JP5456684B2

JP5456684B2 - Ｓａｗレス受信機におけるディジェネレイトパッシブミキサ

Info

Publication number: JP5456684B2
Application number: JP2010532221A
Authority: JP
Inventors: タシック、アレクサンダー; デン、ジュンション; キム、ナムソ
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2007-10-30
Filing date: 2008-10-29
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2028-10-29
Also published as: WO2009058912A1; TWI385934B; EP2215730A1; KR20100082021A; US7899426B2; JP2011502441A; CN101842994B; US20090111420A1; EP2215730B1; ATE521140T1; KR101160854B1; TW200935767A; CN101842994A

Description

優先権の主張

この出願は、２００７年１０月３０日に出願され、“DEGENERATED PASSIVE MIXER IN SAW-LESS RECEIVER”と表題された米国仮特許出願番号第６０／９８３，８７４号の利益を主張し、この出願の全開示は、本願の開示の一部とされる。

開示された実施形態は、パッシブミキサを有する低雑音ＳＡＷレス受信機（low noise SAW-less receiver）に関する。

携帯電話受信機を実現するための多くの様々な回路接続形態がある。ある接続形態は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）とミキサとの間の入力ＲＦ信号経路内に配置される弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタを含む。やや高価で大きいＳＡＷデバイスを使用することなく、十分な性能の携帯電話受信機を実現できることが望ましい。他の接続形態では、アンテナとＬＮＡとの間の整合ネットワークにおいて、高品質でやや高価なＬＮＡ整合インダクタが用いられる。この高価な部品を用いることなく、安価で低品質の部品を用いて受信機を実現することがまた望ましい。ＳＡＷレス受信機において優れた線形性を得るために、単にパッシブダウンコンバーティングミキサ（passive down-converting mixer）が使用されることがある。パッシブミキサは、アクティブなgmセル（active gm-cell）を有しない。しかしながら、この接続形態では、優れた線形性（例えば３次歪み）の性能を得つつ、求められるノイズフィギュア（ＮＦ）の要求を満たすことが、しばしば困難である。

図１（従来技術）は、パッシブミキサを使用しアクティブなgmセルを用いないＳＡＷレス受信機回路の図である。受信機回路１は、アンテナ２、差動送受切り替え器３、インピーダンス整合ネットワーク（impedance matching network）４、及び集積回路５を含む。集積回路５はＬＮＡ６を含み、このＬＮＡは、２つの端子７、８を介して整合ネットワーク４から入力ＲＦ信号を受信するように結合されている。ＬＮＡ６の２つの差動出力リード（differential output leads）９、１０は、パッシブミキサ１１に結合されている。ＬＮＡ６のミキサ１１との結合は、入力ＲＦ信号の周波数において実効的に短絡となる、大きな容量を有するバイパスキャパシタを介した容量結合であり得る。

パッシブミキサ１１は２つの領域を有する。１つの領域（Ｉ経路スイッチングコア）は、トランスインピーダンス増幅器及びフィルタ１２の第１の部分（Ｉ経路ＴＩＡ）に、差動信号の第１の組（Ｉ）を供給する。ＴＩＡ１２のこの第１の組は、信号Ｉ＋及びＩ−を、出力リード１３、１４に出力する。パッシブミキサ１１の第２の領域（Ｑ経路スイッチングコア）は、ＴＩＡ１２の第２の部分（Ｑ経路ＴＩＡ）に、Ｑ差動信号の第２の組を供給する。ＴＩＡ１２の第２の組は、信号Ｑ＋及びＱ−を、出力リード１５、１６に出力する。あいにく、優れた線形性と電力消費性能を同時に維持しながら、図１のＳＡＷレスパッシブミキサ受信機回路を使用し、また厳しいノイズ要求を満足することは、しばしば困難である。

図２（従来技術）は、図１の回路の種々の性能特性を説明する表である。高品質且つ高価なディスクリートＬＮＡ入力整合インダクタを整合ネットワーク４に設けることなく、そしてＬＮＡ６の電流消費を増加させることなく、回路のノイズフィギュア（ＮＦ）を削減することが望ましい。

パッシブミキサを含むＳＡＷレス携帯電話受信機において、実質的なインピーダンス（例えば２０オームまたはそれ以上）を有する新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）が、低雑音増幅器（ＬＮＡ）の差動信号出力リードとパッシブミキサの差動信号入力リードとの間の入力ＲＦ信号経路に配置される。ＬＮＡは、比較的高い出力インピーダンス（例えば、３００オームを超える出力インピーダンス）を有する。パッシブミキサは、アクティブなgmセル（active gm-cell）を有しない。パッシブミキサは、ダウンコンバートされた信号を、受信機のトランスインピーダンス増幅器及びベースバンドフィルタ（ＴＩＡ）に出力する。新規なディジェネレイトインピーダンス要素を設けることにより、線形性や電圧利得のような他の受信機性能特性の悪化を最小限にしつつ、ＴＩＡからの出力としての全体の受信機のノイズを低減する。ディジェネレイトインピーダンス要素を設けることは、ＴＩＡにおけるノイズを過度には増加させない。ディジェネレイトインピーダンス要素の各々のインピーダンスが２０オームを超えるある例では、ＴＩＡは全受信機の総ノイズ電力の２０％未満のノイズ電力を有する。受信機全体では、３８デシベル（ｄＢ）よりも大きい電圧利得と、７５ｄＢよりも大きい３次歪み（ＴＢ）の規模を有する。

