JP6073630B2

JP6073630B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体

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Publication number: JP6073630B2
Application number: JP2012223446A
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Inventors: 健治小宮; 竹史塩見; 野村　勝; 野村　　勝; 柴田　晃秀; 晃秀柴田; 岩田　浩; 浩岩田
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Description

本発明は、トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体に関する。

トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側に整流部が設けられる。

非特許文献１で開示されているトランスを用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側に設けられる４つの整流部それぞれをＭＯＳトランジスタ単体で構成している。

Florian Krismer, Johann W. Kolar, "Accurate Power Loss Model Derivation of a High-Current Dual Active Bridge Converter for an Automotive Application", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 57, NO. 3, MARCH 2010

しかし、非特許文献１で開示されている双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側に設けられる４つの整流部それぞれがＭＯＳトランジスタ単体で構成されているため、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードに大きなリカバリ電流（逆回復電流）が流れ、大きな損失が発生し、低電力電送時に電送効率が大幅に低減するという問題がある。

なお、リカバリ電流の問題を解決するために、２次側の各整流部をファーストリカバリダイオードで構成することも考えられるが、この場合には同期整流ができないため、２次側の各整流部をＭＯＳトランジスタで構成する場合に比べ効率が低下するという問題がある。

本発明は、上記の状況に鑑み、高効率のＤＣ−ＤＣコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体を提供することを目的とする。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの１次側に設けられるスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられる整流回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記整流回路は、第１のトランジスタと第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続された第２のトランジスタとの直列接続体である第１の整流部を含み、前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第１の構成）とする。

また、上記第１の構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路は、第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部と、第５のトランジスタと第１の電極が前記第５のトランジスタの第２の電極に接続された第６のトランジスタとの直列接続体である第３の整流部と、第７のトランジスタと第１の電極が前記第７のトランジスタの第２の電極に接続された第８のトランジスタとの直列接続体である第４の整流部とを含み、前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第５のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第２のトランジスタの第２の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第６のトランジスタの第２の電極と前記第７のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第４のトランジスタの第２の電極と前記第８のトランジスタの第１の電極とが接続される整流ブリッジ回路であって、前記第３、第４、第５、第６、第７および第８のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、前記第５のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第６のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、前記第７のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第８のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第２の構成）としてもよい。

また、上記第１の構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路は、第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部を含み、前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第３および第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第３の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第３のいずれかの構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ−１（ｋは自然数）のトランジスタはデプレッション型トランジスタであり、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタはエンハンスメント型トランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第３のいずれかの構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ−１（ｋは自然数）のトランジスタおよび第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタは、エンハンスメント型トランジスタである構成（第５の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第５のいずれかの構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は１００Ｖ〜１０００Ｖの範囲内で設定される構成（第６の構成）としてもよい。

また、本発明に係るソーラーパワーコントローラは、上記第１〜第６のいずれかの構成のＤＣ−ＤＣコンバータを備える構成とする。

また、本発明に係る移動体は、上記第１〜第６のいずれかの構成のＤＣ−ＤＣコンバータを備える構成とする。

本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの高効率化を図ることができる。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの低電力電送時のトランスの２次巻線から出力される電流の測定結果を示すタイムチャートである。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータの低電力電送時のトランスの２次巻線から出力される電流の測定結果を示すタイムチャートである。本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの変形例の構成を示す回路ブロック図である。本発明の第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。本発明の第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。本発明の第４実施形態に係る移動体の概略構成を示す図である。

＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、１次側トランス駆動回路２と、トランスＴ１と、平滑リアクトルＬ３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ８と、コンデンサＣ１およびＣ２と、ダイオードＤ１およびＤ２と、ゲート電源３と、ドライバ４とを備え、直流電源１から出力される直流電圧をＤＣ−ＤＣ変換し、ＤＣ−ＤＣ変換後の直流電圧（出力電圧）を負荷５に供給する。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に特に制限はないが、出力電圧が大きい場合に非特許文献１で開示されている双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて高効率化の効果が顕著になるため、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧はたとえば１００Ｖ〜１０００Ｖの範囲内で設定されることが望ましい。

１次側トランス駆動回路２は、スイッチング素子を有するスイッチング回路であって、直流電源１から出力される直流電源を当該スイッチング素子のスイッチングによってトランス駆動電圧に変換し、当該トランス駆動電圧をトランスＴ１の１次巻線Ｌ１に供給する。１次側トランス駆動回路２には、たとえばフルブリッジ、ハーフブリッジ、プッシュプル、フォワード、フライバック等の方式の回路を用いることができる。

トランスＴ１の２次巻線Ｌ２で発生する電流は、平滑リアクトルＬ３によって平滑化され、トランジスタＱ１〜Ｑ８を含む整流ブリッジ回路によって整流されたのち、負荷５に供給される。

