JP5909666B2

JP5909666B2 - スイッチング電源装置

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Inventors: 征二山平
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Description

本発明は、交流電圧が入力されるスイッチング電源装置に関する。

従来、さまざまなタイプのスイッチング電源装置が提案されている。

図１４は、特許文献１に記載のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

スイッチング電源装置９００は、ノーマリーオンである双方向スイッチ１０をオン／オフ制御する事で、トランスの１次巻線に接続された交流電源Ｖａｃをトランスの２次巻線に直接電力変換し、直流電圧を生成している。

このスイッチング電源装置９００は、交流電源Ｖａｃと、２つのゲートＧ１及びＧ２を有し、これらゲートＧ１及びＧ２により制御されるノーマリーオンの双方向スイッチ１０と、制御信号ＰＷＭに応じてゲートＧ２とソースＳ２を短絡するスイッチＭ１と、制御信号ＰＷＭに応じてゲートＧ１とソースＳ１を短絡するスイッチＭ２と、スイッチＭ１がオフのとき、双方向スイッチ１０のゲートＧ２の電圧をソースＳ２の電圧より低く設定するダイオードＤ２と、ダイオードＤ２の電流を制限する抵抗Ｒ１と、スイッチＭ２がオフのとき、双方向スイッチ１０のゲートＧ１の電圧をソースＳ１の電圧より低く設定するダイオードＤ３と、ダイオードＤ３の電流を制限する抵抗Ｒ２と、１次巻線と２次巻線を有するトランスＬ１Ａ及びＬ１Ｂと、整流ダイオードＤ１０及びＤ２０と、インダクタンスＬ４０と、平滑容量ＣＬと、負荷Ｚとを備える。

以下、簡単にスイッチング電源装置９００の動作を説明する。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ以上（正電圧）のとき、スイッチＭ２は常にオンに設定され、双方向スイッチ１０のゲートＧ１とソースＳ１とは同電位に設定される。一方、スイッチＭ１は制御信号ＰＷＭに応じてオン／オフ制御される。

スイッチＭ１がオンのとき、双方向スイッチ１０のゲートＧ２とソースＳ２とは同電位に設定されて双方向スイッチ１０はオンとなる。これによって、トランスＬ１Ａの１次巻線に電流が流れ、２次巻線に生じる電流が整流ダイオードＤ１０を介してインダクタンスＬ４０及び平滑容量ＣＬに供給されて直流電圧が生成される。

スイッチＭ１がオフのとき、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１を介して双方向スイッチ１０のゲートＧ２の電荷が引き抜かれ、双方向スイッチ１０のゲートＧ２の電圧がソースＳ２の電圧より低くなり、双方向スイッチ１０はオフとなる。これによって、トランスＬ１Ａの１次巻線への電流供給が遮断される。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満（負電圧）のとき、スイッチＭ１は常にオンに設定され、双方向スイッチ１０のゲートＧ２とソースＳ２とは同電位に設定される。一方、スイッチＭ２は制御信号ＰＷＭに応じてオン／オフ制御され、スイッチＭ２がオンのとき、双方向スイッチ１０のゲートＧ１とソースＳ１とは同電位に設定されてオンとなる。これによって、トランスＬ１Ｂの１次巻線に電流が流れ、２次巻線に生じる電流が整流ダイオードＤ２０を介してインダクタンスＬ４０及び平滑容量ＣＬに供給されて直流電圧が生成される。

スイッチＭ２がオフのとき、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ２を介して双方向スイッチ１０のゲートＧ１の電荷が引き抜かれ、双方向スイッチ１０のゲートＧ１の電圧がソースＳ１の電圧より低くなり、双方向スイッチ１０はオフとなる。これによって、トランスＬ１Ｂの１次巻線への電流供給が遮断される。

以上により、スイッチング電源装置９００は、双方向スイッチ１０のゲートＧ１及びＧ２を制御することによって、交流電源ＶａｃをトランスＬ１Ａ及びＬ１Ｂの１次巻線から２次巻線へ電力変換することができる。つまり、交流電源Ｖａｃを直流に変換することなく、トランスＬ１Ａ及びＬ１Ｂの２次巻線へ電力変換できる。

特開２００７−０２８８９４号公報

しかしながら、上記のスイッチング電源装置は、以下の課題がある。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ以上でスイッチＭ１がオンのとき、双方向スイッチ１０に流れる電流の一部がスイッチＭ１を介してダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１にも流れ、トランスＬ１Ａの１次巻線に流れる電流が減少する。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満でスイッチＭ１がオフのとき、双方向スイッチ１０からの電流供給がなくなると、双方向スイッチ１０のゲートＧ２はダイオードＤ２を介して電荷が引き抜かれ、ソースＳ２はトランスＬ１Ａの１次巻線を介して電荷が引き抜かれる。そのため、双方向スイッチ１０のゲートＧ２とソースＳ２とは、ほぼ同電位となり、スイッチＭ１がオフにもかかわらず、双方向スイッチ１０を介した電流が流れてしまう。

同様に、交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満でスイッチＭ２がオンのとき、双方向スイッチ１０に流れる電流の一部がスイッチＭ２を介してダイオードＤ３及び抵抗Ｒ２にも流れ、トランスＬ１Ｂの１次巻線に流れる電流が減少する。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満でスイッチＭ２がオフのとき、双方向スイッチ１０からの電流供給がなくなると、双方向スイッチ１０のゲートＧ１はダイオードＤ３を介して電荷が引き抜かれ、ソースＳ１はトランスＬ１Ｂの１次巻線を介して電荷が引き抜かれる。そのため、双方向スイッチ１０のゲートＧ２とソースＳ２とは、ほぼ同電位となり、スイッチＭ２がオフにもかかわらず、双方向スイッチ１０を介した電流が流れてしまう。