ある例では、パッシブミキサは複数の局部発振器信号を受信し、各局部発振器信号は実質的に５０％未満のデューティサイクルを有する。期間のある部分では、パッシブミキサのトランジスタはどれも導通状態にない。ある例では、新規なディジェネレイトインピーダンス要素は、種々のインピーダンスの１つを有するようにプログラマブルである。ディジェネレイトインピーダンス要素のインピーダンス値は、携帯電話が動作中であるかまたは動作しようとしている個々の動作モードの性能要求に応じて変化される。

上記はサマリであり、よって当然に、詳細の簡略化、一般化、及び省略を含む。従って当業者は、このサマリが例示に過ぎず、多少なりとも限定していることを意味しないことを理解するだろう。特許請求の範囲でもっぱら定義されたような、本明細書で述べられたデバイス及び／またはプロセスの他の側面、進歩的な特徴、及び利点は、本明細書で説明される限定されない詳細な説明において明らかになるだろう。

図１（従来技術）は、パッシブミキサを含む、あるタイプの一般的なＳＡＷレス受信機の図。図２（従来技術）は、図１の一般的な受信機の性能特性を説明する表。図３は、ある新規な側面に従った新規な低雑音ＳＡＷレス受信機を用いた携帯電話の、単純化されたハイレベル（high-level）のブロック図。図４は、図３のＲＦ送受信機集積回路のより詳細な図。図５は、図４の低雑音増幅器（ＬＮＡ）、パッシブミキサ（新規なディジェネレイトインピーダンス要素を含む）、及びトランスインピーダンス増幅器及びフィルタ（ＴＩＡ）のより詳細な図。図６Ａは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図６Ｂは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図６Ｃは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図６Ｄは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図６Ｅは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図６Ｆは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機のノイズ成分（Ｆ）をどのように変えるか、を決定するための式の組を説明する。図７は、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンスの変化が、図５の受信機のノイズフィギュア（ＮＦ）にどのように影響するかを示すグラフ。図８は、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）のインピーダンス値の変化が、図５の受信機の電圧利得にどのように影響するかを示すグラフ。図９は、新規なディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）を設けることが、受信機のノイズフィギュア（ＮＦ）を、その他の性能特性に大きな悪影響を与えることなく、どのように向上させるかを説明する表。図１０Ａは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｂは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｃは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｄは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｅは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｆは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１０Ｇは、図５に示される新規なディジェネレイトインピーダンス要素５０がどのように実現し得るかを示す幾つかの例の回路図。図１１は、ある新規な側面に従った方法のフローチャート。

図３は、ある新規な側面に従ったある特定のタイプの移動体通信デバイス２０の、非常に単純化されたハイレベルのブロック図である。本例では、移動体通信デバイス２０は、ＷＣＤＭＡ(登録商標)携帯電話通信プロトコルを使用する携帯電話である。携帯電話は、（図示せぬ種々のその他の部品のうち）アンテナ２１及び２つの集積回路２２、２３を含む。集積回路２３は、“デジタルベースバンド集積回路”または“ベースバンドプロセッサ集積回路”と呼ばれる。集積回路２２は、ＲＦ送受信機集積回路である。ＲＦ送受信機集積回路２２は、受信機と共に送信機も含むため、“送受信機”と呼ばれる。

図４は、図１のＲＦ送受信機集積回路のより詳細なブロック図である。受信機は、局部発振器（local oscillator）３３に加えて、いわゆる“受信チェーン（receive chain）”２４を含む。携帯電話の受信時、高周波数ＲＦ信号２５がアンテナ２１で受信される。一例におけるＲＦ信号は、１ＧＨｚを超える周波数を有する信号である。ＲＦ信号２５からの情報は、送受切り替え器２６（duplexer）、インピーダンス整合ネットワーク（impedance matching network）２７を通過し、そして受信チェーン２４を通過する。信号２５は、低雑音増幅器（low noise amplifier: ＬＮＡ）２８により増幅され、ミキサ２９によって周波数をダウンコンバートされる。結果として生じたダウンコンバート信号は、ベースバンドフィルタ３０でフィルタされ、そしてデジタルベースバンド集積回路２３に渡される。デジタルベースバンド集積回路２３におけるアナログ／デジタルコンバータ３１は、この信号をデジタルの形式に変換し、得られたデジタル情報は、デジタルベースバンド集積回路２３におけるデジタル回路によって処理される。デジタルベースバンド集積回路２３は、局部発振器３３によってミキサ２９に供給される局部発振器信号（local oscillator signal: ＬＯ）３２の周波数を制御することにより、受信機を調整（tune）する。

