JP5480296B2 - 単相および３相動作用の変換器、ｄｃ電源および電池充電器 - Google Patents

Description

本発明は、並列に接続された３つの枝路であって、それぞれが、直列に接続された２つの整流素子を有し、整流素子の流れの方向は、低位端から離れる方向である、３つの枝路と、それぞれの１つの枝路の２つの整流素子の間に接続された３つの主電源側コイルとを備える、単相および３相動作用の変換器に関する。

本出願は、２００９年１月２９日に出願されたスイス国内出願第ＣＨ−０１３６／２００９号に対する外国優先権の利益を主張し、また２００９年１月２９日に出願された米国仮出願第６１／１４８，３７７号に対する優先権を主張するものであり、これらの先行出願の両方を、本明細書内に完全に同じように記載されたように、事実上その全体を本願に引用して援用する。

最新の半導体技術により、比較的大きな電力用のＡＣ電圧からＤＣ電圧、および逆も同様の変換器が可能となっている。供給ネットワークへのフィードバックが問題となる。このようなフィードバックは、たとえばスイッチングプロセスまたは非線形な消費側により、特にたとえばトランジスタおよびサイリスタなどのパワーエレクトロニクスの構成部品による、過渡プロセスの場合に生じ得る。

インバータは、たとえば太陽光による直流をＡＣ電圧主電源に供給する場合など、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する場合は常に用いられる。一方、整流器は、ＤＣ電圧だけに適合する装置（たとえば電子回路）を交流主電源に接続するときに用いられる。他の使用の分野は、電池または蓄電池の充電であり、これは絶えず増大する人々の移動性とモバイル電気および電子デバイスの関連する運用により、ますます重要となっている。特に、電動自動車両は、電池充電器に関して全く新しい要件を課し、なぜなら単相主電源上(通常、家庭用の)、ならびに、より大きな電力密度およびしたがってより速い充電のため３相主電源上の両方で充電が可能であるべきだからである。さらに、できるだけ短い時間で主電源から電池に比較的大きなエネルギー量（これは結局、自動車の一充電走行距離を決定する）を転送すべきである。この目的のために必要なこのような電池充電器の大きな電力は、残念ながらしばしば、従来のデバイスを用いた場合比較的大きな主電源フィードバックとなり、これは先行技術によればたとえば適当なフィルタ（たとえば吸収回路、ローパスフィルタなど）を用いて低減される。しかし、負荷（たとえば電池）での電力リップルも問題を引き起こし得る。

たとえば、独国特許出願公開第１０１５１１５３（Ａ１）号には、これに関連して、ＤＣ電圧より低い単相または多相ＡＣ電圧からＤＣ電圧を発生するための制御された昇圧変圧器を有する、電気自動車用の電池を充電するための装置が記載されている。充電器は、主電源フィードバックを低く保つ、主電源フィルタおよび独特の直列チョークを装備する。

さらに独国特許出願公開第０００００２６２４５３２（Ａ１）号は、単相主電源上のみに設けられたコンデンサを開示しているが、抵抗およびダイオードに関連し、１つ以上のコイルに関連せず、またオプションとしての３相主電源上はない。独国特許出願公開第１０１５１１５３（Ａ１）号は、主電源入力端での非結合型のチョークと、それに続く非共振ＰＷＭインバータとを有する変換器を開示している。コンデンサの切り換えについては述べられていない。欧州特許出願公開第１６４３６２６（Ａ２）号は、チョークと組み合わせた切り換え可能なコンデンサ、およびパッシブ３相整流器を開示しているが、これらのコンデンサはチョークの主電源側ではなく「スイッチ側」に接続される（ダイオードの場合）。欧州特許出願公開第１９７１０１６（Ａ２）号は、パッシブ３相高調波フィルタとして、コンデンサと共に、結合型（フィルタ）チョークを開示している。しかし、コンデンサは切り換え可能ではなく、主電源側変換器はパッシブ整流器である。単相動作は意図されておらず、チョークは整流器のＤＣ側にある。米国特許第５２００８８７号は、パッシブ整流器に並列な切り換え可能な（ＤＣ）コンデンサを開示しており、それにもかかわらず、半分にした主電源電圧（４００から２００Ｖ）に対して同じ中間回路電圧（４００Ｖの場合など）を達成している。チョークは存在しない。

次に、本発明の一目的は変換器、そのような変換器を有するＤＣ電源、および単相および３相動作用のそのようなＤＣ電源を有する電池充電器を提供することであり、そこでは主電源フィードバックはさらに低減され、かつ／または電力リップルは単相動作の場合に負荷から隔離される。

本発明によれば、この目的は、特許請求項１の特徴を有する変換器、特許請求項７および８の特徴によるＤＣ電源、および特許請求項１０および１１の特徴を有する電池充電器によって達成される。