即ち、スイッチング電源装置９００は、ノーマリーオンの双方向スイッチをオンにするとき、双方向スイッチのゲート制御のためにスイッチを介して余分な電流が流れ、双方向スイッチをオフにしたい場合であっても、十分にオフする事ができず、電流が流れてしまうという課題を有している。

上記課題を解決しようとする場合、ノーマリーオフの双方向スイッチを用いる事で定常的に流れる電流を削減することが想定される。また、ノーマリーオフの双方向スイッチをフォワード・スイッチングコンバータではなく、フライバックスイッチングコンバータに適用する事で更なる小型化が目論めると想定される。しかしながら、このようにすると、ノーマリーオフの双方向スイッチをオンからオフにスイッチングする際に、トランスの１次巻線に流れる電流を制御するスイッチの両端間に生じる電位差が高くなるという課題が発生する可能性がある。

そこで、本発明は、トランスの１次巻線に流れる電流を制御するスイッチの両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することを第１の目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された第１の双方向スイッチと、前記１次巻線に並列に接続されたスナバ回路とを備え、前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、前記スナバ回路は、前記第１の双方向スイッチを制御するための第２の双方向スイッチを有する。

上記構成によれば、第１の双方向スイッチを用いることでトランスの１次巻線に流れる電流を制御することができる。そして、第２の双方向スイッチを用いたスナバ回路を備える事で、第１の双方向スイッチの両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。

図１は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２Ａは、ノーマリーオフの双方向スイッチの電気的な構成を示す図である。図２Ｂは、ノーマリーオフの双方向スイッチにおけるバイアス条件と動作状態との関係を示す表である。図３は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。図４Ａは、交流電源が正電圧の場合ののスイッチング電源装置の等価回路である。図４Ｂは、交流電源が負電圧の場合のスイッチング電源装置の等価回路図である。図５は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作の他の一例を示すタイミングチャートである。図６Ａは、交流電源が正電圧の場合の、ノードｎｏ３における電圧変化を示すタイミングチャートである。図６Ｂは、交流電源が負電圧の場合の、ノードｎｏ３における電圧変化を示すタイミングチャートである。図７は、各双方向スイッチを制御するためのゲート制御回路を有するスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。図８は、電圧レベル検知回路の動作を示すタイミングチャートである。図９は、第１の実施形態の変形例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１０は、第１の実施形態の変形例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１１は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２００の構成を示す回路図である。図１２は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。図１３は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作の他の一例を示すタイミングチャートである。図１４は、特許文献１に記載のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

（本発明の基礎となった知見）
本発明者は、「背景技術」の欄において記載した、双方向スイッチの２つのゲートを制御することによって電力変換するスイッチング電源装置に関し、以下の問題が生じることを見出した。

第１の問題は、上述したように、ノーマリーオフの双方向スイッチをオンからオフにスイッチングする際に、トランスの１次巻線に流れる電流を制御するスイッチの両端間に生じる電位差が高くなる可能性が生じることである。

第２の問題は、トランスの１次巻線に交流電圧を印加してフライバックスイッチング動作を行うためには、ノーマリーオフの双方向スイッチがオンのときはトランスにエネルギーを蓄積し、オフのときに整流動作を行う整流回路がトランスの２次巻線側に必要となることである。

そこで、本発明は、トランスの１次巻線に流れる電流を制御するスイッチの両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することを第１の目的とし、更にトランスの１次巻線に交流電圧（基準電圧、例えば０Ｖに対して正負に振幅する電圧）を印加する際、２次巻線側での整流手段を可能とするスイッチング電源装置を提供することを第２の目的とする。

上記第１の目的を達成するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された第１の双方向スイッチと、前記１次巻線に並列に接続されたスナバ回路とを備え、前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、前記スナバ回路は、前記第１の双方向スイッチを制御するための第２の双方向スイッチを有する。

このように、トランスの１次巻線に接続された第１の双方向スイッチを用いることで、トランスの１次巻線に流れる電流を制御することができる。そして、第２の双方向スイッチを用いたスナバ回路を備える事で、第１の双方向スイッチの両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第２の双方向スイッチは、第１のゲートと第２のゲートとを備えてもよい。

これにより、第２の双方向スイッチは、第１のゲート及び第２のゲートに印加される制御信号に応じて制御できる。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記スナバ回路は、さらに、前記第１のゲートに第１の制御信号を印加し、且つ、前記第２のゲートに第２の制御信号を印加することにより、前記第２の双方向スイッチを制御する第１制御部を備え、前記第１の制御信号は、第１の信号レベルと前記第１の信号レベルとは異なる第２の信号レベルとを繰り返し、前記第２の制御信号は、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第１の制御信号と逆相で繰り返してもよい。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第１および第２の制御信号の信号レベルの切り替わりは、前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期してもよい。

これにより、交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して、第２の双方向スイッチの状態を切り替えることができる。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第２の双方向スイッチは、前記第１のゲートに前記第１の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第２の信号レベルが印加された場合、双方向のうちの一方向に導通するダイオード特性を示し、前記第１のゲートに前記第２の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第１の信号レベルが印加された場合、前記一方向の逆である逆方向に導通するダイオード特性を示してもよい。