携帯電話の送信時、送信される情報は、デジタルベースバンド集積回路２３におけるデジタル／アナログコンバータ３４によってアナログの形式に変換され、そして“送信チェーン（transmit chain）”３５に供給される。ベースバンドフィルタ３６は、デジタル／アナログ変換処理によるノイズを取り除く。そして、局部発振器３８の制御の下、ミキサブロック３７はこの信号を高周波数信号にアップコンバートする。駆動増幅器（driver amplifier）３９及び外部電力増幅器（external power amplifier）４０は、この高周波信号を増幅して、高周波数ＲＦ信号４１がアンテナ２１から送信されるように、アンテナ２１を駆動する。

図５は、受信チェーン２４のより詳細な回路図である。アンテナ２１で受信された入力ＲＦ信号２５は、差動送受切り替え器（differential duplexer）２６及びインピーダンス整合ネットワーク２７を介して、集積回路２２の差動入力端子４２、４３に結合される。ＬＮＡ２８はＲＦ信号２５を増幅し、そしてＶＲＦ＋出力リード（output lead）４４及びＶＲＦ−出力リード４５から差動信号を駆動する。ＶＲＦ＋出力リード４４は、パッシブミキサ（passive mixer）２９の第１差動入力リード（input lead）４６に結合され、ＶＲＦ−出力リード４５は、パッシブミキサ２９の第２差動入力リード４７に結合される。パッシブミキサ２９は、アクティブなgmセル（active gm-cell）を含まない。パッシブミキサ２９は、２つのクロスカップルされたパッシブスイッチングコア（cross-coupled passive switching core）４８、４９と、４つの新規なディジェネレイトインピーダンス要素（degenerative impedance element）５０〜５３を含む。第１ディジェネレイトインピーダンス要素５０は、ＬＮＡ２８の第１出力リード４４に接続された第１リードと、第１スイッチングコア４８の第１入力リード５４に接続された第２リードとを備える。第２ディジェネレイトインピーダンス要素５１は、ＬＮＡ２８の第２出力リード４５に接続された第１リードと、第１スイッチングコア４８の第２入力リード５５に接続された第２リードとを備える。第３ディジェネレイトインピーダンス要素５２は、ＬＮＡ２８の第１出力リード４４に接続された第１リードと、第２スイッチングコア４９の第１入力リード５６に接続された第２リードとを備える。第４ディジェネレイトインピーダンス要素５３は、ＬＮＡ２８の第２出力リード４５に接続された第１リードと、第２スイッチングコア４９の第２入力リード５７に接続された第２リードとを備える。

トランスインピーダンス増幅器及びベースバンドフィルタ（transimpedance amplifier and baseband filter: ＴＩＡ）３０は、第１領域（ＴＩＡのＩ経路部）と、第２領域（ＴＩＡのＱ経路部）とを含む。第１領域は、差動出力リード５８、５９上の差動信号Ｉ＋及びＩ−の対を駆動する。抵抗シンボル６０、６１は、ＴＩＡ３０の第１領域フィードバックインピーダンスＲＴＩＡを表す。ＴＩＡ３０の第１領域は、第１パッシブスイッチングコア４８の差動出力リード６２、６３からの差動信号を受信する。同様にＴＩＡ３０の第２領域は、差動出力リード６４、６５上の差動信号Ｑ＋及びＱ−の対を駆動する。抵抗シンボル６６、６７は、ＴＩＡ３０の第２領域のフィードバックインピーダンスＲＴＩＡを表す。ＴＩＡ３０の第２領域は、第２パッシブスイッチングコア４９の差動出力リード６８、６９からの差動信号を受信する。図５に示されるように、第１パッシブスイッチングコア４８は、４つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７０〜７３を含み、第２パッシブスイッチングコア４９はＦＥＴ７４〜７７を含む。これらのＦＥＴは、図５に示されるように、相互に接続される。

図６Ａから６Ｆは、新規な低下インピーダンス要素（degradation impedance elements）５０〜５３のインピーダンスの関数として、図５の回路のノイズ成分（Ｆ）についての式の導出を含む、式の組を示す。低下インピーダンス要素５０〜５３のそれぞれのインピーダンス値はＺdegである。ノイズ成分（Ｆ）は、受信機中のＲＦ信号チェーンにおける構成要素によって生じる信号ノイズ比（ＳＮＲ）の低下の程度（measure of degradation）である。図６Ａの式において、ノイズ成分Ｆは、ＴＩＡ３０の出力における全体の総出力ノイズ電力の、ＴＩＡ３０の出力におけるソース（source）のノイズ電力の寄与に対する比率である。分子は、全ノイズ源による全体の総ノイズ電力についての式であり、ここでノイズは受信機の信号バンド幅内にあり、これは、これらの各ノイズ源はＴＩＡ３０から出力されるからである。分母は、受信機のソース（source）による受信機出力におけるノイズ電力についての式である。