したがって、本発明による単相および３相動作用の変換器は、
並列に接続された３つの枝路であって、それぞれが、直列に接続された２つの整流素子を有し、整流素子の流れの方向は、低位端から離れる方向である、３つの枝路と、
それぞれの１つの枝路の２つの整流素子の間に接続された３つの主電源側コイルとを備え、
第１のコイルが、スイッチと共に主電源側に設けられ、そのスイッチは、３相動作時は第１のコイルを主電源に接続し、単相動作時は第１のコイルをコンデンサを通じて
（ａ）低位端に、または
（ｂ）主電源側で他のコイルに
接続する。

したがって、本発明によるＤＣ電源では、
本発明による変換器が、２端子インバータに負荷側で接続され、
インバータは、変圧器の一次側に接続され、
変圧器の二次側は、２端子整流器に接続され、
整流器は、負荷を接続するために設けられる。

したがって、さらに、本発明による代替のＤＣ電源では、
本発明による変換器は、並列または直列に接続された２つの２端子インバータに負荷側で接続され、各２端子インバータは、それらに並列に接続されたコンデンサを有し、
インバータは、２つの変圧器のそれぞれの一次側に接続され、
変圧器のそれぞれの二次側は、それぞれ２端子整流器に接続され、２端子整流器はそれぞれ、それらに並列に接続されたコンデンサを有し、
整流器は、並列または直列に接続され、負荷を接続するために設けられる。

したがって、さらに、本発明による電池充電器では、本発明による上述の２つの変換器の１つは、負荷側での蓄電池を接続するために設けられる。

したがって、最後に、本発明による電池充電器では、本発明によるＤＣ電源は、負荷側での蓄電池を接続するために設けられる。

第１のコイルの場合に主電源側に設けられたスイッチのために、主電源フィードバックが過大とならずに、単相モードおよび３相モードの両方で変換器を動作させることが可能となる。この目的のために、第１のコイルまたはチョークは、３相動作の場合は主電源に接続され、単相動作の場合はコンデンサを通じて低位端または他のコイルの主電源側に接続される。この回路を用いて、主電源フィードバックは、後に述べるように有効に低減される。したがって変換器はまた、特に前記ＤＣ電源用および前記電池充電器用に適している。しかしその使用は、この領域に全く限定されない。主電源フィードバックが低減されることにより、したがって特に非常に効率的な電池充電器（たとえば、電気自動車用の）を実現することが可能であり、これらはそれにもかかわらず最大主電源フィードバックに関するエネルギー供給会社の規定を満足する。最後に、負荷での、すなわちたとえば電池の電力リップルも有効に低減される。

ここで本開示に関連して、「変換器」は、整流器、インバータ、または双方向変換器を意味すると理解し得ることが指摘される。さらに「整流素子」は、たとえばダイオード、トランジスタ、サイリスタ、または他の整流素子を意味すると理解し得る。したがって、パッシブ整流器、アクティブ整流器、またはアクティブインバータが存在する。最後に「電池」は、充電式電池、蓄電池、または他の電力蓄積媒体を意味すると理解されるべきである。

本発明の有利な構成および他の発展形態は、サブクレームから、および図面の図と組み合わせた説明から明らかとなる。

第１のコイルが、３相動作の場合は並列に接続され、単相動作の場合は直列に接続される２つの部分コイルからなるならば有利である。このようにして、単相動作の場合は高いインダクタンスが実現でき、一方、３相の場合はインダクタンスは比較的低くなる。高いインダクタンスは、結果として電流リップルが小さくなり、コンデンサが低位端に接続されるときに用いられることが好ましい。

コイルは、同じ向きに結合されれば有利である。コイルの結合により、特に電流リップルが低くなる。したがってこの回路は、特に低い主電源フィードバックを有する。

また部分コイルが、３相動作の場合は他のコイルと同じ向きに結合され、単相動作の場合は２つの部分コイルに分割されたコイルを用いて、他のコイルに対して一方の部分コイルは同じ向きに、他方の部分コイルは逆向きに結合されれば有利である。この結果としてコイルコアの磁気変調が低くなり、それによってより小さく設計することができる。

また、部分コイルと他のコイルが、同じ巻数をもてば有利である。このようにして、３相動作時には、部分コイルを通る電流は、他のコイルに対して半分にすることができ、並列に接続された部分コイルは、他の２つのコイルと同様に動作し、これは３相動作の場合に３つすべてのコイルにおける対称な挙動となる。

それぞれの１つのスイッチング素子が、各整流素子に逆並列に接続されれば有利である。その場合には変換器は、１つの方向のみでなく逆方向にも電気エネルギーを変換することができ、したがって原理上双方向動作、すなわち交流から直流への変換およびその逆も同様に可能となる。適したスイッチング素子は、たとえばパワーエレクトロニクスでの構成部品、特にトランジスタまたはサイリスタである。上述の変換器、すなわちパッシブ整流器、アクティブ整流器、またはアクティブインバータは、したがって任意の組み合わせにて、たとえばパッシブ整流器をアクティブインバータの組み合わせて用いることもできる。