これにより、交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して、第２の双方向スイッチのダイオード特性を切り替えることができる。つまり、スナバ回路を流れる電流の方向を切り替えることができる。その結果、第２の双方向スイッチは無駄な電流を流すことがないので、スイッチング電源装置の電力変換効率を高めることができる。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記スナバ回路は、さらに、前記第１のゲートに第１の制御信号を印加し、且つ、前記第２のゲートに第２の制御信号を印加することにより、前記第２の双方向スイッチを制御する第１制御部を備え、前記第１の制御信号は、第１の信号レベルと前記第１の信号レベルとは異なる第２の信号レベルとを繰り返し、前記第２の制御信号は、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第１の制御信号と同相で繰り返してもよい。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第１の双方向スイッチは、第３のゲートと第４のゲートとを備え、前記スイッチング電源装置は、さらに、前記第３のゲートに第３の制御信号を印加し、且つ、前記第４のゲートに第４の制御信号を印加することにより、前記第１の双方向スイッチを制御する第２制御部を備え、前記第３の制御信号は、第３の信号レベルと前記第３の信号レベルとは異なる第４の信号レベルとを繰り返し、前記第４の制御信号は、前記第３の信号レベルと前記第４の信号レベルとを前記第３の制御信号と同相で繰り返し、前記第１および第２の制御信号は、前記第３および第４の制御信号と逆相であってもよい。

これにより、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチとを、互いに異なる特性で動作させることができる。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第２の双方向スイッチは、前記第１のゲートに前記第１の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第１の信号レベルが印加されたとき、双方向に導通する特性を示し、前記第１のゲートに前記第２の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第２の信号レベルが印加されたとき、双方向の何れの向きの導通も遮断する特性を示してもよい。

これにより、第２の双方向スイッチのオン／オフ特性を切り替えることができる。

また、本発明の他の一態様に係るスイッチング電源装置は、交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された双方向スイッチと、前記１次巻線に並列に接続されたスナバ回路とを備え、前記交流電圧は、前記１次巻線と前記双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、前記スナバ回路は、一方向に導通する第１のダイオード特性と前記一方向とは逆である逆方向に導通する第２のダイオード特性とを切り替え可能な素子を含む。

このように、トランスの１次巻線に接続された双方向スイッチを用いることで、トランスの１次巻線に流れる電流を制御することができる。そして、素子を用いたスナバ回路を備える事で、双方向スイッチの両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。

また、本発明の他の一態様に係るスイッチング電源装置において、さらに、前記素子のダイオード特性を前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して切り替える制御部を備えてもよい。

これにより、交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して、素子のダイオード特性を切り替えることができる。つまり、スナバ回路を流れる電流の方向を切り替えることができる。その結果、素子は無駄な電流を流すことがないので、スイッチング電源装置の電力変換効率を高めることができる。

また、上記第２の目的を達成するために、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置は、入力された交流電圧を直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、前記直流電圧を出力する出力端子と、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続され、第１のゲート及び第２のゲートを有する第１の双方向スイッチと、前記２次巻線の両端と前記出力端子との間に設けられた、導通及び遮断可能な第１及び第２の電流経路を有する全波整流回路とを備え、前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、前記全波整流回路は、前記第１の電流経路及び前記第２の電流経路のいずれか一方を導通且つ他方を遮断するように選択的に切り替えることにより、前記１次巻線に印加された電圧を全波整流し、前記第１のゲートには、第１の制御信号が印加され、前記第２のゲートには、第２の制御信号が印加され、前記第１の制御信号の周波数及び前記第２の制御信号の周波数は、前記交流電圧の極性に応じて切り替えられ、前記第１の制御信号の周波数が第１の周波数であるとき、前記第２の制御信号の周波数は、前記第１の周波数とは異なる第２の周波数である。

これにより、トランスの１次巻線に交流電圧を印加する際、２次巻線側での整流動作が可能となる。つまり、第１の双方向スイッチがオンのときにはトランスにエネルギーを蓄積し、第１の双方向スイッチがオフのときには整流動作をするような、トランスの２次巻線に接続された全波整流回路を実現できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記２次巻線は、両端の間の位置に設けられた中間端子を有し、前記第１の電流経路は、前記２次巻線の一端と前記出力端子との間に設けられた第３の双方向スイッチを有し、前記第２の電流経路は、前記２次巻線の他端と前記出力端子との間に設けられた第４の双方向スイッチを有し、前記中間端子はグランドに接続されてもよい。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第３の双方向スイッチは、第５のゲートと第６のゲートとを備え、前記第４の双方向スイッチは、第７のゲートと第８のゲートとを備えてもよい。

これにより、第３の双方向スイッチは、第５のゲート及び第６のゲートに印加される制御信号に応じて制御できる。また、第４の双方向スイッチは、第７のゲート及び第８のゲートに印加される制御信号に応じて制御できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、さらに、前記第６のゲートに、第１の信号レベルと第２の信号レベルとを繰り返す第５の制御信号を印加し、前記第８のゲートに、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第５の制御信号と逆相で繰り返す第６の制御信号を印加する制御部を備えてもよい。

これにより、第１の電流経路及び第２の電流経路の導通及び非導通を排他的に制御できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第５および第６の制御信号の信号レベルの切り替わりは、前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期してもよい。

これにより、第１の電流経路と第２の電流経路とを適切に切り替えることができるので、スイッチング電源装置の電力変換効率を高めることができる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第５のゲートが前記２次巻線の前記一端に接続され、前記第７のゲートが前記２次巻線の前記他端に接続されてもよい。