３つのノイズ源のそれぞれについて、ノイズは受信機の出力（ＴＩＡ３０の出力リード）に現れる。各ノイズ源からのノイズは、妥当な利得要素が乗じられ、これにより、それがＴＩＡ３０の出力における総ノイズにどれだけ寄与するか判断される。従って、分子は３つの項を含み、そして各項は各ノイズ源についてのものである。考慮される最初のノイズ源は、ソース（source）（ＬＮＡ２８）である。第２のノイズ源は、ディジェネレイトインピーダンスＺdegである。第３のノイズ源はトランスインピーダンス増幅器のフィードバックインピーダンスＲ_ＴＩＡである。

記号Ｎv_rx,srcは、ソース（source）から来る電圧ノイズ密度であり、Ｖ^２／Ｈｚの単位である。ノイズ密度Ｎv_rx,srcは、量４ｋＴＲによって与えられ、ここでｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度（degrees Kelvin）であり、Ｒは抵抗である。このノイズは、アンテナ２１から来るノイズである。この例では、アンテナ２１の抵抗Ｒは５０オームである。記号ｇＬＮＡは、ＬＮＡ２８のトランスコンダクタンス利得である。記号Ｎ_{Ｉ＿ＬＮＡ，ＯＵＴ}は、ＬＮＡ２８の電流密度であり、アンペア^２／Ｈｚの単位である。記号Ｒ^２ _ＬＮＡ/(２Ｒ_ＬＮＡ＋Ｚdeg)^２は、ＬＮＡ２８とパッシブミキサ２９との間で起きる電力分配（power split）を明らかにする電力分配要素である。記号Ｒ_ＬＮＡは、一方（single-sided）のＬＮＡ出力インピーダンスである。ＬＮＡ２８の出力リード２８間の差動ＬＮＡ出力インピーダンスは、一方のＬＮＡ出力インピーダンスＲ_ＬＮＡとして参照されたものの２倍である。一方のＬＮＡ出力インピーダンスＲ_ＬＮＡは、ＬＮＡ２８の出力リードの一方からグランドに向かって測定されたインピーダンスである。この例では、（一方の）Ｒ_ＬＮＡは１５０オームよりも大きい（例えば２００オーム）。従って、差動ＬＮＡインピーダンスは３００オームより大きい（例えば４００オーム）。記号Ｎ_{Ｖ＿ＺＤＥＧ}は、ディジェネレイトインピーダンスＺdegのノイズ密度である。記号Ｒ_ＴＩＡは、トランスインピーダンス増幅器３０のフィードバック抵抗（利得要素）である。

記号Ｆ_５０％における５０％の表記は、計算が局部発振器信号ＩＬＯ＋、ＩＬＯ−の５０％のデューティサイクルについてのものであることを示す。デューティサイクルが５０％であれば、信号ＩＬＯ＋が周期の最初の５０％でアクティブ（デジタル“high”）となり、信号ＩＬＯ−が周期の残りの５０％でアクティブとなる。記号Ｆ２５％における２５％の表記は、計算が局部発振器信号の２５％のデューティサイクルについてのものであることを示す。デューティサイクルが２５％であれば、信号ＩＬＯ＋は周期の最初の２５％でアクティブとなり、この周期の次の２５％ではＩＬＯ＋もＩＬＯ−もアクティブとならず、この周期の次の２５％でＩＬＯ−がアクティブとなり、この周期の最後の２５％ではＩＬＯ＋もＩＬＯ−もアクティブとならない。５０％のデューティサイクルの信号によってＴＩＡが駆動される際、ＴＩＡノイズ寄与は比較的大きい。一方、２５％のデューティサイクルの信号によってＴＩＡが駆動される際には、ＴＩＡノイズ寄与は比較的低い。

図６Ｂは、図６Ａの式の項を変形したものである。

図６Ｃは、図６Ｂの式を更に簡単化したものである。

図６Ｄ、６Ｅは、２５％のデューティサイクルの場合に、ディジェネレイトインピーダンスの関数としてノイズ成分（Ｆ）を決定するための式を説明する。表記Ｆ_{２５％＿Ｗ／Ｏ＿Ｉ／Ｑ＿ＯＶＥＲＬＡＰ}は、この式が、ミキサ２９のＩ出力信号及びＱ出力信号のオーバーラップが無く（Ｗ／Ｏ）、２５％のデューティサイクルについてのものであることを示す。図６Ａの５０％のデューティサイクルの式と図６Ｄの２５％のデューティサイクルの式との間の、図６Ｄの式の分子の第２の構成要素と第３の構成要素の差に着目する。値Ｎ_{Ｖ＿ＺＤＥＧ}を乗算する項（Ｒ^２ _ＴＩＡ／(Ｒ_ＬＮＡ＋Ｚdeg)^２がある。この項の分母は、時間の殆ど、唯１つのパッシブスイッチングコアだけ（４８または４９）が導通しているという、２５％デューティサイクルにおける事実により、Ｒ_ＬＮＡを含む。この時間の間、抵抗値はＲ_ＬＮＡによる。図６Ａにおいて対応する乗数項の（Ｒ^２ _ＴＩＡ／Ｚ_ＤＥＧ２）が、そのようなＲ_ＬＮＡの項を含まないことに着目する。これは、５０％のデューティサイクルの条件では、両方のパッシブスイッチングコア（４８及び４９）が同時に導通するからである。同様に、図６Ｄの２５％の条件の式では、Ｎ_{Ｖ＿ＴＩＡ}を乗算する項（１＋(Ｒ_ＴＩＡ／Ｒ_ＬＮＡ＋Ｚ_ＤＥＧ)）^２がある。この項の分母は、デューティが２５％デューティサイクルであることから、Ｒ_ＬＮＡを含む。図６Ａの５０％のデューティサイクルの式において対応する乗数項は、その分母においてそのようなＲ_ＬＮＡの項を含まない。