最後に、本発明によるＤＣ電源の場合に、整流素子が、インバータのそれぞれの１つのスイッチング素子に逆並列に接続され、スイッチング素子が、整流器のそれぞれの１つの整流素子に逆並列に接続されれば有利である。それによりＤＣ電源はインバータとしても動作することができ、したがって原理上双方向動作、すなわち交流から直流への変換およびその逆も同様に可能となる。これはこのような実施形態を、たとえば太陽光発電の領域にて、太陽光にて余剰の直流がある状態では電気エネルギーは、第１に電池に蓄積することができるが、第２には交流主電源に供給することもできることから、最適に用い得ることを意味する。次いで暗くなり、交流に対する同時の要求を生じた場合は、交流は第１に主電源から取ることができ（主電源が供給できる場合）、第２に電池からの電流を交流に変換することができ、それによりシステムに対してＡＣ電圧源として働くことができる。さらに、それにしたがって（運転に用いられない）電気自動車は、交流主電源用の電力バッファとしてその電池を用いて動作させることができる。適したスイッチング素子は、たとえばやはりパワーエレクトロニクスでの構成部品であり、特にパワートランジスタまたはサイリスタである。

ここで、本発明は、電池充電器用の変換器に関するのではなく、変換器全体に関することが明らかにされるべきである。さらに電池充電器は、単に自動車両製造での用途に関するのではなく、一般に電池充電器に関する。当業者ならここで本発明は、他の使用分野にも適することが容易に理解されよう。

上記の構成、および本発明の他の発展形態は、任意の形で組み合わせることができる。

本発明について、図面の概略図に示される実施例を参照して、以下により詳細に説明する。

本発明による変換器の第１の変形形態を概略的に示す図である。 第１の変換器の選択されたパラメータの変化を時間の関数として示す図である。 本発明による変換器の第２の変形形態を概略的に示す図である。 第２の変換器の選択されたパラメータのベクトル図である。 第２の変換器の選択されたパラメータの変化を時間の関数として示す図である。 第２の変換器の別の変形形態の選択されたパラメータの変化を時間の関数として示す図である。 本発明による変換器の第３の変形形態を概略的に示す図である。 本発明による電池充電器の第１の変形形態を概略的に示す図である。 本発明による電池充電器の第２の変形形態を概略的に示す図である。 ダウン回路ＤＣ／ＤＣコンバータを備える、本発明による電池充電器の第３の変形形態を概略的に示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの簡略図を、時間の関数としての様々な電圧および電流の変化と共に示す図である。 主電源側の非結合型コイルを有する簡略化した整流器を示す図である。 ２５％デューティサイクルでの、図１２に示す回路の電流および電圧曲線を示す図である。 ５０％デューティサイクルでの、図１２に示す回路の電流および電圧曲線を示す図である。 主電源側の結合型コイルを有する簡略化した整流器を示す図である。 ２５％デューティサイクルでの、図１４に示す回路の電流および電圧曲線を示す図である。 ５０％デューティサイクルでの、図１４に示す回路の電流電圧曲線を示す図である。

図面の図において、同一および同様な部分は同じ参照番号で示され、機能的に同様な要素および特徴は、別段の指定がない限り、同じ参照番号であるが異なる添え字で示される。

図１は、本発明による変換器の変形形態１ａを概略的に示す。変換器１ａは、並列に接続された３つの枝路であって、それぞれが、直列に接続されたこの場合はダイオードＤである２つの整流素子を有し、その流れの方向は、低位端ＦＰから離れる方向である、３つの枝路と、それぞれの１つの枝路の２つのダイオードＤの間に接続され、かつそれぞれ１つの主電源接続部Ｌ₃、Ｌ_2/N、Ｌ₁に接続された３つのコイルＬ_a、Ｌ_b、Ｌ_cとを備える。第１のコイルＬ_aの場合は、主電源側にスイッチＳが設けられ、このスイッチＳは、第１のコイルＬ_aを、３相動作の場合は主電源接続部Ｌ₃に接続し、単相動作の場合はコンデンサＣを通じて低位端ＦＰに接続する。さらに、それぞれの１つのスイッチング素子、この場合はトランジスタＴは、各ダイオードＤに逆並列に接続される。これは基本的な本発明を実現するのに有利であり、また変換器１を双方向に動作できるようにするのに役立つ。

図２は、図１に示す変換器１ａの選択されたパラメータの変化、すなわち相電流Ｉ_L1の変化、コンデンサ電流Ｉ_Cの変化、コンデンサ電圧Ｕ_Cの変化、および最後にコンデンサでの皮相電力Ｓ_Cの変化を時間の関数として示す。曲線は、変換器１ａは入力端で単相モードにて動作し、それにしたがって入力端では主電源周波数の２倍の周波数（たとえば、１００Ｈｚ）で電力をパルス供給するが、変換器１ａの出力端では一定の電力束が生じるように選ばれる。コンデンサ電流Ｉ_C、コンデンサ電圧Ｕ_C、したがって皮相電力Ｓ_Cは、相電流Ｉ_L1の２倍の速さで振動することが全く明らかである。示された図において、相電流Ｉ_L1は５０Ｈｚで振動し、したがってコンデンサ電流Ｉ_C、コンデンサ電圧Ｕ_C、および皮相電力Ｓ_Cは１００Ｈｚで振動する。

