JP5717808B2

JP5717808B2 - 同期電動機の電流制御装置

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Description

本発明は、同期電動機の電流制御装置に関し、特に電流指令を補正することにより最適な弱め界磁を行う同期電動機の電流制御装置に関する。

電流増幅器（以下、単に「アンプ」という）で駆動される永久磁石同期電動機（以下、単に「モータ」という）は、そのアンプの制約により電流及び電圧の最大値が制限される。この電流と電圧の制限のもとで、最大出力を得るためには最適な電流ベクトル制御を行う必要がある。

直交するｄｑ座標系に基づいてモータ制御を行う電流ベクトル制御において、モータ起電圧がアンプの最大電圧を越えるような高速領域でモータを駆動する場合、モータ端子電圧をアンプの最大電圧以下にするために、無効電流であるｄ相電流を流す。このように、電流制御（電流指令生成を含む）においてｄ相電流を流して弱め界磁を行うことで、速度上昇に伴うモータ端子電圧の増加を抑制し、安定した出力運転範囲を拡大することができる。しかしながら、ｄ相電流を適切に制御できないと、ｄ相電流の増加によるモータ発熱や、ｄ相電流の不足による電圧飽和、即ちアンプが出力可能な最大電圧でモータ端子間電圧が制限されることにより電流制御が不安定になる場合がある。

これを防ぐために、モータの負荷（実際はトルク指令）に応じてｄ相電流を適切に流す方法が提案されている（例えば、特許文献１）。具体的には、無負荷時の最適ｄ相電流（短絡電流）と最大負荷時の最適ｄ相電流を計算し、これを使って負荷に応じたｑ相とｄ相の電流指令を計算している（特許文献１の式（１６）及び式（１７）参照）。この場合、無負荷と最大負荷の間は１次の線形近似で求めるため、過剰なｄ相電流が流れる場合がある。そのために、この従来技術では、さらに電流制御の出力である電圧指令を使って、ｄ相電流を流し始める基準となる速度（ベース速度）を調整することにより、ｄ相電流が過剰になる状態を改善し、モータの発熱を抑制している（特許文献１の図３参照）。

しかしながら、この従来技術では、磁石の主磁束とインダクタンスの比で決まる短絡電流が、アンプの最大電流より小さなモータにおいては、モータの高速動作時に電圧制限のみを考慮して最大出力制御を行う場合に、最大トルク／磁束制御を行うために必要なｄ相電流を正しく流すことができないという問題があった。ここで「最大トルク／磁束制御」とは磁石を有する同期モータにおいて、必要とされるトルクに対応した電機子電流を流す際にモータ端子電圧に相当する総磁束が最小となるようにｑ相電流とｄ相電流の位相差を制御する方法である。

一方、電圧飽和による電流制御の不安定化を避けるために、電圧指令と基準値との偏差を比例積分した結果から、ｑ相電流指令を補正する方法が提案されている（例えば、特許文献２）。しかしながら、この従来技術では、電圧飽和時の安定性は改善するものの、モータ速度に応じた最適なｄ相電流及びｑ相電流を流すことは考慮されていないため、最適な電流制御は行われていない。

また、ｄ相電流指令を、トルク指令を使った、ある簡易的な数式から求めて、これを用いてｑ相電流指令を補正する方法が提案されている（例えば、特許文献３）。これによって最適な電流を流すことができ、最大トルク制御を実現できるとしている。しかしながら、この従来技術では、電圧飽和に関しては考慮されていないので、高速領域では最適な電流制御ができないという問題がある。また、簡易的な数式においてモータの定数の正確な値が必要であることから定数の変動に伴う安定性に問題がある。

特開２００３−０５２１９９号公報特開２０００−３４１９９０号公報特許第４０４５３０７号公報

本発明は、電流制御における高速領域（電圧飽和領域）の弱め界磁を適切に行うために、電流制御の出力である電圧指令を使ってｄ相電流指令を補正する同期電動機の電流制御装置を提案する。