図６Ｆは、５０％のデューティサイクルについての図６Ｃのノイズ成分の式と、２５％のデューティサイクルについての図６Ｆのノイズ成分の式との組み合わせである。実際の回路では、Ｉ局部発振器信号とＱ局部発振器信号との間のわずかなオーバーラップによる複雑さがある。ＩＬＯ＋及びＩＬＯ−信号は、各信号がアクティブまたは非アクティブとなる際、実際には方形波ではなく、正確にはＩＬＯ＋及びＩＬＯ−信号は、非ゼロ期間の立ち上がり及び立ち下がり時間を有する。一方のトランジスタの組がオンした際に他方のトランジスタの組がオフするというこの状況により、オーバーラップが生じる。結果として生じるオーバーラップは、図６Ｆの式における項Ａ、Ｂによって説明される。表記Ｆ_{２５％＿Ｗ／＿Ｉ／Ｑ＿ＯＶＥＲＬＡＰ}は、この式がミキサのＩ出力及びＱ出力のオーバーラップを伴う（Ｗ／）２５％のデューティサイクルについてのものであることを示している。もし期間の９５％でオーバーラップが生じなければ、Ａはほぼ９５％となる。この場合、Ｂはほぼ５％である。図６Ａ〜６Ｆにおいて、一般性を失うことなく式を簡単化する目的で、２及び１／２のいくらかの累乗を示されていないことに留意する。式はまた、パッシブミキサのトランジスタの僅かなオン抵抗を無視し、そしてコアからのノイズは僅かなノイズ寄与であるので、パッシブミキサ４８、４９からのノイズを無視している。

図６Ｃの式を説明すると、ノイズ成分についての関数（Ｚdegの関数としてのＦ）が最小値を有することに留意される。図６Ｃの式は、互いに加算される左の積の値と右の積の値とを含むことに留意する。左側の積の値の分母にＺdegの項がある。従って、Ｚdegの値が非常に小さい場合、左側の積の値は極めて大きく、よって全体のノイズ成分Ｆもまた極めて大きくなる。右側の積の値では、Ｚdegが分子にある。従って、Ｚdegが非常に大きい場合、右側の積の値は極めて大きく、よって全体のノイズ成分もまた極めて大きくなる。ノイズ成分Ｆの最小値は、非常に大きくも無くまた非常に小さくもない値のＺdegの場合である。測定された、または図６Ａ〜６Ｆの式から決定されたノイズ成分の値は、単位の無い値である（unitless value）。単位の無いノイズ成分の値（Ｆ）は、ノイズフィギュア（noise figure: ＮＦ）のデシベル（ｄＢ）値に変換され、この際ＮＦ＝１０ｌｏｇＦの関係が用いられる。

図７に示されるように、ディジェネレイション無し（without degeneration）では、受信機のノイズフィギュア（ＮＦ）は２．６７ｄＢ近辺である。図７は、図５の受信機のノイズフィギュアが、ディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３のインピーダンスを、２５％のデューティサイクルにおいて約６０オームまで増加させることによって、どのように向上されるかを示す。上記したように、ディジェネレイトインピーダンスを適用した場合には、ノイズフィギュアは好転する。しかしながら、グラフは、最適なノイズフィギュアのポイントを過ぎて、インピーダンスの増加がノイズフィギュアを悪化させ始める様子を示しているが、しかしそれでもディジェネレイションの適用が無い場合よりも優れた結果となっている。従って、図７のグラフの曲線が６０オームのディジェネレイトインピーダンスＺdegの場合にノイズフィギュア（ＮＦ）の最小値を有する一方で、より高い値のディジェネレイトインピーダンスの場合でさえ、ディジェネレイションが適用されない場合よりもノイズフィギュアは改善されていることに留意する。

図８は、図５の受信機の電圧利得が、ディジェネレイトインピーダンスＺdegの増加と共にどのように悪化するかを示すグラフである。

ある新規な側面によれば、ディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３は、単にパッシブミキサを有するＳＡＷレス受信機に設けられ、ディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３は、（入力ＲＦ信号２５の周波数において）典型的なバイパスキャパシタの非常に小さなインピーダンス値または一般的なゼロオームよりも大きいインピーダンスを持つようにされている。図７のグラフは、６０オームのディジェネレイトインピーダンスの値において最適なノイズフィギュアが得られることを示しているが、図７の例とされる特定の応用においては、ディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３の各々は、３０オームのインピーダンスを有するように設定される。このインピーダンスは、この特定の状況では、３０オームを超えては設定されない。なぜなら、３０オームを超えてディジェネレイトインピーダンスを増加させることは、ＴＢパラメータの悪化、すなわちこの応用の特定の３次歪み（ＴＢ）の条件に非常に近くなる、という結果になり得るからである。図７、８におけるＺdegが３０オームの縦線は、図５の特定の実施形態の３０オームのＺdegの値を示す。