最小コンデンサ電圧Ｕ_Cが低いほど、最大コンデンサ充電電流／放電電流Ｉ_Cは大きくなる。計算／シミュレーションはまた、最大コンデンサ電圧Ｕ_CでコンデンサＣに蓄積されたエネルギーの９０％の使用のためには、最も高いコンデンサ電圧Ｕ_Cの３１．６％の最小コンデンサ電圧Ｕ_Cが、単相動作での電力リップルを完全に補償するのに十分であることを示す。図示の実施例では、最大コンデンサ電圧Ｕ_Cは６００Ｖであり、最小コンデンサ電圧Ｕ_Cは１９０Ｖ（２００Ｖに切り上げられる）である。静電容量Ｃは、１５０μＦである。

図１に示す変換器１ａでは、１００Ｈｚの電流が第１のコイルＬ_aを通って流れ、一方、５０Ｈｚの電流が他の２つのコイルＬ_bおよびＬ_cを通って流れる。したがってこれらの電流が部分的に補償する瞬間があるが、それらが加算するときもある。計算では、後者の場合は結合されたチョークＬ_a、Ｌ_b、Ｌ_cを用いた状態では、共通のコアは強く飽和に駆動されることが示される。これを打ち消すためには、有利には、第１のコイルＬ_aを通る電流も５０Ｈｚ交流とすべきである。これは、図３に示す以下の回路により達成することができる。

図３は、図１に示す変換器１ａと非常に似ている変換器１ｂを示す。スイッチＳは、単相動作ではコンデンサＣを通じて第１のコイルＬ_aを接続するが、低位端ＦＰにではなく、その代わりに他のコイルＬ_b、Ｌ_c、図示の実施例では第２のコイルＬ_bに接続する。

コンデンサＣを用いることにより、第２相すなわち中性線Ｌ_2/Nから、その電流が主電源電流より４５°進んだ「第３相」が発生される。これは、最大振幅にて、主電源電流Ｉ_Nの一部はコンデンサＣに流れ込み、主電源電流Ｉ_Nの瞬時値がその実効値より低くなるときにコンデンサ電流Ｉ_Cがゼロになることの結果として生じる。正弦波主電源電流Ｉ_Nの場合には、最大値の４５°後にそのようになる。

図４はベクトル図を示し、図５は図３に示す変換器１ｂの相電圧Ｕ_L1、Ｕ_L2、およびＵ_L3、ならびに相電流Ｉ_L1、Ｉ_L2、およびＩ_L3の変化を時間の関数として示す。第３相Ｌ₃は主電源側には接続されていないが、仮想的に発生された第３相であるのでその呼称をもつ。

ベクトル図から、コンデンサ電圧Ｕ_C＝Ｕ_L2−Ｕ_L3は、コンデンサ電流Ｉ_C＝Ｉ_L3より９０°だけ遅れていることが明らかである（矢印の方向に留意されたい）。第２相電圧の場合は、中性線Ｌ_2/Nに接続されているので、Ｕ_L2＝０である。示される図では、コンデンサ電圧Ｕ_Cは最も大きな強度を有する。これは有利であるが本質的ではない。システムの４５°の回転後には、コンデンサ電流Ｉ_Cは最大となるが、コンデンサ電圧Ｕ_Cはゼロとなり、したがってコンデンサＣからの電力出力もゼロとなる。さらに９０°回転した後には、その間にコンデンサＣは電力を取得し、コンデンサ電圧Ｕ_Cは最大となるが、コンデンサ電流Ｉ_Cはゼロとなり、したがってコンデンサＣによって取り込まれる電力もゼロとなる。述べられたこれら２つの動作点では、瞬時主電源電力は、正弦波周期にわたって平均した主電源電力に相当し、それによりコンデンサＣはまた電力を補償する必要はない。