これにより、第５のゲート及び第６のゲートを制御するための制御部を新たに設ける必要がなくなり、小型化できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記全波整流回路は、前記２次巻線の一端とグランドとの間に設けられ、前記第５の制御信号に応じてオンすることにより前記２次巻線の一端の電圧をグランド電圧に設定可能な第１のスイッチと、前記２次巻線の他端とグランドとの間に設けられ、前記第６の制御信号に応じてオンすることにより前記２次巻線の他端の電圧をグランド電圧に設定可能な第２のスイッチと、前記２次巻線の前記一端と前記出力端子との間に設けられた第１のダイオードと、前記２次巻線の前記他端と前記出力端子との間に設けられた第２のダイオードとを備えてもよい。

これにより、第１の電流経路と第２の電流経路とを切り替えるための制御部等を別途設ける必要がなく、部品コストを削減することができる。また、変換後の直流電圧を、グランド電圧を基準とした電圧とできる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、前記第１のスイッチは、第９のゲートを有し、当該第９のゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、前記第２のスイッチは、第１０のゲートを有し、当該第１０のゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、前記スイッチング電源装置は、さらに、第１の信号レベルと第２の信号レベルとを繰り返す第５の制御信号を前記第９のゲートに印加し、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第５の制御信号と逆相で繰り返す第６の制御信号を前記第１０のゲートに印加する制御回路を備えてもよい。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置において、さらに、前記１次巻線と前記双方向スイッチとからなる前記直列回路の両端の電位差から前記交流電圧の電圧極性を判定する電圧検知回路を備えてもよい。

これにより、交流電圧の電圧極性の切り替わりのタイミングを検知できる。その結果、第１の電流経路と第２の電流経路とをより適切に切り替えることができるので、スイッチング電源装置の電力変換効率を一層高めることができる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置は、入力された交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給するスイッチング電源装置であって、前記直流電圧を出力する、前記負荷が介在接続された第１出力端子及び第２出力端子と、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された第１の双方向スイッチとを備え、前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、前記２次巻線は第１の端子と第２の端子と第３の端子とを有し、前記スイッチング電源装置は、さらに、前記第１の端子と前記第１出力端子との間に設けられた第２の双方向スイッチと、前記第２の端子と前記第２出力端子との間に設けられた第３の双方向スイッチとを備え、前記第３の端子は前記第２出力端子と電気的に接続されている。

このように、トランスの１次巻線に接続された第１の双方向スイッチを用いることで、トランスの１次巻線に流れる電流を制御することができる。また、トランスの１次巻線に交流電圧を印加する際、２次巻線側での整流動作が可能となる。つまり、第１の双方向スイッチがオンのときにはトランスにエネルギーを蓄積し、第１の双方向スイッチがオフのときには整流動作をするような、トランスの２次巻線に接続された回路を実現できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置は、前記第１、第２および第３の双方向スイッチのそれぞれは、第１のゲートと第２のゲートとを備えてもよい。

これにより、第１、第２および第３の双方向スイッチのそれぞれは、第１のゲート及び第２のゲートに印加される制御信号に応じて制御できる。

また、本発明のさらに他の一態様に係るスイッチング電源装置は、前記第２および第３の双方向スイッチは、前記交流電圧の電圧極性に応じて制御されてもよい。

以下、この発明の実施形態に関し図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。また、以下で説明する実施形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の各実施形態で示される構成要素、構成要素の接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（第１の実施形態）
＜構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の構成を示す回路図である。

同図に示すスイッチング電源装置１００は、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２から入力された交流電圧を直流に変換し、出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２から負荷Ｚに供給する。

スイッチング電源装置１００は、１次巻線とセンタータップ（中間端子とも言う）を有する２次巻線とからなるトランスＴａを備え、トランスＴａの１次巻線側には、トランスＴａに直列に接続され、制御信号Ｓｉｇａ１及びＳｉｇａ２に応じて制御されるノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ１と、双方向スイッチＧｔ１に並列に接続されるスナバ回路１０１とを備える。このスナバ回路１０１は、制御信号Ｓｉｇｂ１、Ｓｉｇｂ２に応じて制御されるノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ２と、抵抗Ｒｓと容量Ｃｓ（図示はしていないがダイオード）とからなる電圧抑制回路１０２とを有する。

さらに、スイッチング電源装置１００は、トランスＴａの２次巻線側に、整流回路１０３及び１０４と平滑容量ＣＬとを備える。整流回路１０３は制御信号Ｓｉｇｃ１及びＳｉｇｃ２に応じて制御されるノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ３ａを有し、整流回路１０４は制御信号Ｓｉｇｄ１及びＳｉｇｄ２に応じて制御されるノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ３ｂを有する。ここで、図１に示しているノードｎｏ１〜ｎｏ８は中間ノードである。

以上のように構成されたスイッチング電源装置１００は、トランスＴａと双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路に交流電源Ｖａｃの交流電圧が印加される。

＜ノーマリーオフの双方向スイッチ＞
次に、図２Ａ及び図２Ｂを参照しつつ、ノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ１、Ｇｔ２、Ｇｔ３ａ及びＧｔ３ｂ（以下、これらを特に区別せず単にＧｔと総称する場合がある。）におけるバイアス条件と動作状態の関係とについて述べる。