図９は、図１の従来技術構造と、２５％のＬＯ信号の場合の図５の新規な受信機との間の、性能特性の比較を説明する表である。表の値に示されるように、３０オームのＺdegを有するディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３を加えることで、ノイズフィギュアについて約２．６７ｄＢから約２．３ｄＢへの好ましい改善が得られる。表の値は、入力参照２次インターセプトポイント（input referred second order intercept point: ＩＩＰ２）、複合３次歪みの大きさ（ＴＢ）、入力参照３次インターセプトポイント（the input referred third order intercept point: ＩＩＰ３）、及びＬＮＡ２８の入力端子４２、４３からＴＩＡ３０の出力リード５８、５９、６４、６５への電圧利得のような、その他の受信機の性能パラメータを過度に悪化させることなく、ノイズフィギュア（ＮＦ）が改善されていることを示している。

別の新規な側面によれば、図５の受信機は、２つの動作モードをサポート可能なマルチモード受信機である。２つのモードのうちの第１では、受信機は第１の性能パラメータを満足し、より小さい値のＺdegを使用する。２つのモードのうちの第２では、受信機は、より高い値のＺdegの使用を可能にする、より緩やかな第２の性能パラメータを満足する。そのデジタル値が現在の動作モードを示すデジタル制御信号が与えられる。デジタル制御信号は、第２Ｚdegインピーダンスにつき、第１Ｚdegインピーダンスに並列接続されるように切り替えるＦＥＴスイッチを制御する。ディジェネレイトインピーダンス要素５０〜５３の各々は、２つのそのような抵抗と、１つのそのようなＦＥＴを含み、ＦＥＴはディジェネレイトインピーダンス要素の全体としてのインピーダンスをプログラマブルにする。もし、デジタル制御信号が第１の値を有していれば、第２Ｚdegインピーダンスが第１Ｚdegインピーダンスに並列に結合されるように、ＦＥＴスイッチが導通状態となる。この結果は、より低い値のＺdegとなる。他方、もしデジタル制御信号が第２の値を有していれば、ＦＥＴスイッチは非導通状態となる。従って第２Ｚdegインピーダンスは、第１Ｚdegインピーダンスに並列に結合されない。この結果は、より高い値のＺdegとなる。より高いＺdegの値は、性能パラメータ（例えばＴＢ）が厳しくない際に、第２モードにおいて使用される。他方、より低いＺdegの値は、性能パラメータがより厳しい際に、第１モードで使用される。

図１０Ａ〜１０Ｇは、新規なディジェネレイトインピーダンス要素Ｚdeg５０がどのように実現されうるかの幾つかの例を示す。これらの例では、ディジェネレイションはＬＮＡとパッシブミキサのスイッチングコアとの間に置かれる。図示された各場合において、左側への第１リード１００は、ＬＮＡ２８に結合されるインピーダンス要素５０のリードであり、右側への第２リード１０１は、スイッチングコア４８への結合されるインピーダンス要素５０のリードである。

図１１は、ある新規な側面に従った方法のフローチャートである。第１ステップ（ステップ２００）において、第１ディジェネレイトインピーダンス要素が、低雑音増幅器（ＬＮＡ）の第１出力リードと、第１パッシブスイッチングコア（ＰＳＣ）の第１入力リードとの間に設けられる。第１ディジェネレイトインピーダンス要素のインピーダンスは、２０オームよりも大きい。第２ステップ（ステップ２０１）において、第２ディジェネレイトインピーダンス要素が、ＬＮＡの第２出力リードと第１ＰＳＣの第１入力リードとの間に設けられる。第２ディジェネレイトインピーダンス要素のインピーダンスは、２０オームよりも大きい。このことは、第３、第４ディジェネレイトインピーダンス要素及び第２ＰＳＣについても同様である。第３ステップ（ステップ２０２）において、トランスインピーダンス増幅器ＴＩＡが設けられ、ここでＴＩＡはＰＳＣから出力された信号を増幅するように結合される。ＴＩＡは、ミキサのディジェネレイションを適用した後、受信機全体の総ノイズ電力の２０％未満のノイズ電力を有する。この場合、受信機全体は、ＬＮＡ、第１、第２ディジェネレイトインピーダンス要素、ＰＳＣ、及びＴＩＡである。ステップ２００〜２０２は、図３、４のＲＦ送受信機集積回路２２が製造される半導体製造プロセスの過程で全て同時に行われてもよい。ステップ２００〜２０２は、図３、４のＲＦ送受信機集積回路２２の設置（disposition）、配送、（delivery）、及び／または販売（sale）によって、全て同時に実行されても良い。図１１の例では、ディジェネレイションの後、ＴＩＡからのノイズ寄与は、受信機の総出力ノイズの２０％未満である。ディジェネレイションとＴＩＡノイズ寄与との種々の組み合わせが、種々のデューティサイクルにつき使用され得る。例えば２５％のＬＯデューティサイクルにつき、全体の１５％ＴＩＡのノイズ寄与と共に、２０オームのＺdegが選択され得る。これは、適切な線形性、電圧利得、及びノイズフィギュアの要求に帰するだろう。他方、５０％のデューティサイクルにつき、１８％のＴＩＡノイズと共に、１００オームのＺdegが選択され得る。