本発明の同期電動機の電流制御装置は、直交するｄｑ座標系に基づいて、所定のサンプリング周期で電流指令を生成する同期電動機の電流制御装置であって、トルク指令、無負荷時電流、最大負荷時電流に基づいて、仮のｄ相電流指令を計算する仮ｄ相電流指令計算部と、今回のサンプリング周期の１周期前の前回のサンプリング周期における電流制御の出力である電圧指令ベクトルを取得して、その大きさを計算する電圧振幅計算部と、電圧指令ベクトルの大きさとアンプの最大出力電圧との電圧比を求める電圧比計算部と、前回のサンプリング周期におけるｄ相電流指令を取得し、電圧比とｄ相電流指令から目標ｄ相電流指令を計算する目標ｄ相電流計算部と、今回のサンプリング周期における仮のｄ相電流指令と目標ｄ相電流指令との差分をローパスフィルタに通した補正値を求める補正値算出部と、補正値を今回のサンプリング周期におけるｄ相電流指令に加算して、新たなｄ相電流指令を計算する加算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、電源電圧の変動やモータ定数の変動などに影響を受けずに最適な弱め界磁を行うことができる。

本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置の構成図である。本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置を構成する電流指令生成器の構成図である。本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置により、ｄ相電流及びｑ相電流を算出する手順を示すフローチャートである。無負荷時及び最大負荷時の電流とモータの回転数との関係を示す図である。目標電流を計算する手順を示す図である。本発明の実施例１に係る同期電動機に用いるフィルタの構成図である。時定数を変えた場合の加減速時における電流指令と電流フィードバックの時間的変化を示すグラフである。電圧が不足している場合において、電流指令を補正することによる電流指令と電流帰還の乖離の変化を示す図である。電圧に余裕がある場合において、電流指令を補正することによる電圧指令の変化を示す図である。本発明の実施例２に係る同期電動機の電流制御装置を構成する電流指令生成器の構成図である。本発明の実施例２に係る同期電動機の電流制御装置により、ｄ相電流及びｑ相電流を制限する手順を示すフローチャートである。

以下、図面を参照して、本発明に係る同期電動機の電流制御装置について説明する。ただし、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態には限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に留意されたい。

〔実施例１〕
図１に本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置の構成を示す。本発明の同期電動機の電流制御装置は、電流指令生成器１と、速度制御器２と、ｄ相電流制御器３と、ｑ相電流制御器４と、ｄｑ／３相変換部５と、電力増幅器６と、３相／ｄｑ変換部７と、積算カウンタ８と、を有する。本発明は、電流指令生成器１に特徴を有するが、まず同期電動機の電流制御装置の構成について説明する。

速度制御器２は、速度指令から同期モータＭの回転速度及び回転位置を検出するセンサＳからの検出速度ωmを減じて速度偏差を求め、速度偏差に基づいて比例積分等の速度ループ処理をしてトルク指令TCMDを算出する。

電流指令生成器１は、トルク指令TCMD、検出速度ωm、d相電圧指令VDCMD、q相電圧指令VQCMD、前回（１試行前）のｄ相電流指令値IDCMDに基づいて、今回のｄ相電流指令値IDCMD及びｑ相電流指令値IQCMDを求める。

ｄ相電流制御器３及びｑ相電流制御器４は、それぞれ、ｄ相電流指令値IDCMD及びｑ相電流指令値IQCMDからフィードバックされてくるｄ相電流Id及びｑ相電流Iqをそれぞれ減じて電流偏差を求め、電流偏差に基づいて比例積分等の電流ループ処理をして、それぞれｄ相電圧指令値VDCMD、ｑ相電圧指令値VQCMDを算出する。

ｄｑ／３相変換部５は、ｄ相電圧指令値VDCMD及びｑ相電圧指令値VQCMDをｄｑ相から３相へ変換することによって、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相の電圧指令Vu、Vv、Vwに変換し、電力増幅器６を介して同期モータＭを駆動制御する。

電流検出器９ｕ、９ｖは、同期モータＭに流れる３相電流の内の２つの相の電流（図に示す例ではＵ相、Ｖ相の電流Iu、Iv）を検出する。

３相／ｄｑ変換部７は、３相電流の２つの相電流Iu、Ivより、３相からｄｑ相に変換することにより、ｄ相電流Id、ｑ相電流Iqを算出しフィードバックする。

積算カウンタ８は、同期モータＭの位置・速度を観測するセンサＳで検出される信号より同期モータＭのロータ回転位置を検出する。積算カウンタ８によってロータの回転位置を検出し、ｄｑ／３相変換部５、３相／ｄｑ相変換部７に出力する。

上述した同期電動機の電流制御装置において、本発明は、電流指令生成器１に特徴を有するものであり、他の要素は従来のｄｑ変換によって制御を行う同期電動機の電流制御装置と同様である。