主電源電流のピーク値では、コンデンサＣは、４５°の位相シフトにより、その最大電圧Ｕ_Cmaxおよびまたその最大電流Ｉ_Cmaxの

倍に達する。この瞬間には主電源から有効電力Ｐ_Nの２倍が取り込まれ、コンデンサＣはその半分（すなわち、Ｐ_N）を取り込まなければならないので、以下が成り立つ。

正弦波電流の場合は、さらに以下が成り立つ。

ここでｆは主電源周波数、Ｃは静電容量である。
最後に、

また図１の回路用に選ばれた値、すなわちＣ＝１５０μＦ、ｆ＝５０Ｈｚ、およびＰ_N＝７３６０Ｗの場合は、Ｕ_Cmax＝５５８．９Ｖ、およびＩ_Cmax＝２６．３４Ａとなる。したがって最大コンデンサ電圧Ｕ_Cmaxは、図１に示す構成の場合（そこでは、２００Ｖと６００Ｖの間）よりもいくらか低くなるが、コンデンサ電流Ｉ_Cは大幅に大きくなる。一定の静電容量Ｃでは、中間回路電圧が増加すると、電流Ｉ_Cも小さくなることができない。しかしこの欠点は、コンデンサＣが第２相Ｌ_2/Nに対する負荷を大幅に低減することにより補償され、なぜなら実際に、相電流Ｉ_L2と、Ｉ_L3＝Ｉ_Cの和は、中性線Ｉ_Nを通る電流に等しいからである。第２相Ｉ_L2の電流は、主電源電流Ｉ_L1とコンデンサ電流Ｉ_Cの間の４５°の位相角を用いて幾何学的に計算することができる（図４も参照されたい）。余弦則によれば、

以下では、Ｉ_L2およびＩ_Cに対する２つの特定の値の組み合わせを考察する。
（ａ）コンデンサ電流Ｉ_Cは、第２相電流Ｉ_L2に等しい
下記が成り立つ。

この結果として、

例：Ｉ_N＝３２Ａ、Ｕ_N＝２３０Ｖ、これからＩ_C＝Ｉ_L2＝２２．６３Ａ、Ｕ_Cmax＝４６０Ｖとなり、下記となる。

さらなる考察により、この場合は、蓄積チョーク内のピークエネルギー値は、ピーク主電源電流のときであり、最も小さな値をとる。
（ｂ）電流の２乗（および、したがって抵抗損失）の和は最小となる
下記が成り立つ。

これから、下記となる。

および

上記の例に対して、以下が成り立つ。
Ｉ_C＝１１．３１Ａ、Ｉ_S＝２５．３０Ａ、Ｕ_Cmax＝９２０Ｖ

コンデンサ電流Ｉ_Cと主電源電流Ｉ_Nの間の位相角βは、次式から得られ、

すなわちβ＝１８．４３°となる。

高い中間回路電圧（Ｕ_Cmax＝９２０Ｖ）が必要であるため、第２の構成は実用的ではない。しかし、考察によりコンデンサＣの大きさが減少するのに伴って、抵抗損失は第１の構成「Ｉ_C＝Ｉ_S」から減少することが示される。

中間回路電圧ができるだけ低い主電源フィードバックを実現するために、本発明の他の有利な変形形態では、Ｕ_L2はゼロに制限されず、たとえばコンデンサ電圧Ｕ_Cの半分で変調される。その結果として、Ｕ_L2とＵ_L3は常に逆の位相となる。図６は、対応する電圧曲線を示す。それに加えて、中間回路中点に対する３つすべての相電圧Ｕ_L1、Ｕ_L2、およびＵ_L3の平均値Ｕ_a、ならびにチョークＬ_a、Ｌ_b、およびＬ_c内に蓄積される総エネルギーＥが示される。

図７は、本発明の他の有利な構成、すなわち変換器１ｃを示し、この変換器１ｃは、並列に接続された３つの枝路であって、それぞれが、直列に接続された２つのダイオードを有し、その流れの方向は、低位端ＦＰから離れる方向である、３つの枝路を有する。それぞれの１つのトランジスタＴは各ダイオードＤに逆並列に接続され、それぞれの１つのコンデンサＣ₂は各枝路に並列に接続される。さらに回路は、それぞれの１つの枝路の２つのダイオードＤの間に接続された３つの主電源側コイルＬ_a、Ｌ_b、Ｌ_cを備え、第１のコイルＬ_aは、２つの部分コイルＬ_a1、Ｌ_a2からなり、それらは、３相動作の場合は並列に接続され、単相動作の場合は直列に接続される。さらに、コイルＬ_a1、Ｌ_a2、Ｌ_b、Ｌ_cは同じ向きに結合される。第１のコイルＬ_aの場合は、スイッチＳが主電源側に設けられ、３相動作の場合は第１のコイルＬ_aを主電源に接続し（部分コイルＬ_a1およびＬ_a2の並列接続）、単相動作の場合は第１のコイルＬ_aをコンデンサＣを通じて低位端ＦＰに接続する（部分コイルＬ_a1およびＬ_a2の直列接続）。この場合はスイッチＳは、部分コイルＬ_a1およびＬ_a2を適切に切り換える２極リレーからなる。コンデンサＣは、５つの並列部分コンデンサから形成される。

図８は、本発明の他の変形形態を示し、すなわち図１の変換器１ａが２端子インバータ２に負荷側で接続された電池充電器５ａを示す。インバータ２は変圧器Ｔの一次側に接続され、変圧器Ｔの二次側は２端子整流器３に接続される。最後に、電池Ｂの形での負荷が整流器３に接続される。インバータ２、変圧器Ｔ、および整流器３の組み合わせは、充電電圧を任意のレベルに設定できるＤＣ／ＤＣコンバータを形成する。

図９は、図１の変換器１ａの代わりに図３の変換器１ｂがインバータ２に接続されることを除いて、原理的に図８に示す電池充電器５ａと同じ設計を有する電池充電器５ｂを示す。