説明の目的で、ある具体的な実施形態が上記述べられたが、この特許明細書の教示は、全般的な適用性を有し、上で述べられた具体的な実施形態に限定されるものではない。従って、述べられた具体的な実施形態の種々の特徴の種々の変形、適合、及び組み合わせが、以下で説明される特許請求の範囲の範囲を逸脱することなく、実施され得る。

Claims

第１出力リードと第２出力リードとを有する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、
第１信号入力リード、第２信号入力リード、第１信号出力リード、第２信号出力リード、第１局部発振器入力リード、及び第２局部発振器入力リードを有するパッシブスイッチングコア（ＰＳＣ）と、
第１入力リード、第２入力リード、第１出力リード、及び第２出力リードを有するトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）と、
第１リードと第２リードとを有する第１ディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）と、
第１リードと第２リードとを有する第２ディジェネレイトインピーダンス要素（Ｚdeg）と
を備え、前記第１Ｚdegの前記第１リードは前記ＬＮＡの前記第１出力リードに結合され、前記第１Ｚdegの前記第２リードは前記ＰＳＣの前記第１信号入力リードに結合され、
前記第２Ｚdegの前記第１リードは前記ＬＮＡの前記第２出力リードに結合され、前記第２Ｚdegの前記第２リードは前記ＰＳＣの前記第２信号入力リードに結合され、
前記ＬＮＡ、前記第１、第２Ｚdeg、前記ＰＳＣ、及び前記ＴＩＡは、受信機を形成し、
前記第１Ｚdeg及び第２Ｚdegのインピーダンスの値は、前記ＬＮＡの入力端子から前記ＴＩＡの出力リードへの電圧利得を含む受信機の性能パラメータに基づいて、前記ＴＩＡから出力されるノイズを低減するように決定され、前記第１Ｚdeg及び第２Ｚdegは、第１の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第１モードでは第１のインピーダンス値を提供し、前記第１の性能パラメータより厳しくない第２の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第２モードでは、前記第１のインピーダンス値よりも大きい第２のインピーダンス値を提供する、
回路。
前記ＬＮＡは、動作信号の周波数において、３００オームを超える差動出力インピーダンスを有する、請求項１の回路。
前記ＬＮＡの前記第１、第２出力リードと、前記ＰＳＣの前記第１、第２入力リードとの間の信号経路には、アクティブなｇｍセル（active gm-cell）は設けられない、請求項２の回路。
前記ＰＳＣは、
前記第１Ｚdegの前記第２リードに結合された第１端子と、前記ＴＩＡの前記第１入力リードに結合された第２端子と、前記ＰＳＣの前記第１局部発振器入力リードに結合された第３ゲート端子とを有する第１電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と、
前記第１Ｚdegの第２リードに結合された第１端子と、前記ＴＩＡの前記第２入力リードに結合された第２端子と、前記ＰＳＣの前記第２局部発振器入力リードに結合された第３ゲート端子とを有する第２ＦＥＴと、
前記第２Ｚdegの前記第２リードに結合された第１端子と、前記ＴＩＡの前記第１入力リードに結合された第２端子と、前記ＰＳＣの前記第２局部発振器入力リードを受けるように結合された第３ゲート端子とを有する第３ＦＥＴと、
前記第２Ｚdegの第２リードに結合された第１端子と、前記ＴＩＡの前記第２入力リードに結合された第２端子と、前記ＰＳＣの前記第１局部発振器入力リードを受けるように結合された第３ゲート端子とを有する第４ＦＥＴと
を備える請求項２の回路。
前記第１Ｚdeg及び前記第２Ｚdegの各々は、抵抗、キャパシタ、トランジスタ、直列に結合された抵抗とキャパシタ、直列に結合された抵抗とトランジスタ、直列に結合されたキャパシタとトランジスタ、及び全てが直列に結合された抵抗とキャパシタとトランジスタ、からなるグループから選ばれる、請求項３の回路。
前記ＴＩＡは、フィルタの特性を有し、前記受信機においてベースバンドフィルタとして機能する、請求項３の回路。
前記動作信号の前記周波数は、４００ＭＨｚより高い、請求項３の回路。
前記受信機は、総ノイズ電力を有するノイズを出力し、前記ＴＩＡは、前記受信機の前記総ノイズ電力の２０％未満のノイズ電力を有し、前記第１Ｚdeg及び前記第２Ｚdegの各々は、前記受信機によって受信される動作信号の周波数において、少なくとも２０オームのインピーダンスを有する、請求項３の回路。
前記ＰＳＣの前記第１局部発振器入力リード上の第１局部発振器信号は、期間の５０％未満でアクティブであり、前記ＰＳＣの前記第２局部発振器入力リード上の第２局部発振器信号は、前記期間の５０％未満でアクティブである、請求項３の回路。