次に、本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置を構成する電流指令生成器について説明する。図２は、同期電動機の電流制御装置を構成する電流指令生成器１の構成図である。実施例１に係る電流指令生成器１は、仮ｄ相電流指令計算部１６と、電圧振幅計算部１２と、電圧比計算部１４と、目標ｄ相電流計算部１５と、補正値算出部１７と、加算器１８と、を有する。

仮ｄ相電流指令計算部１６は、トルク指令TCMDと、無負荷時・最大負荷時電流計算部１１が算出した無負荷時ｄ相電流IDMIN、最大負荷時ｄ相電流IDMAXに基づいて、仮のｄ相電流指令IDtmpを計算する。

電圧振幅計算部１２は、前回のサンプリング周期における電流制御の出力である電圧指令ベクトルを取得して、その大きさVampを計算する。電圧振幅計算部１２は、ローパスフィルタであるフィルタ１３を利用して、取得した電圧指令ベクトルの高周波成分を除去するようにしてもよい。

電圧比計算部１４は、電圧指令ベクトルの大きさVampとアンプの最大出力電圧Vrefとの電圧比Kを求める。

目標ｄ相電流計算部１５は、前回のサンプリング周期におけるｄ相電流指令IDCMD₀を取得し、電圧比Kとｄ相電流指令IDCMD₀から目標ｄ相電流指令IDtを計算する。

補正値算出部１７は、減算器１７ａとローパスフィルタであるフィルタ１７ｂを備え、減算器１７ａは今回のサンプリング周期における仮のｄ相電流指令IDtmpと目標ｄ相電流指令IDtとの差分ΔID(＝IDt-IDtmp)を算出し、差分ΔIDをフィルタ１７ｂに通した補正値filter(IDt-IDtmp)を求める。

加算器１８は、補正値filter(IDt-IDtmp)を今回のサンプリング周期におけるｄ相電流指令IDtmpに加算して、新たなｄ相電流指令IDCMDを計算する。

次に、本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置の動作手順について説明する。図３は、本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置により、ｄ相電流及びｑ相電流を算出する手順を示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１０１において、同期電動機の無負荷時ｄ相電流IDMIN、最大負荷時ｄ相電流IDMAX及び最大負荷時ｑ相電流IQMAXを計算する。各電流値の算出例を図４のグラフに示す。具体的な計算方法は以下のとおりである。まず、モータの駆動に必要な電圧が小さい低速回転域（０＜ω＜ω1）では最大負荷時ｄ相電流IDMAX及び最大負荷時ｑ相電流IQMAXをそれぞれ、IDMAX=0、IQMAX=IMAXとする。この状態で回転数ωを増加させると、ある回転数ω1で指令電圧が同期電動機の電流制御装置の最大出力電圧VMAXに達してしまう。この状態で、回転数をさらに増加させようとすると出力電圧が不足する。そこで、この回転数ω1を最大負荷時のｄ相電流指令開始回転数とし、モータの回転数がこの回転数以上となる場合においては、以下の式（１）、（２）で、回転数に応じた最大負荷時ｄ相電流IDMAX及び最大負荷時ｑ相電流IQMAXをそれぞれ算出し、ｄ、ｑ相合成電圧値がVMAXで一定となり、ｄ、ｑ相合成電流値がIMAXで一定となるようにする。
IDMAX＝0.5・(φ/L)・[(IMAX/(φ/L))² ＋１]・[(ω1/ω) ² −１] ・・・（１）
IQMAX＝√（IMAX² −IDMAX² ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
ただし、ωはモータの電気角速度、φは主磁束、Lはｄ軸方向及びｑ軸方向の各インダクタンスである（Ld=Lq=L）。

次にステップＳ１０２において、仮ｄ相電流指令計算部１６が、トルク指令TCMDと、無負荷時・最大負荷時電流計算部１１が算出した無負荷時ｄ相電流IDMIN、最大負荷時ｄ相電流IDMAXに基づいて、仮のｄ相電流指令IDtmpを計算する。計算式は以下の式（３）のとおりである。

次にステップＳ１０３において、電圧振幅計算部１２が、前回の電流制御の出力である電圧指令ベクトルの大きさVampを計算する。計算式は以下の式（４）のとおりである。

ここで、VDCMD及びVQCMDは、それぞれ前回のｄ相及びｑ相の電圧指令である。

次にステップＳ１０４において、電圧比計算部１４が、電圧指令ベクトルの大きさVampとアンプの最大出力電圧に対応した最大基準電圧Vrefとの電圧指令比Kを計算する。計算式は以下の式（５）のとおりである。