図２Ａは、ノーマリーオフの双方向スイッチＧｔの電気的な構成を示す図である。

双方向スイッチＧｔは、ゲートＧ１及びＧ２とソースＳ１及びＳ２とを有し、ゲートＧ１は、ソースＳ１の電圧ＶＳ１を基準電圧として、ＶＳ１（＝Ｌｏｗ状態）とＶＳ１＋α（＝Ｈｉｇｈ状態：αは双方向スイッチの閾値電圧以上）との間で振幅する制御信号Ｓｉｇ１によって制御される。一方、ゲートＧ２は、ソースＳ２の電圧ＶＳ２を基準電圧として、ＶＳ２（＝Ｌｏｗ状態）とＶＳ２＋α（＝Ｈｉｇｈ状態：αは双方向スイッチの閾値電圧以上）との間で振幅する制御信号Ｓｉｇ２によって制御される。以下、Ｌｏｗ状態をＬ、Ｈｉｇｈ状態をＨと記載する場合がある。

図２Ｂは、ノーマリーオフの双方向スイッチＧｔにおけるバイアス条件と動作状態との関係を示す表である。この表は、具体的には、制御信号Ｓｉｇ１及びＳｉｇ２が印加されたときの双方向スイッチＧｔの等価回路を示す。

制御信号Ｓｉｇ１＝Ｌ、Ｓｉｇ２＝Ｌのとき、双方向スイッチＧｔの等価回路はオフ状態のスイッチとなる（状態１）。つまり、ソースＳ１とソースＳ２とは遮断される。

制御信号Ｓｉｇ１＝Ｈ、Ｓｉｇ２＝Ｈのとき、双方向スイッチＧｔの等価回路はオン状態のスイッチとなる（状態２）。つまり、ソースＳ１とソースＳ２とは短絡され、ソースＳ１とソースＳ２との間に電流を流す事ができる。

つまり、双方向スイッチＧｔは、ゲートＧ１にＨが印加され、且つ、ゲートＧ２にＨが印加されたとき、図２Ｂの状態２に示すような双方向に導通する特性を示し、ゲートＧ１にＬが印加され、且つ、ゲートＧ２にＬが印加されたとき、図２Ｂの状態１に示すような双方向の何れの向きの導通も遮断する特性を示す。

制御信号Ｓｉｇ１＝Ｈ、Ｓｉｇ２＝Ｌのとき、双方向スイッチＧｔの等価回路はソースＳ２をアノード、ソースＳ１をカソードとしたダイオードとなる（状態３）。つまり、ソースＳ２からソースＳ１へ一方向に電流を流す事ができる。

制御信号Ｓｉｇ１＝Ｌ、Ｓｉｇ２＝Ｈのとき、双方向スイッチＧｔの等価回路はソースＳ１をアノード、ソースＳ２をカソードとしたダイオードとなる（状態４）。つまり、ソースＳ１からソースＳ２へ一方向に電流を流す事ができる。

つまり、双方向スイッチＧｔは、ゲートＧ１にＨが印加され、且つ、ゲートＧ２にＬが印加された場合、図２Ｂの状態３に示すような、双方向のうちの一方向に導通するダイオード特性を示す。一方、ゲートＧ１にＬが印加され、且つ、ゲートＧ２にＨが印加された場合、図２Ｂの状態４に示すような、状態３の逆方向に導通するダイオード特性を示す。

このように、双方向スイッチＧｔは、２つのゲート（ゲートＧ１及びゲートＧ２）を備え、ゲートＧ１及びＧ２に印加される制御信号に応じて制御できる。

＜交流電源Ｖａｃの電圧極性によるスイッチング電源装置１００の等価回路と動作＞
図３は、スイッチング電源装置１００の動作の一例を示すタイミングチャートであり、具体的には、交流電源Ｖａｃの電圧波形と、制御信号Ｓｉｇａ１、Ｓｉｇａ２、Ｓｉｇｂ１、Ｓｉｇｂ２、Ｓｉｇｃ１、Ｓｉｇｃ２、Ｓｉｇｄ１及びＳｉｇｄ２の電圧波形とが示されている。また、図４Ａ及び図４Ｂは、交流電源Ｖａｃの電圧極性に応じて各制御信号が印加されたときの図１の等価回路である。具体的には、図４Ａは交流電源Ｖａｃが正電圧の場合の等価回路図であり、図４Ｂは交流電源Ｖａｃが負電圧の場合の等価回路図である。

図３と図４Ａ及び図４Ｂとを用いて制御信号と図１の等価回路について説明する。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ以上（交流電源Ｖａｃが正電圧）のとき（図３及び図４Ａを参照）、双方向スイッチＧｔ２は、制御信号Ｓｉｇｂ１＝Ｈ、Ｓｉｇｂ２＝Ｌが印加され、ノードｎｏ３をアノード、ノードｎｏ４をカソードとしたダイオードとなる。双方向スイッチＧｔ３ａは、制御信号Ｓｉｇｃ１＝Ｌ、Ｓｉｇｃ２＝Ｈが印加され、ノードｎｏ５をアノード、ノードｎｏ７をカソードとしたダイオードとなる。双方向スイッチＧｔ３ｂは、制御信号Ｓｉｇｄ１＝Ｌ、Ｓｉｇｄ２＝Ｌが印加され、遮断状態となる。

交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満（交流電源Ｖａｃが負電圧）のとき（図３及び図４Ｂを参照）、双方向スイッチＧｔ２は、制御信号Ｓｉｇｂ１＝Ｌ、Ｓｉｇｂ２＝Ｈが印加され、ノードｎｏ４をアノード、ノードｎｏ３をカソードとしたダイオードとなる。双方向スイッチＧｔ３ａは、制御信号Ｓｉｇｃ１＝Ｌ、Ｓｉｇｃ２＝Ｌが印加され、遮断状態となる。双方向スイッチＧｔ３ｂは、制御信号Ｓｉｇｄ１＝Ｌ、Ｓｉｇｄ２＝Ｈが印加され、ノードｎｏ６をアノード、ノードｎｏ７をカソードとしたダイオードとなる。

