制御信号ＣＴＬに基づいてオンオフ制御される。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２５のソースには、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１と同様にレギュレータ１の出力電圧Ｖｏが印加される。ここで、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２５はｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１と比較して、１：１００の割合で電流を流すようにサイズ比が設定される。そのため、例えば、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤ＝３０ｍＡの場合、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２５は０．３ｍＡの電流を流す。これにより、レベルコンバータ２における電力損失を抑えることができる。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２５のドレインは、電流センス抵抗Ｒｓに接続される。これにより、レベルコンバータ２は、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤに応じた電流Ｉｓを電流センス抵抗Ｒｓに流して電圧Ｖｍｉｎｅに変換し、レギュレータ１にフィードバックする。

その他の点は第２実施形態と同様であるため、図９において、図２と対応する各部に同一の符号を付して、説明を省略する。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１がＬＥＤ５に直列に接続される第５実施形態の構成によっても、第２実施形態と同様の効果が得られる。また、第２実施形態において図３で説明したレベルコンバータ２と図１０のレベルコンバータ２とを比較すると、第５実施形態ではレベルコンバータ２の回路構成が簡単になり、回路規模を抑えることができる。

図１１は、上記の第５実施形態において、レギュレータ１として昇圧型ＤＣＤＣコンバータを適用した具体例を示す。インダクタＬの一端には、リチウムイオン電池などの充電可能なバッテリから供給される入力電圧ＶＩＮが印加される。インダクタＬの他端は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１を介して接地される。ダイオードＤのアノードは、インダクタＬとｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１との接続点に接続される。レギュレータ１の出力電圧Ｖｏを平滑化するコンデンサＣは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１を介してダイオードＤのカソードに接続される。

ＤＣＤＣコンバータコントローラ１０は、例えば、図５で説明したエラーアンプ１１、コンパレータ１２、ＰＷＭ制御回路１３、ドライバ１４、電流電圧変換回路１５、スロープ補償回路１６、を含む構成によって実現される。昇圧型ＤＣＤＣコンバータの動作については図５で説明したため、ここでは詳細な説明を省略する。ＤＣＤＣコンバータコントローラ１０は、出力側からフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅの状態に応じてｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１をオンオフ制御し、入力電圧ＶＩＮより高い出力電圧Ｖｏを生成する。

続いて、本具体例の利点について説明する。一般に、ポータブル機器は内蔵のバックアップ用ボタン電池でＲＴＣ（Real Time Clock）などを駆動しているが、入力電圧ＶＩＮを供給するバッテリが挿入された場合は、ボタン電池による駆動から供給電力の大きなバッテリによる駆動へと切り替わる。その際（すなわち、機器にバッテリが挿入された際）、バッテリからインダクタＬ、ダイオードＤを介してコンデンサＣを充電するラッシュ電流が流れる。ラッシュ電流とバッテリの内部抵抗とにより入力電圧ＶＩＮに電圧ドロップが発生すると、ＲＴＣやポータブル機器の設定を保持していたマイクロコンピュータなどがリセットされる場合がある。そのため、バッテリ挿入時のラッシュ電流を防止する必要性がある。しかしながら、図５で説明した第２実施形態の具体例の場合、レギュレータの停止時においても入力電圧ＶＩＮからインダクタＬ、ダイオードＤを介してコンデンサＣに至る経路が形成されるため、上記のラッシュ電流を防止することができない。これに対して、図１１に示す第５実施形態の具体例の場合、レギュレータの停止時においてオフ状態にあるｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１によって、入力電圧ＶＩＮからコンデンサＣに至る経路が遮断されるため、上記のラッシュ電流を防止することができる。

また、前述のように、保護回路３のコンパレータ３２は、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤの過電流を検出する。しかしながら、図５で説明した第２実施形態の具体例の場合、ＬＥＤ５の前段が短絡して流れる過電流は検出することができない。これに対して、図１１に示す第５実施形態の具体例の場合、ＬＥＤ５の前段で電流を検出する構成のため、ＬＥＤ５の前段が短絡して流れる過電流も検出することができる。

ここまで、第２実施形態に対してｎチャネルＭＯＳトランジスタ６をｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１に変更した第５実施形態について説明した。図１２は、第３実施形態（図６参照）に対してｎチャネルＭＯＳトランジスタ６をｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１に変更した第６実施形態の回路ブロック図を示す。また、図１３は、図１２の第６実施形態において、レギュレータ１として昇圧型ＤＣＤＣコンバータを適用した具体例を示す。図１２、図１３においては、これまでに説明した図と対応する各部に同一の符号を付して、説明を省略する。第３実施形態に対してｎチャネルＭＯＳトランジスタ６をｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１に変更した第６実施形態及びその具体例にも、第５実施形態及びその具体例（図９乃至図１１）で説明した利点と同様の利点がある。