ここで、filter(Vamp)は、ノイズの影響を低減するために、適切なローパスフィルタによって高周波を除去することを意味する。

次にステップＳ１０５において、目標ｄ相電圧計算部１５が、前回のｄ相電流指令IDCMD₀を使って目標ｄ相電流指令IDtを計算する。図５は、目標ｄ相電流IDtの生成方法を示す図である。図５（ａ）は電圧ベクトルV1＜Vrefの場合の説明図であり、図５（ｂ）は電圧ベクトルV1＞Vrefの場合の説明図である。ここで、V1は前回の電圧指令である。

図５（ａ）において、動作点を（１）から（２）へ移したとするとV1とVt（＝Vref）の比Kと前回のd相電流指令ID1（＝IDCMD₀）とから、以下の式（６）及び式（７）により目標とするd相電流IDtを計算できる。

ここで、ID1＝IDCMD₀、短絡電流φ/Ld＝Iscと置くと以下の式（８）が得られる。

同様に考え、ｄ相方向の電圧とｑ相方向の電流を考えると、以下の式（９）及び式（１０）により、目標とするｑ相電流指令IQtを計算できる。

次にステップＳ１０６において、補正値算出部１７が、減算器１７ａにより求められた目標ｄ相電流IDtと先に述べた仮のｄ相電流指令IDtmpとの差（ΔID＝IDt-IDtmp)をある適切な時定数を持ったフィルタ１７ｂに通過させて補正値filter(IDt-IDtmp)を計算する。このフィルタ１７ｂとして、例えば図６に示す時定数τの１次のローパスフィルタ３０を用いることができる。ここで、ローパスフィルタ３０はフィルタ入力（IDt−IDtmp）と遅延器３２を通した前回のフィルタ出力filter（IDt−IDtmp）の差分を求め、求めた差分にフィルタゲイン(Ts/τ)３１を掛けた結果と前回のフィルタ出力filter（IDt−IDtmp）とを加算したものを今回のフィルタ出力filter（IDt−IDtmp）とする。なお、Tsはサンプリング時間、τは時定数である。

次にステップＳ１０７において、加算器１８が、補正値filter(IDt-IDtmp)を仮のｄ相電流指令IDtmpに加算して、今回のｄ相電流指令IDCMDを計算する。計算式は以下の式（１１）のとおりである。

この結果が今回のｄ相電流指令IDCMDとなる。フィルタ１７ｂの役割は、ｄ相電流IDCMDの流し方を指令側からくる仮のｄ相電流指令IDtmpに重きを置くか（フィルタの時定数∞のとき、IDtmpを100%）、又は前回の電圧指令ベクトルVampを今回Vrefに近づけようと補正する側から作るIDtに重きを置くか（フィルタの時定数0のとき、IDtを100％）を決める。また時間がフィルタの時定数より十分大きければ、IDCMDは補正側からのVref通りに流そうとするIDtだけとなる。その結果、フィルタ１７ｂの時定数には、ある最適値が存在する。このため、予めシミュレーションや実機で評価を行って、最適な時定数を求めておき、それを使用する。図７は、時定数を変えた場合の加減速時におけるｄｑ合成の電流指令とｄｑ合成の電流フィードバックの時間的変化を示すグラフである。図７（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、補正しない場合、時定数２msecで補正した場合、時定数４msecで補正した場合を示す。例えば、図７（ｂ）のように加減速時のｄｑ合成の電流指令（実線）と、ｄｑ合成の電流フィードバック（破線）の乖離が少ない時定数２msecを最適値に決める。

次にステップＳ１０８において、Q相電流指令IQCMDを計算する。計算式は以下の式（１２）のとおりである。

算出された今回のｄ相電流指令IDCMDとｑ相電流IQCMDについて、比例積分等の電流制御を行い、ｄ相、ｑ相の電圧指令を出力する。出力された電圧指令に基づいて電力増幅器６は同期モータＭに電流を供給して同期モータＭを駆動する。

上記の電圧指令比Kは、電力増幅器６の最大電圧に対応した最大基準電圧Vrefに対して、現在の電圧指令Vampをどの程度増やす必要があるか、もしくは、どの程度減らす必要があるかを示す。この比率に応じて、上記の式（１１）に従ってｄ相電流指令IDCMDを修正することで、常に最大の出力制御が可能となる。