このように、制御信号Ｓｉｇｂ１及び制御信号Ｓｉｇｂ２のＬとＨとの切り替わりは、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している。これにより、交流電源の電圧極性の切り替わりに同期して、双方向スイッチＧｔ２の状態を切り替えることができる。

具体的には、上述したように、双方向スイッチＧｔ２は、ゲートＧ１にＨが印加され、且つ、ゲートＧ２にＬが印加された場合、図２Ｂの状態３に示すような、双方向のうちの一方向に導通するダイオード特性を示す。一方、ゲートＧ１にＬが印加され、且つ、ゲートＧ２にＨが印加された場合、図２Ｂの状態４に示すような、状態３の逆方向に導通するダイオード特性を示す。これにより、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して、双方向スイッチＧｔ２のダイオード特性を切り替えることができる。つまり、スナバ回路１０１を流れる電流の方向を切り替えることができる。その結果、双方向スイッチＧｔ２は無駄な電流を流すことがないので、スイッチング電源装置１００の電力変換効率を高めることができる。

なお、図４Ａ及び図４Ｂに示すように、双方向スイッチＧｔ１のゲートＧａ１及びＧａ２は、いずれか一方をパルス駆動すればよく、他方は制御信号Ｓｉｇａ１及びＳｉｇａ２を交流電源Ｖａｃの極性に同期して制御することも可能である。例えば、図５に示すように、制御信号Ｓｉｇａ１及びＳｉｇａ２は、一方をパルス信号、他方を交流電源Ｖａｃの極性に同期する信号として、それらを時間的に交互に切り替えてもよい。

＜動作＞
図６Ａは、交流電源Ｖａｃが正電圧の場合のノードｎｏ３における電圧変化を示すタイミングチャートであり、図６Ｂは、交流電源Ｖａｃが負電圧の場合のノードｎｏ３における電圧変化を示すタイミングチャートである。

図６Ａ及び図６Ｂを用いて、図４Ａ及び図４Ｂを参照しながらスイッチング電源装置１００の動作を説明する。

（交流電源Ｖａｃが正電圧の場合）
制御信号Ｓｉｇａ１＝Ｓｉｇａ２＝Ｈのとき、双方向スイッチＧｔ１はオンとなり、交流電源Ｖａｃから、トランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路に電流が流れる。このとき、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３はノードｎｏ２の電圧Ｖｎｏ２と同電位であるため、「ノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１がノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３よりも高い」という条件が成立し、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ２には電流は流れない。よって、交流電源ＶａｃはトランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路のみに電流を供給する。

次に、制御信号Ｓｉｇａ１＝Ｓｉｇａ２＝Ｌになると、双方向スイッチＧｔ１はオフとなり、交流電源ＶａｃからのトランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路への電流供給が遮断される。このとき、双方向スイッチＧｔ１がオフになることで、トランスＴａの２次巻線に電流が発生し、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ３ａを介して平滑容量ＣＬに電流が供給され直流電圧が生成される。同時に、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の電圧がノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１より高くなる。電圧Ｖｎｏ３の電圧が高くなると、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ２に電流が流れ始め、容量Ｃｓ及び抵抗Ｒｓからなる電圧抑制回路１０２を介してノードｎｏ３からノードｎｏ１に向けて電流が流れる。これによって、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の過度の上昇を抑制し、双方向スイッチＧｔ１のソースＳ１とソースＳ２との間に高い電位差が生じる事を抑制している。

なお、交流電源Ｖａｃの交流電圧が０Ｖのときの動作は、交流電源Ｖａｃが正電圧の場合の動作と同様である。

（交流電源Ｖａｃが負電圧の場合）
制御信号Ｓｉｇａ１＝Ｓｉｇａ２＝Ｈのとき、双方向スイッチＧｔ１はオンとなり、交流電源Ｖａｃから、トランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１に電流が流れる。このとき、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３はノードｎｏ２の電圧Ｖｎｏ２と同電位であるため、「ノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１がノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３よりも低い」という条件が成立し、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ２には電流は流れない。よって、交流電源ＶａｃはトランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路のみに電流を供給する。

次に、制御信号Ｓｉｇａ１＝Ｓｉｇａ２＝Ｌになると、双方向スイッチＧｔ１はオフとなり、交流電源ＶａｃからのトランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路への電流供給が遮断される。このとき、双方向スイッチＧｔ１がオフになることで、トランスＴａの２次巻線に電流が発生し、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ３ｂを介して平滑容量ＣＬに電流が供給され直流電圧が生成される。同時に、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の電圧がノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１より低くなる。電圧Ｖｎｏ３の電圧が低くなると、ダイオード特性を示す双方向スイッチＧｔ２に電流が流れ始め、容量Ｃｓ及び抵抗Ｒｓからなる電圧抑制回路１０２にノードｎｏ１からノードｎｏ３に向けて電流が供給される。これによって、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の過度の低下を抑制し、双方向スイッチＧｔ１のソースＳ１とソースＳ２との間に高い電位差が生じる事を抑制している。