トランジスタＱ１〜Ｑ８は、それぞれ寄生ダイオードを内蔵している。寄生ダイオードのアノードはそれぞれ対応のトランジスタＱ１〜Ｑ８のソースに接続され、寄生ダイオードのカソードはそれぞれ対応のトランジスタＱ１〜Ｑ８のドレインに接続されている。

トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７の各々は、オン抵抗がたとえば０．０９９Ωでありソース−ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタである。トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８の各々は、オン抵抗がたとえば０．０７９Ωでありソース−ドレイン間耐圧がたとえば３０Ｖの低耐圧トランジスタである。

一般的に低耐圧トランジスタのリカバリ電流は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。そのため、本実施形態では、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のリカバリ電流を高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のリカバリ電流よりも小さくする。

トランジスタＱ１，Ｑ５のドレインは、ともに負荷５の一端に接続される。トランジスタＱ２，Ｑ６のドレインはそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ５のソースに接続され、トランジスタＱ２のソースはトランジスタＱ３のドレインに接続されるとともにトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端に接続され、トランジスタＱ６のソースはトランジスタＱ７のドレインに接続されるとともに平滑リアクトルＬ３を介してトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の他端に接続される。トランジスタＱ４，Ｑ８のドレインはそれぞれトランジスタＱ３，Ｑ７のソースに接続され、トランジスタＱ４，Ｑ８のソースはともに接地電圧ＧＮＤのラインに接続される。

ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードはそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ５のゲートに接続される。ゲート電源３の第１の出力端子３１は、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードおよびドライバ４に接続される。ゲート電源３の第２の出力端子３２は、トランジスタＱ３，Ｑ７のゲートに接続される。ゲート電源３は、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１〜７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオードＤ１，Ｄ２の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２〜５０Ｖ）を第１の出力ノードから出力し、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１〜７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、０．２〜５０Ｖ）を第２の出力ノードから出力する。

コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１のゲートとトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端との間に接続される。コンデンサＣ２は、トランジスタＱ５のゲートと平滑リアクトルＬ３との間に接続される。なお、コンデンサＣ１は、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端からの電圧とゲート電源３の第１の出力端子３１からの電圧とを加算した電圧をトランジスタＱ１のゲートに印加するために設けられている。コンデンサＣ２は、平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部からの電圧とゲート電源３の第１の出力端子３１からの電圧とを加算した電圧をトランジスタＱ５のゲートに印加するために設けられている。例えば、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端が接地電位にあるときは、ゲート電源３の出力電位はダイオードＤ１を介して高耐圧トランジスタＱ１のゲートに印加される。その後、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端の電位が上昇しても、コンデンサＣ１の容量カップリングにより、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端と高耐圧トランジスタＱ１のゲートとの間の電位差は保たれる。同様に、平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部と高耐圧トランジスタＱ５のゲートとの間の電位差も、ゲート電源３の出力電圧分に保たれる。

トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８のゲート、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端、および平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部は、ドライバ４に接続される。ドライバ４は、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のゲート電圧を制御してトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８をオン／オフ制御する。

次に、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータが負荷５へ直流電力を供給する場合は、まず、ゲート電源３がオン状態になり、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５の各々のゲートに、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオードＤ１，Ｄ２の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧が印加され、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７の各々のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧が印加される。

この状態で、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向の電流が出力される場合は、まずドライバ４により低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７もオンし、負荷５に電流が供給される。

次に、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向の電流が流れ始めてから所定の時間が経過するタイミング（トランスＴ１の２次巻線Ｌ２から流れる図１中の矢印方向の電流の絶対値が減少して零近傍の所定値に達するタイミング）で、ドライバ４により低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８がオフされる。このとき、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに還流電流が流れると、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のチャネル部およびオフ状態である低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８の寄生ダイオードを含む電流経路で電流が還流する。このように低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８にリカバリ電流が流れるが、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８のリカバリ電流は高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のリカバリ電流よりも小さいため、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８のリカバリ特性は良好である。また、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７では還流電流がチャネル部を流れるため、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のリカバリ特性も良好である。したがって、高耐圧トランジスタＱ１および低耐圧トランジスタＱ２からなる整流部、高耐圧トランジスタＱ７および低耐圧トランジスタＱ８からなる整流部それぞれのリカバリ特性が良好となる。

次いで、還流電流が無くなるタイミングで、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５もオンし、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向と逆方向の電流が出力され始めると、負荷５に電流が供給される。