例えば、過渡的に最大基準電圧を越える電圧指令が出力された場合、最適なｄ相電流指令に補正することで、これを速やかに修正する。これによって電流制御の安定性が向上する。また、最大基準電圧より小さな電圧指令が出力された場合、必要以上に大きなｄ相電流が流れるので、最適なｄ相電流指令に補正することで、これを速やかに修正し、同期モータの発熱を抑制することができる。

このように本発明の特徴は、電圧指令の状態に応じたフィードバックループを構成することで、電流指令を補正して最適な状態に遷移する、また維持することにある。

なお、最大基準電圧Vrefは、電力増幅器６の最大電圧に対して正規化された値、例えば100%であり、固定化された電圧制限値を指すものではない。従って、電源電圧が変動しても、本発明の最適なｄ相電流指令の制御は有効に働くことになる。

例えば、電源電圧が低下して、電力増幅器の最大出力電圧が低下した場合、対応する最大基準電圧Vrefは100%で一定である。しかし、電流制御ループの働きにより電源電圧低下前のｄ相電流を維持しようとするため、電力増幅器の電圧で正規化されている指令電圧Vampは上昇することになる。その結果、電圧指令比Kが１以下となるため、Idを増やし電圧飽和を防ぐよう機能する結果、電流制御が不安定になることはない。

また、モータの発熱により主磁束が低下する場合、電流制御ループの働きにより主磁束低下前のｄ相電流を維持しようとして電圧指令Vampが低下する。そのため、電圧指令比Kが１以上となりｄ相電流を減らすよう機能するためモータの発熱を抑制する効果がある。

従って、本発明は電源電圧の変動やモータ定数の変動に対しても効果を発揮できるという特徴を有する。

次に、本発明の実施例１に係る同期電動機の電流制御装置を用いた場合の効果について説明する。図８は、電圧が不足している場合において、電流指令を補正した場合の特性変化を示す。図８（ａ）は補正を行う前の特性を示し、図８（ｂ）は補正を行った後の特性を示す。補正を行うことにより、時刻ｔ₁〜ｔ₂において顕著にみられるように、電流指令と電流帰還の乖離である電流偏差が低減していることがわかる。

図９は、電圧に余裕がある場合において、電流指令を補正した場合の特性変化を示す。図９（ａ）は補正を行う前の特性を示し、図９（ｂ）は補正を行った後の特性を示す。補正を行うことにより、時刻ｔ₃において顕著にみられるように、一定回転時のｄｑ合成の電圧指令がVCMD1からVCMD2へ増加し、ｄｑ合成の電流ICMD1からICMD2へ低減していることがわかる。

〔実施例２〕
次に本発明の実施例２に係る同期電動機の電流制御装置について説明する。通常、電流指令生成部で計算される電流指令ベクトルは、アンプの最大電流を考慮して計算されるが、本発明の実施例１に記載の同期電動機の電流制御装置により補正を行うことで、ｄ相電流指令が変更されると、電流指令ベクトルの大きさが、アンプの最大電流を超える場合がある。実施例２に係る同期電動機の電流制御装置は、これを避けるために、IQCMDとアンプの最大電流を使って、ｄ相電流指令IDCMDを制限するものである。

図１０に実施例２に係る同期電動機の電流制御装置を構成する電流指令生成器１０の構成を示す。実施例２に係る電流指令生成器１０が、実施例１に係る電流指令生成器１と異なっている点は、ｄ相電流指令制限値及びｑ相電流指令制限値を算出する電流指令制限値計算部２０をさらに備え、新たなｄ相電流指令IDCMDの最大値は、√((設定最大電流)² − (ｑ相電流指令制限値)² )によって制限される点である。その他の構成は実施例１に係る電流指令生成器１と同様であるので、詳細な説明は省略する。

電流指令制限値計算部２０は、ｄ相電流指令制限値IDminLMT、IDmaxLMT及びｑ相電流指令制限値IQmaxLMTを計算する。計算方法は後述する。

新たなｄ相電流指令IDCMDの最大値をｄ相電流指令制限値及びｑ相電流指令制限値によって制限する方法として、例えば電流指令生成器１０にｄ相電流用リミッタ２１及びｑ相電流用リミッタ２２を設けてもよい。