このように、スイッチング電源装置１００は、双方向スイッチＧｔ２を用いたスナバ回路１０１を備える事で、交流電源Ｖａｃが正電圧及び負電圧のいずれの場合も、双方向スイッチＧｔ１をスイッチングした際に双方向スイッチＧｔ１のソースＳ１とソースＳ２との両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。

＜ゲート制御回路＞
上述した双方向スイッチＧｔ２、Ｇｔ３ａ及びＧｔ３ｂは、当該双方向スイッチの２つのゲートの電圧を制御するゲート制御回路により制御される。

図７は、双方向スイッチＧｔ２、Ｇｔ３ａ及びＧｔ３ｂを制御するためのゲート制御回路を有するスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。

同図に示すように、スイッチング電源装置１００は、電圧レベル検知回路１１０と、ゲート制御回路１１１〜１１４を備える。

電圧レベル検知回路１１０は、ノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１がノードｎｏ２の電圧Ｖｎｏ２を基準として、正電圧あるいは負電圧であるかを検知し、正論理信号Ｓｂ１と反転論理信号Ｓｂ２を出力する、電圧極性を検知する電圧極性検知回路である。ゲート制御回路１１１は正論理信号Ｓｂ１と同相かつノードｎｏ４の電圧Ｖｎｏ４を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｂ１を出力する。ゲート制御回路１１２は反転論理信号Ｓｂ２と同相かつノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｂ２を出力する。ゲート制御回路１１３は正論理信号Ｓｂ１と同相かつノードｎｏ７の電圧Ｖｎｏ７を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｃ２を出力するゲート制御回路である。ゲート制御回路１１４は反転論理信号Ｓｂ２と同相かつノードｎｏ７の電圧Ｖｎｏ７を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｄ２を出力する。ここで、双方向スイッチＧｔ３ａの制御信号Ｓｉｇｃ１はノードｎｏ５の電圧Ｖｎｏ５と同電位に設定され、双方向スイッチＧｔ３ｂの制御信号Ｓｉｇｄ１はノードｎｏ６の電圧Ｖｎｏ６と同電位に設定されている。

なお、ゲート制御回路１１１及びゲート制御回路１１２は、本発明の一態様の第１制御部に相当する。

次に、図８を用いて、双方向スイッチＧｔ２、Ｇｔ３ａ及びＧｔ３ｂの各ゲートに印加されるバイアス生成について説明する。同図は、電圧レベル検知回路１１０の動作を示すタイミングチャートである。

（交流電源Ｖａｃが正電圧の場合）
電圧レベル検知回路１１０は、交流電源Ｖａｃの交流電圧が正電圧であることを検知し、正電圧であることを示す正論理信号Ｓｂ１＝Ｈ、反転論理信号Ｓｂ２＝Ｌを出力する。これによって、ゲート制御回路１１１は制御信号Ｓｉｇｂ１＝Ｈ、ゲート制御回路１１２は制御信号Ｓｉｇｂ２＝Ｌを出力し、双方向スイッチＧｔ２はノードｎｏ３をアノード、ノードｎｏ４をカソードとしたダイオード特性を示す。また、ゲート制御回路１１３は制御信号Ｓｉｇｃ２＝Ｈを出力し、制御信号Ｓｉｇｃ１＝Ｖｎｏ５であるため、双方向スイッチＧｔ３ａはノードｎｏ５をアノード、ノードｎｏ７をカソードとしたダイオード特性を示す。さらに、ゲート制御回路１１４は制御信号Ｓｉｇｄ２＝Ｌを出力し、制御信号Ｓｉｇｄ１＝Ｖｎｏ６であるため、双方向スイッチＧｔ３ｂは遮断状態となる。以上によって、スイッチング電源装置１００は、図４Ａの等価回路で表される状態となる。このときの２次巻線側での電流経路、つまりノードｎｏ８からトランスＴａの２次巻線、ノードｎｏ５、双方向スイッチＧｔ３ａ及びノードｎｏ７を経由して平滑容量ＣＬに至る電流経路は、本発明の他の一態様の第１電流経路に相当する。

（交流電源Ｖａｃが負電圧の場合）
電圧レベル検知回路１１０は、交流電源Ｖａｃの交流電圧が負電圧であることを検知し、負電圧であることを示す正論理信号Ｓｂ１＝Ｌ、反転論理信号Ｓｂ２＝Ｈを出力する。これによって、ゲート制御回路１１１は制御信号Ｓｉｇｂ１＝Ｌ、ゲート制御回路１１２は制御信号Ｓｉｇｂ２＝Ｈを出力し、双方向スイッチＧｔ２はノードｎｏ４をアノード、ノードｎｏ３をカソードとしたダイオード特性を示す。また、ゲート制御回路１１３は制御信号Ｓｉｇｃ２＝Ｌを出力し、制御信号Ｓｉｇｃ１＝Ｖｎｏ５であるため、双方向スイッチＧｔ３ａは遮断状態となる。さらに、ゲート制御回路１１４は制御信号Ｓｉｇｄ２＝Ｈを出力し、制御信号Ｓｉｇｄ１＝Ｖｎｏ６であるため、双方向スイッチＧｔ３ｂはノードｎｏ６をアノード、ノードｎｏ７をカソードとしたダイオード特性を示す。以上によって、スイッチング電源装置１００は、図４Ｂの等価回路で表される状態となる。このときの２次巻線側での電流経路、つまりノードｎｏ８からトランスＴａの２次巻線、ノードｎｏ６、双方向スイッチＧｔ３ｂ及びノードｎｏ７を経由して平滑容量ＣＬに至る電流経路は、本発明の他の一態様の第２電流経路に相当する。