最後に図１０は、電池充電器５ｃを示し、ここでは図７の変換器１ｃは、直列に接続された２つの２端子インバータ２ａ、２ｂに負荷側で接続され、各２端子インバータは、それらに並列に接続されたコンデンサＣ₁、Ｃ₂を有する。インバータ２ａ、２ｂは、２つの変圧器Ｔ_a、Ｔ_bのそれぞれの１つの一次側に接続される。変圧器Ｔ_a、Ｔ_bのそれぞれ１つの二次側は、それぞれ１つの２端子整流器３ａ、３ｂと、それらに並列に接続されたコンデンサＣ₃、Ｃ₄とにそれぞれ接続される。整流器３ａ、３ｂは並列に接続され、フィルタ４を通じて負荷を接続するためのものとなる。変換器１ｃに接続された回路は、電池用の充電電圧を、または逆の動作の場合は中間回路電圧を任意のレベルに設定することができるＤＣ／ＤＣコンバータを形成する。

図面では、インバータ２ａ、２ｂは一次側で直列に接続され、一方、整流器３ａ、３ｂは並列に接続される。しかし直列および並列接続の４つすべての組み合わせ、すなわちたとえば、２つの並列インバータ２ａ、２ｂと２つの並列整流器３ａ、３ｂなどが考えられる。

図１０での変換器１ｃに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータの機能について、この回路の簡略図を示す図１１を参照して説明する。また、図示のＤＣ／ＤＣコンバータを用いて可能となる双方向動作モードを原理的に示すために、図１１でのエネルギーの流れは、電池（図１０には示されず、フィルタ４に接続される）から交流主電源へとなる。

図１１は、２つの変圧器Ｔ_aおよびＴ_bと、変圧器Ｔ_aおよびＴ_bの電池側にインバータ３ａおよび３ｂによって供給される電圧Ｕ_i1およびＵ_i2と、変圧器Ｔ_aおよびＴ_bに二次側に接続され、ここでは平滑コンデンサＣ₁、およびＣ₂を有する簡単な全波ブリッジ整流器として示される負荷側または主電源側整流器２ａおよび２ｂとを示す。さらに、時間の関数としての電池側インバータ３ａおよび３ｂの電圧Ｕ_i1およびＵ_i2、変圧器Ｔ_aおよびＴ_bの二次巻線を通る電流Ｉ₁およびＩ₂、および変圧器Ｔ_aおよびＴ_bの二次巻線の電圧Ｕ_AC1およびＵ_AC2、整流された電圧Ｕ_DC1およびＵ_DC2、ならびに総和電圧Ｕ_DCの変化を図１１に示す。

２つのインバータ３ａ、３ｂは、周波数に関しては同期して動作するが、対称な方形波電圧を有して９０°だけオフセットされる。

変圧器Ｔ_aおよびＴ_bでの漏洩インダクタンスＬ_S1、Ｌ_S2は、それぞれコンデンサＣ₁、およびＣ₂と共に共振回路を形成する。その共振周波数が正確にクロック周波数の２倍の大きさである場合は、結果として、ＤＣ電圧に重畳され、１８０°だけ位相シフトされた正弦波ＡＣ電圧がＣ₁、およびＣ₂に生じる。これらの位相シフトされたＤＣ電圧は、整流器２ａ、２ｂの直列回路によって補償され、それにより結果として事実上リップルのないＤＣ電圧が負荷側に生じる。

共振動作はまた、インバータ３ａおよび３ｂのトランジスタ（図示の実施例ではＭＯＳＦＥＴ）が事実上無電流の形でスイッチオンおよびオフされることを確実にし、それにより損失が低減され、ＨＦ妨害が実質的に回避される。変圧器巻線内の電流の変化の範囲が適度であることにより、寄生損失効果（渦電流、表皮効果および近接効果など）も低減される。

図示の実施例では、電池電圧は、主電源電圧または中間回路電圧よりも低いものとしている。この前提条件の下では、図示の回路のいくつかの利点が存在する。共振コンデンサＣ₁、およびＣ₂は、高電圧側（すなわち、ここでは主電源側）に配置されるので、それらの損失は低く、エネルギー密度は高い。さらに、高電圧側の２つの変換器の直列接続により、低損失のスイッチの使用が可能になる。

コイルＬ_a、Ｌ_cの本発明による変換器の主電源フィードバックに対する働き、特にそれらが結合されたときについて以下に説明する。

図１２に本発明による利点をより良く表し分かりやすくするために、本発明による３相整流器の代わりに２つの相、この場合はＡＣ電圧Ｕ_AC1およびＵ_AC2に対する整流器を示す。しかし以下の考察は、３つ以上の相にも当てはまる。２つの結合されたコイルＬ_aおよびＬ_bは、主電源側で整流器に接続される。整流器のトランジスタの駆動は、対称なパルス幅変調（ＰＷＭ）によってもたらされ、すなわちＰＷＭ信号の立ち上がりおよび立ち下がり側面は、「クロック時間」（図１３ａおよび１３ｂの破線）に対して同じ時間差を有する。