前記第１、第２ディジェネレイトインピーダンス要素の各々は、複数のインピーダンスの１つを有するようにプログラマブルである、請求項３の回路。
前記第１Ｚdeg及び前記第２Ｚdegの各々は、前記受信機によって受信される前記動作信号の前記周波数において、少なくとも５０オームのインピーダンスを有する、請求項３の回路。
前記受信機は、２．６ｄＢ未満のノイズフィギュアと、３８ｄＢを超える電圧利得を有する、請求項８の回路。
少なくとも２０オームのインピーダンスを有する第１ディジェネレイトインピーダンス要素を、低雑音増幅器（ＬＮＡ）の第１出力リードと、パッシブスイッチングコア（ＰＳＣ）の第１入力リードとの間に設けることと、
少なくとも２０オームのインピーダンスを有する第２ディジェネレイトインピーダンス要素を、前記ＬＮＡの第２出力リードと、前記ＰＳＣの第２入力リードとの間に設けることと、
前記ＰＳＣによって出力された信号を増幅するように結合されたトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）を設けることと
を備え、前記ＬＮＡ、前記第１、第２ディジェネレイトインピーダンス要素、前記ＰＳＣ、及び前記ＴＩＡは、受信機を形成し、
前記第１ディジェネレイトインピーダンス要素及び第２ディジェネレイトインピーダンス要素のインピーダンスの値は、前記ＬＮＡの入力端子から前記ＴＩＡの出力リードへの電圧利得を含む受信機の性能パラメータに基づいて、前記ＴＩＡから出力されるノイズを低減するように決定され、前記第１ディジェネレイトインピーダンス要素及び第２ディジェネレイトインピーダンス要素は、第１の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第１モードでは第１のインピーダンス値を提供し、前記第１の性能パラメータより厳しくない第２の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第２モードでは、前記第１のインピーダンス値よりも大きい第２のインピーダンス値を提供する、
方法。
前記受信機が、少なくとも４００ＭＨｚの入力ＲＦ信号を受信している際、前記ＬＮＡは、３００オームを超える差動出力インピーダンスを有する、請求項１３の方法。
前記受信機は、総ノイズ電力を有するノイズを出力し、前記ＴＩＡは、ディジェネレイトが生じた後、前記受信機の前記総ノイズ電力の２０％未満のノイズ電力を有する、請求項１３の方法。
前記受信機は、第２ＰＳＣ、前記第２ＰＳＣに結合された２つの更なるディジェネレイトインピーダンス要素、及び前記第２ＰＳＣによって出力された信号を増幅する第２ＴＩＡを更に含み、前記受信機の総ノイズ電力は、前記第２ＴＩＡから出力されたノイズを含む、請求項１３の方法。
前記第１、第２ディジェネレイトインピーダンス要素の前記インピーダンスを変えること、を更に備える請求項１３の方法。
前記第１ディジェネレイトインピーダンスに並列になるように別のディジェネレイトインピーダンスをスイッチングすること、を更に備える請求項１３の方法。
前記受信機は、２．６ｄＢ未満のノイズフィギュアと、３８ｄＢを超える電圧利得を有する、請求項１５の方法。
前記第２ＴＩＡは、前記総ノイズ電力の２０％未満のノイズ電力を有する、請求項１６の方法。
パッシブミキサを有し、アクティブなｇｍセル（active gm-cell）を有しないＳＡＷレス受信機チェーンであって、低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、前記パッシブミキサと、前記パッシブミキサから出力された信号を受信するトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）とを含むＳＡＷレス受信機チェーンと、
前記ＬＮＡと前記パッシブミキサとの間の信号経路にインピーダンスを設ける手段と
を備え、前記インピーダンスは２０オームより大きく、前記手段は第１抵抗と第２抵抗を含み、前記手段は利得を有せず、
前記インピーダンスの値は、前記ＬＮＡの入力端子から前記ＴＩＡの出力リードへの電圧利得を含む受信機の性能パラメータに基づいて、前記ＴＩＡからの出力としてのノイズフィギュアを低減するように決定され、前記第１抵抗と前記第２抵抗は、第１の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第１モードでは第１のインピーダンス値を提供し、前記第１の性能パラメータより厳しくない第２の性能パラメータを満足する前記受信機に基づいた第２モードでは、前記第１のインピーダンス値よりも大きい第２のインピーダンス値を提供する、
回路。
前記ＳＡＷレス受信機チェーン及び前記手段は、携帯電話における用途に適合されている、請求項２１の回路。
前記パッシブミキサは、実質的に５０％未満のデューティサイクルを有する局部発振器（ＬＯ）信号を受信する、請求項２１の回路。
前記手段の前記インピーダンスは、前記手段に供給されるデジタル制御信号を変えることによってプログラマブルである、請求項２１の回路。