次に、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向と逆方向の電流が流れ始めてから所定の時間が経過するタイミング（トランスＴ１の２次巻線Ｌ２から流れる図１中の矢印方向と逆方向の電流の絶対値が減少して零近傍の所定値に達するタイミング）で、ドライバ４により低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６がオフされる。このとき、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに還流電流が流れると、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のチャネル部およびオフ状態である低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６の寄生ダイオードを含む電流経路で電流が還流する。このように低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６にリカバリ電流が流れるが、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６のリカバリ電流は高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のリカバリ電流よりも小さいため、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６のリカバリ特性は良好である。また、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５では還流電流がチャネル部を流れるため、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のリカバリ特性も良好である。したがって、高耐圧トランジスタＱ３および低耐圧トランジスタＱ４からなる整流部、高耐圧トランジスタＱ５および低耐圧トランジスタＱ６からなる整流部それぞれのリカバリ特性が良好となる。

以下、同様にして、負荷５に直流電力が供給される。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータが負荷５への直流電力の供給を停止する場合は、ゲート電源３がオフ状態になり、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートが「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオフ状態に固定される。また、ドライバ４によりトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８もオフ状態に固定される。なお、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート間に１つのキャパシタを接続するとともに、トランジスタＱ７，Ｑ８のゲート間にもう１つのキャパシタを接続してもよい。また、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲートに１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続するとともに、トランジスタＱ７，Ｑ８のゲートにもう１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続してもよい。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータが負荷５へ低電力（出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａ）を供給している低電力電送時のトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から出力される電流の測定結果を図２に示す。また、比較例として、オン抵抗がたとえば０．０９９Ωでありソース−ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタ単体で２次側に設けられる４つの整流部それぞれが構成される図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータが負荷５へ低電力（出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａ）を供給している低電力電送時のトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から出力される電流の測定結果を図４に示す。

図２と図４の比較から分かるように、比較例ではリカバリ電流が大きいために逆方向に大きな電流が流れ、電力損失が大きくなるのに対して、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータはリカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａの低電力電送において、比較例では電力電送効率が５２％であったのに対し、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは電力電送効率が８９％に向上した。

なお、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧は、３〜２００Ｖの範囲内であることが好ましい。低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧が２００Ｖを越えると、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８におけるリカバリ電流が増大してしまう。また、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧が３Ｖ未満の場合は、電源回路のノイズに対する低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８の耐性が低下してしまう。

また、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース−ドレイン間耐圧は、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧の３倍以上で１００倍以下の範囲内であることが好ましい。高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース−ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧の３倍よりも小さい場合は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流と低耐圧トランジスタのリカバリ電流との差が小さくなり、本実施形態の効果が小さくなってしまう。また、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース−ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース−ドレイン間耐圧の１００倍よりも大きい場合は、スイッチングノイズに対する低耐圧トランジスタの耐性が低下してしまう。

本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートには、それぞれ低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソースの電位に対して、それぞれ高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を印加している。そのため、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソースとドレイン間の電圧差をほぼ無くすことができる。したがって、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のリカバリ電流を減らす効果を最大限発揮することができる。

また、本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートとトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端，平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部との間には、それぞれコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。さらに、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートにはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２のカソードが接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードには、それぞれ高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のしきい値電圧よりも高い電圧を印加する構成となっている。これにより、負荷５への直流電力供給時にトランスＴ１の２次巻線Ｌ２に発生する電圧が変動しても、コンデンサＣ１，Ｃ２による容量カップリングにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５をオンさせるに十分な電位を高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートに与え続けることができるので、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のリカバリ電流を確実に低減することができる。

また、負荷５に電力供給を行わない場合は、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量カップリングにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートの電位は、それぞれトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端，平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部の電位に近い電位で安定する。そのため、サージ等により高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５が不正にオンすることを防ぐことができるため、安全性を高めることができる。

本実施形態では、整流ブリッジ回路の各素子のオン／オフをスイッチングできるので、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いることも可能である。

本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をエンハンスメント型トランジスタとしたが、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をデプレッション型トランジスタとしてもよい。高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をデプレッション型トランジスタにする場合、図５に示すように、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートをそれぞれ低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８にソースに接続すればよい。

また、本実施形態では、スイッチングさせない低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)を常にオフさせて低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)の寄生ダイオードに電流を流したが、これに限るものではなく、同期整流を行なってもよい。同期整流では、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)の寄生ダイオードに電流が流れ始めると低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)をオンさせ、スイッチングしている低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８（またはＱ４，Ｑ６）がオンする直前、すなわち低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)に電流が流れなくなる直前に低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)をオフさせる。これにより、電力損失をさらに低減することができる。

＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を図６に示す。なお、図６において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

本発明の第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ１の２次側に設けられる整流回路が、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの場合のフルブリッジ形状の整流ブリッジ回路とは異なり、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３および低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４のみによって構成される点で、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと異なっている。

本発明の第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータも、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、リカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、低電力電送においても電力電送効率を高くすることができる。

＜第３実施形態＞
本発明の第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を図７に示す。なお、図７において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