図１３ａおよび１３ｂは、コイルＬ_aおよびＬ_bの両方の接続部での電位Ｕ₁およびＵ₂、Ｕ_AC1およびＵ_AC2、コイル電流Ｉ_LaおよびＩ_Lb、および主電源側電流Ｉ_ACの変化を時間の関数として示す。ここで、主電源周波数（たとえば、５０Ｈｚ）に比べて、図１３ａおよび１３ｂの整流器のクロック周波数が高い（たとえば、３３ＫＨｚ）ことにより、主電源側パラメータＵ_AC1、Ｕ_AC2、およびＩ_ACは一定として示されていることに留意されるべきである。図１３ａは２５％デューティサイクルの場合、および図１３ｂは５０％デューティサイクルの場合の前記パラメータの変化を時間の関数として示す。

チョークは、電圧Ｕ_AC1−Ｕ₁、およびＵ_AC2−Ｕ₂を「積分」し、それにより鋸歯状または三角波電流曲線を生じる。図１３ａおよび１３ｂから明らかなように、コイル電流Ｉ_LaおよびＩ_Lbは比較的にほぼ平均値の周りで変化し、それにより高いリップル電流となる。図１３ｂから明らかなように、これは平均電流値がゼロに等しいときにも当てはまる。

図１４は、図１２に示した回路の変形形態を示す。ここで今度は、コイルＬ_aおよびＬ_bは結合される。図１５ａおよび１５ｂは、図１３ａおよび１３ｂと同じように様々なパラメータの変化を時間の関数として示す。

２つのコイルまたはチョークＬ_aおよびＬ_bは、同じ閉じたコアに巻かれる。この結果、非常に大きな主インダクタンスを生じる。実際の蓄積チョークは、漏洩インダクタンスから生じる。大きな主インダクタンスの結果として、Ｕ_AC＝０にて事実上電流リップルはない（図１５ｂ）。したがって本発明により、この設定は好ましい。幅の比率が５０％に等しくない場合は、電圧の差（Ｕ_AC1−Ｕ₁）−（Ｕ_AC2−Ｕ₂）のみが漏洩インダクタンスによって積分される。対称な変調の結果、図１２の「非結合型」の変形形態と比べて、リップル電流周波数は２倍となり、リップル電流振幅は半分となる。したがって本発明によれば、電流リップルは大幅に低減される。

１ａ、１ｃ 変換器、 ２、２ａ、２ｂ インバータ、 ３、３ａ、３ｂ 整流器、 ４ フィルタ、 ５ａ、５ｃ 電池充電器、 Ｂ 電池、 Ｃ コンデンサ、 Ｄ 整流素子／ダイオード、 ＦＰ 低位端、 Ｉ_AC 交流、 Ｉ_C コンデンサ電流、 Ｉ_L1、Ｉ_L3 相電流、 Ｉ_La、Ｉ_Lb コイル電流、 Ｌ₁ 第１相、 Ｌ_2N 第２相／中性線、 Ｌ₃ 第３相、 Ｌ_a 第１のコイル／チョーク、 Ｌ_a1、Ｌ_a2 第１のコイルＬ_aの部分コイル、 Ｌ_b 第２のコイル／チョーク、 Ｌ_c 第３のコイル／チョーク、 Ｌ_S1、Ｌ_S2 漏洩インダクタンス、 Ｒ_L 負荷抵抗、 Ｓ スイッチ、 Ｓ_C コンデンサＣでの皮相電力、 Ｔ トランジスタ、 Ｔ、Ｔ_a、Ｔ_b 変圧器、 Ｕ_AC、Ｕ_AC1、Ｕ_AC2 ＡＣ電圧、 Ｕ_C コンデンサ電圧、 Ｕ_DC、Ｕ_DC1、Ｕ_DC2 ＤＣ電圧、 Ｕ_L1、Ｕ_L3 相電圧。

Claims (15)