ここで、保護回路３が備えるコンパレータ３１、３２は、それぞれ第１のコンパレータ、第２のコンパレータの一例である。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６、２１は、それぞれ第１のｎチャネルＭＯＳトランジスタ、第２のｎチャネルＭＯＳトランジスタの一例である。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１、２５は、それぞれ第１のｐチャネルＭＯＳトランジスタ、第２のｐチャネルＭＯＳトランジスタの一例である。ｎチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ１はスイッチング素子の一例である。ダイオードＤは整流素子の一例である。制御信号ＣＴＬ及びＰＷＭ信号はそれぞれ制御信号の一例である。

以上、詳細に説明したように、前記第１乃至第６を含む実施形態によれば、ＬＥＤ５に流れる電流ＩＬＥＤをレギュレータ１にフィードバックする経路にレベルコンバータ２を備えることで、レギュレータ１の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆに依存しない構成となる。そのため、基準電圧Ｖｒｅｆに制約されない、より最適な出力電圧Ｖｏを設定することができる。したがって、レギュレータ１にフィードバックされる電圧Ｖｍｉｎｅを大きくして安定度を高め、尚且つ電力損失を低減することができる。電流精度を考慮した電力損失の低減が可能である。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内での種々の改良、変更が可能であることは言うまでもない。

例えば、レギュレータ１として、昇圧型スイッチングレギュレータに限らず、降圧型、あるいは昇降圧型のスイッチングレギュレータを適用してもよい。その場合も、低損失化が図れる。

１ レギュレータ
２ レベルコンバータ
３ 保護回路
４ ソフトスタート制御回路
５ ＬＥＤ
６ ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
７ サンプルホールド回路
８ 半導体装置
３１、３２ コンパレータ
４１ ｐチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｒｓ 電流センス抵抗

Claims (8)

1. ＬＥＤを定電流で駆動するＬＥＤ駆動回路において、
   基準電圧に基づいて、前記ＬＥＤに印加する電圧を調整するレギュレータと、
   前記ＬＥＤに流れる電流に応じた電流を電流センス抵抗に流して電圧に変換し、前記レギュレータに帰還するレベルコンバータと、
   前記レベルコンバータの出力に基づいて、前記レギュレータの出力を停止する保護回路と、
   を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. 前記保護回路は、
   前記レベルコンバータの出力と第１の閾値電圧とを比較し、前記ＬＥＤの脱落を検出する第１のコンパレータと、
   前記レベルコンバータの出力と第２の閾値電圧とを比較し、過電流を検出する第２のコンパレータと、
   を備え、
   前記ＬＥＤの脱落又は過電流を検出した場合に、前記レギュレータの出力を停止する
   ことを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
3. 前記レギュレータの出力開始時に、前記レベルコンバータの出力が前記第１の閾値電圧に到達するまでは、前記第１のコンパレータの出力をマスクするソフトスタート制御回路
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ駆動回路。
4. 前記ＬＥＤに直列に接続され、制御信号に基づいてオンオフ制御される第１のｎチャネルＭＯＳトランジスタを備え、
   前記レベルコンバータは、
   ゲートが前記第１のｎチャネルＭＯＳトランジスタと共通に接続される第２のｎチャネルＭＯＳトランジスタと、
   前記第１のｎチャネルＭＯＳトランジスタのドレインと前記第２のｎチャネルＭＯＳトランジスタのドレインとがそれぞれ入力端子に接続されるアンプと、
   ゲートが前記アンプの出力に接続され、ドレインが前記電流センス抵抗に接続されるｐチャネルＭＯＳトランジスタと、
   を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
5. 制御信号に基づいてオンオフ制御される第１のｐチャネルＭＯＳトランジスタを備え、
   前記レギュレータは、
   一端に入力電圧が印加されるインダクタと、
   前記インダクタの他端に接続されるスイッチング素子と、
   一端が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続される整流素子と、
   前記第１のｐチャネルＭＯＳトランジスタを介して前記整流素子の他端に接続され、出力電圧を平滑化するコンデンサと、
   を備える昇圧型のＤＣＤＣコンバータである
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
6. 前記レベルコンバータは、
   ゲート及びソースが前記第１のｐチャネルＭＯＳトランジスタと共通に接続され、ドレインが前記電流センス抵抗に接続される第２のｐチャネルＭＯＳトランジスタ
   を備えることを特徴とする請求項５に記載のＬＥＤ駆動回路。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路を備えることを特徴とする半導体装置。
8. 前記電流センス抵抗は、外付けされることを特徴とする請求項７に記載の半導体装置。

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