本発明の第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ１の２次側に設けられる整流回路が、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの場合のフルブリッジ形状の整流ブリッジ回路とは異なり、高耐圧トランジスタＱ１および低耐圧トランジスタＱ２のみによって構成される点で、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと異なっている。

本発明の第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータも、本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、リカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、低電力電送においても電力電送効率を高くすることができる。

＜第４実施形態＞
図８は本発明の第４実施形態に係る移動体の概略構成を示す図である。なお、図８において、グランド電位に接続される接続線は図示を省略している。図８に示す移動体は、例えば電気自動車や電気バイクなどであって、ソーラーパネル１１、ＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）１２、バッテリ管理部１３、サブバッテリ１４、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５、制御回路１６、バッテリ管理部１７、およびメインバッテリ１８を含むソーラーパワーコントローラと、インバータ１９と、モータ２０とを備えている。

ソーラーパネル１１は、複数の太陽電池セルがパネル状に配置されているものであり、例えば電気自動車のルーフに設けられる。

ＭＰＰＴ１２は、ソーラーパネル１１の発電電力を最大化するためにソーラーパネル１１の動作点を制御するＤＣ−ＤＣコンバータである。ソーラーパネル１１の出力端がＭＰＰＴ１２の入力端に接続され、ＭＰＰＴ１２の出力端がサブバッテリ１４に接続される。

バッテリ管理部１３は、サブバッテリ１４を管理してサブバッテリ１４の充放電を制御する。

バッテリ管理部１７は、メインバッテリ１８を管理してメインバッテリ１８の充放電を制御する。

本実施形態において、メインバッテリ１８の電圧はサブバッテリ１４の電圧より大きくなっている。例えば、メインバッテリ１８の電圧範囲を１００〜６００Ｖとし、サブバッテリの電圧範囲を１０〜４８Ｖとすることで、メインバッテリ１８の電圧範囲がモータ２０の駆動に適した範囲となり、サブバッテリ１４の電圧範囲をソーラーパネル１１の発電電力の充電に適した範囲となる。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５は、たとえば上述した本発明の第１〜第３実施形態のいずれかに係るＤＣ−ＤＣコンバータとし、サブバッテリ１４とメインバッテリ１８との間で電力を電送する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５の第１入出力端子２１がバッテリ管理部１３を介してサブバッテリ１４に接続され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５の各第２入出力端子２２がバッテリ管理部１７を介してメインバッテリ１８に接続される。

制御部１６は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５の電送電力（出力電圧あるいは出力電流）を制御する。

インバータ１９は、メインバッテリ１８から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。モータ２０は、インバータ１９から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ２０の回転により移動体の駆動輪が回転する。移動体の制動時にモータ２０で発生する回生エネルギーはバッテリ管理部１７によって回収され、メインバッテリ１８に蓄えられる。また、サブバッテリ１４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電装品の電源としても利用される。

＜その他＞
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１直流電源
２１次側トランス駆動回路
３ゲート電源
４ドライバ
５負荷
１１ソーラーパネル
１２ＭＰＰＴ
１３バッテリ管理部
１４サブバッテリ
１５双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
１６制御回路
１７バッテリ管理部
１８メインバッテリ
１９インバータ
２０モータ
２１第１入出力端子
２２第２入出力端子
３１第１の出力端子
３２第２の出力端子
Ｃ１、Ｃ２コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ダイオード
Ｌ１１次巻線
Ｌ２２次巻線
Ｌ３平滑リアクトル
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７高耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）
Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８低耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）
Ｔ１トランス

Claims

トランスと、
前記トランスの１次側に設けられるスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられる整流回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記整流回路は、
第１のトランジスタと第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続された第２のトランジスタとの直列接続体である第１の整流部を含み、
前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記整流回路は、
第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部と、
第５のトランジスタと第１の電極が前記第５のトランジスタの第２の電極に接続された第６のトランジスタとの直列接続体である第３の整流部と、
第７のトランジスタと第１の電極が前記第７のトランジスタの第２の電極に接続された第８のトランジスタとの直列接続体である第４の整流部とを含み、
前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第５のトランジスタの第１の電極とが接続され、
前記第２のトランジスタの第２の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、
前記第６のトランジスタの第２の電極と前記第７のトランジスタの第１の電極とが接続され、
前記第４のトランジスタの第２の電極と前記第８のトランジスタの第１の電極とが接続される整流ブリッジ回路であって、
前記第３、第４、第５、第６、第７および第８のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
前記第５のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第６のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
前記第７のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第８のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記整流回路は、
第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部を含み、
前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、
前記第３および第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ−１（ｋは自然数）のトランジスタはデプレッション型トランジスタであり、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタはエンハンスメント型トランジスタである、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ−１（ｋは自然数）のトランジスタおよび第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタは、エンハンスメント型トランジスタである、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は１００Ｖ〜１０００Ｖの範囲内で設定される、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備える、ソーラーパワーコントローラ。
請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備える、移動体。