次に、実施例２に係る電流指令生成器１０の動作手順について説明する。図１１は、実施例２に係る電流指令生成器１０の動作手順を説明するためのフローチャートである。まず、ステップＳ２０１において、ｄ相電流指令制限値IDminLMT, IDmaxLMTを以下の式（１３）及び式（１４）に従って計算する。

ここで、Imaxはアンプに流すことが可能な設定最大電流である。

次にステップＳ２０２において、ｄ相電流指令IDCMDを、ｄ相電流用リミッタ２１を用いてIDminLMT及び IDmaxLMTで制限する。

次に、ステップＳ２０３において、ｑ相電流指令制限値IQmaxLMTを以下の式（１５）に従って計算する。

次にステップＳ２０４において、制限後のd相電流指令IDCMDを用いて式（１２）でq相電流指令IQCMDを計算し、ｑ相電流指令IQCMDを、ｑ相電流用リミッタ２２を用いて IQmaxLMTで制限する。

実施例２に係る同期電動機の電流制御装置によれば、ｄ相電流指令を補正した場合であっても、電流指令ベクトルの大きさがアンプの最大電流を超えることを回避することができる。

以上説明した、本発明の同期電動機の電流制御装置による電流指令値の補正は、高速領域でのみ行われる。即ち、同期電動機が無負荷時のベース速度以上となる第１の条件、及び最大負荷時のベース速度以上かつ所定の電圧指令ベクトルの大きさを超える第２の条件のいずれの条件も満たさない場合は、補正値をゼロとする。ここで高速領域の条件としては、無負荷時のベース速度以上、もしくは最大負荷時のベース速度以上かつ所定の電圧ベクトルの大きさを超える場合とし、この条件を満たさない場合は、以上で説明した補正は行われない。

１電流指令生成器
２速度制御器
３ｄ相電流制御器
４ｑ相電流制御器
５ｄｑ／３相変換部
６電力増幅器
７３相／ｄｑ変換部
８積算カウンタ
１１無負荷時・最大負荷時電流計算部
１２電圧振幅計算部
１３フィルタ
１４電圧比計算部
１５目標ｄ相電流計算部
１６仮ｄ相電流指令計算部
１７補正値算出部
１８加算器
１９ｑ相電流指令計算部
２０電流指令制限値計算部

Claims

直交するｄｑ座標系に基づいて、所定のサンプリング周期で電流指令を生成する同期電動機の電流制御装置であって、
トルク指令、無負荷時電流、及び最大負荷時電流に基づいて、仮のｄ相電流指令を計算する仮ｄ相電流指令計算部と、
今回のサンプリング周期の１周期前の前回のサンプリング周期における電流制御の出力である電圧指令ベクトルを取得して、その大きさを計算する電圧振幅計算部と、
前記電圧指令ベクトルの大きさとアンプの最大出力電圧との電圧比を求める電圧比計算部と、
前回のサンプリング周期におけるｄ相電流指令を取得し、前記電圧比と前記ｄ相電流指令から目標ｄ相電流指令を計算する目標ｄ相電流計算部と、
今回のサンプリング周期における仮のｄ相電流指令と前記目標ｄ相電流指令との差分をローパスフィルタに通した補正値を求める補正値算出部と、
前記補正値を前記今回のサンプリング周期における仮のｄ相電流指令に加算して、新たなｄ相電流指令を計算する加算器と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の電流制御装置。
ｄ相電流指令制限値及びｑ相電流指令制限値を算出する電流指令制限値計算部をさらに備え、
前記新たなｄ相電流指令の最大値は、√((設定最大電流)² − (前記ｑ相電流指令制限値)² )によって制限される、請求項１記載の同期電動機の電流制御装置。
前記電圧振幅計算部は、ローパスフィルタを利用して、取得した電圧指令ベクトルの高周波成分を除去する、請求項１または２に記載の同期電動機の電流制御装置。
前記目標ｄ相電流計算部は、目標ｄ相電流指令を以下の式
(目標ｄ相電流指令)＝(電圧比)×(前回のｄ相電流指令）＋(電圧比−１)×(短絡電流)
に基づいて算出する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の同期電動機の電流制御装置。
同期電動機が無負荷時のベース速度以上となる第１の条件、及び最大負荷時のベース速度以上かつ所定の電圧指令ベクトルの大きさを超える第２の条件のいずれの条件も満たさない場合は、前記補正値をゼロとする、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の同期電動機の電流制御装置。