1. 単相および３相動作用の変換器であって、
   並列に接続された３つの枝路であって、それぞれが、直列の２つの整流素子を有し、前記整流素子の流れの方向は、低位端から離れる方向である、３つの枝路と、
   それぞれの１つの枝路に前記２つの整流素子の間で接続された３つの主電源側コイルとを備え、
   第１のコイルが、スイッチと共に前記主電源側に設けられ、前記スイッチは、３相動作時は前記第１のコイルを前記主電源に接続し、単相動作時は前記第１のコイルをコンデンサを通じて
   （ａ）前記低位端に、または
   （ｂ）前記主電源側で他のコイルに
   接続することを特徴とする、単相および３相動作用の変換器。
2. 請求項１に記載の変換器であって、前記第１のコイルは、３相動作時は並列に接続され、単相動作時は直列に接続される２つの部分コイルからなることを特徴とする変換器。
3. 請求項１または２に記載の変換器であって、前記コイルは同じ向きに結合されることを特徴とする変換器。
4. 請求項３に記載の変換器であって、３相動作時は、前記部分コイルは他のコイルと同じ向きに結合され、単相動作時は、一方の部分コイルは前記他のコイルと同じ向きに、他方の部分コイルは逆向きに結合されることを特徴とする変換器。
5. 請求項３または４に記載の変換器であって、前記部分コイルと、前記他のコイルは同じ巻数を有することを特徴とする変換器。
6. 請求項１から５のいずれかに記載の変換器であって、それぞれの１つのスイッチング素子が、各整流素子に逆並列に接続されることを特徴とする変換器。
7. 変換器を備えるＤＣ電源であって、
   前記変換器は、請求項１から６のいずれかに記載の変換器の形であり、２端子インバータに負荷側で接続され、
   前記インバータは、変圧器の一次側に接続され、
   前記変圧器の二次側は、２端子整流器に接続され、
   前記整流器は、負荷を接続するためのものであることを特徴とするＤＣ電源。
8. 変換器を備えるＤＣ電源であって、
   前記変換器は、請求項１から６のいずれかに記載の変換器の形であり、並列または直列に接続された２つの２端子インバータに負荷側で接続され、各２端子インバータは、それらに並列に接続されたコンデンサを有し、
   前記インバータは、２つの変圧器のそれぞれの１つの一次側に接続され、
   前記変圧器のそれぞれの１つの二次側は、２端子整流器に接続され、各２端子整流器はそれぞれ、それらに並列に接続されたコンデンサを有し、
   前記整流器は、並列または直列に接続され、負荷を接続するためのものであることを特徴とするＤＣ電源。
9. 請求項７または８に記載のＤＣ電源であって、整流素子が、インバータのそれぞれの１つのスイッチング素子に逆並列に接続され、スイッチング素子が、整流器のそれぞれの１つの整流素子に逆並列に接続されることを特徴とするＤＣ電源。
10. 変換器を備える電池充電器であって、前記変換器は、請求項１〜６のいずれかに記載の変換器の形であり、蓄電池または電池を負荷側に接続するためのものであることを特徴とする電池充電器。
11. ＤＣ電源を備える電池充電器であって、前記ＤＣ電源は、請求項７から９のいずれかに記載のＤＣ電源の形であり、蓄電池または電池を負荷側に接続するためのものであることを特徴とする電池充電器。
12. 単相および３相動作用の変換器システムであって、
    変換器と、
    前記変換器用の第１の主電源枝路であって、 直列の２つの整流ダイオードの第１の組の間の点に接続された、第１の主電源枝路と、
    前記第１の主電源枝路内の第１のチョークコイルであって、２つの整流ダイオードの前記第１の組の間の前記接続点より前に配置された、第１のチョークコイルと、
    前記変換器用の第２の主電源枝路であって、
    直列の２つの整流ダイオードの第２の組の間の第２の点に接続された、第２の主電源枝路と、
    前記第２の主電源枝路内の第２のチョークコイルであって、２つの整流ダイオードの前記第２の組の間の接続の前記第２の点より前に配置された、第２のチョークコイルと、
    前記変換器用の第３の主電源枝路と、
    前記第３の主電源枝路用の２つの部分コイルと、
    前記第３の主電源枝路の前記２つの部分コイル用のスイッチであって、３相変換動作の場合に前記部分コイルを前記第３の主電源枝路に並列の向きに接続する第１の位置を有し、前記第１の位置はまた、前記部分コイルを直列の２つの整流ダイオードの第３の組の間の第３の点に並列に接続する、スイッチとを備え、
    前記スイッチは、単相動作の場合に、前記２つの部分コイルを前記第３の主電源枝路から分離し、前記２つの部分コイルをダイオードの前記第３の組の間に位置する前記第３の点と、前記変換器の低位端に接続されたコンデンサとの間に直列に接続する第２の位置を有することを特徴とする変換器システム。
13. 請求項１２に記載の変換器システムであって、
    ３相動作時は、前記２つの部分コイルは、前記第１および第２のチョークコイルと同じ向きに結合され、単相動作時は、前記部分コイルの一方は、前記第１および第２のチョークコイルと同じ向きに結合され、前記部分コイルの他方は、前記第１および第２のチョークコイルと逆向きに結合されることを特徴とする変換器システム。
14. 請求項１２に記載の変換器システムであって、
    前記２つの部分コイルはそれぞれ、前記第１および第２のチョークコイルと同じ巻数を有することを特徴とする変換器システム。
15. 請求項１２に記載の変換器システムであって、
    前記変換器に接続された第１の２端子インバータと、
    前記第１の２端子インバータに接続された第１の変圧器の一次側と、
    前記第１の変圧器の二次側に接続された第１の２端子整流器と、
    前記変換器に接続された第２の２端子インバータと、
    前記第２の２端子インバータに接続された第２の変圧器の一次側と、
    前記第２の変圧器の二次側に接続された第２の２端子整流器とをさらに備えることを特徴とする変換器システム。
    

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