このように、スイッチング電源装置１００は、トランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路の両端の電位差から、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性を判定する電圧レベル検知回路１１０を備える。これにより、交流電圧の電圧極性の切り替わりのタイミングを検知できる。その結果、第１の電流経路と第２の電流経路とをより適切に切り替えることができるので、スイッチング電源装置１００の電力変換効率を一層高めることができる。なお、電圧レベル検知回路１１０は、本発明のさらに他の一態様の電圧検知回路に相当する。

また、スナバ回路１０１は、さらに、ゲートＧｂ１に制御信号Ｓｉｇｂ１を印加し、且つ、ゲートＧｂ２に制御信号Ｓｉｇｂ２を印加することにより、双方向スイッチＧｔ２を制御するゲート制御回路１１１及び１１２を備え、制御信号Ｓｉｇｂ１は、ＨとＬとを繰り返し、制御信号Ｓｉｇｂ２は、ＨとＬとを制御信号Ｓｉｇｂ１と逆相で繰り返す。

また、スイッチング電源装置は、ゲートＧｃ２に、ＨとＬとを繰り返す制御信号Ｓｉｇｃ２を印加し、ゲートＧｄ２に、ＨとＬとを制御信号Ｓｉｇｃ２と逆相で繰り返す制御信号Ｓｉｇｄ２を印加するゲート制御回路１１３及び１１４を備える。なお、このゲートＧｃ２、ゲートＧｄ２、制御信号Ｓｉｇｃ２及び制御信号Ｓｉｇｄ２は、それぞれ、本発明の他の一態様の第６のゲート、第８のゲートに相当し、第５の制御信号及び第６の制御信号に相当する。また、ゲート制御回路１１３及び１１４は、本発明の一態様のゲート制御部に相当する。

また、制御信号Ｓｉｇｃ２及びＳｉｇｄ２の信号レベルの切り替わりは、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している。これにより、第１の電流経路と第２の電流経路とを適切に切り替えることができるので、スイッチング電源装置１００の電力変換効率を高めることができる。

また、ゲートＧｃ１はトランスＴａの２次巻線の一端に接続され、ゲートＧｄ１はトランスＴａの２次巻線の他端に接続されている。これにより、ゲートＧｃ１及びＧｄ１を制御するための制御部を新たに設ける必要がなくなり、小型化できる。なお、このゲートＧｃ１は本発明の一態様の第５のゲートに相当し、ゲートＧｄ１は本発明の他の一態様の第７のゲートに相当する。

＜まとめ＞
以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、交流電源Ｖａｃの交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、１次巻線及び２次巻線を有するトランスＴａと、１次巻線に直列に接続された双方向スイッチＧｔ１と、１次巻線に並列に接続されたスナバ回路１０１とを備え、交流電圧は、１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路に印加され、スナバ回路１０１は、双方向スイッチＧｔ１を制御するための双方向スイッチＧｔ２を有する。

このように、トランスのＴａの１次巻線に接続されたノーマリーオフの双方向スイッチＧｔ１を用いることで、トランスＴａの１次巻線に流れる電流を制御することができる。そして、双方向スイッチＧｔ２を用いたスナバ回路１０１を備える事で、双方向スイッチＧｔ１のソースＳ１とソースＳ２との両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。なお、双方向スイッチＧｔ２のゲートＧｂ１及びゲートＧｂ２は、本発明の一態様の第１のゲート及び第２のゲートにそれぞれ対応する。

また、双方向スイッチＧｔ２は、交流電源Ｖａｃの電圧極性に応じてダイオードの向きを変化させるため、無駄な電流を流すことがなく、スイッチング電源装置１００の電力変換効率を高めることができる。

つまり、スイッチング電源装置１００は、交流電源Ｖａｃの交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、１次巻線及び２次巻線を有するトランスＴａと、１次巻線に直列に接続された双方向スイッチＧｔ１と、１次巻線に並列に接続されたスナバ回路１０１とを備え、交流電圧は、１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路に印加され、スナバ回路１０１は、一方向に導通する第１のダイオード特性と一方向とは逆である逆方向に導通する第２のダイオード特性とを切り替え可能な双方向スイッチＧｔ２を含む。なお、双方向スイッチＧｔ２は、本発明の一態様の第２の双方向スイッチ及び他の一態様の素子に相当する。双方向スイッチＧｔ１は、本発明の一態様の第１の双方向スイッチ及び他の一態様の双方向スイッチに相当する。

このように、トランスＴａの１次巻線に接続された双方向スイッチＧｔ１を用いることで、トランスＴａの１次巻線に流れる電流を制御することができる。そして、双方向スイッチＧｔ２を用いたスナバ回路１０１を備える事で、双方向スイッチＧｔ１の両端間に生じる電位差が高くなるのを抑制することができる。

また、スイッチング電源装置１００は、さらに、双方向スイッチＧｔ２のダイオード特性を交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して切り替える電圧レベル検知回路１１０と、ゲート制御回路１１１及び１１２とを備える。なお、電圧レベル検知回路１１０と、ゲート制御回路１１１及び１１２とは、本発明の他の一態様の制御部に相当する。

これにより、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して、双方向スイッチＧｔ２のダイオード特性を切り替えることができる。つまり、スナバ回路１０１を流れる電流の方向を切り替えることができる。その結果、双方向スイッチＧｔ２は無駄な電流を流すことがないので、スイッチング電源装置１００の電力変換効率を高めることができる。

また、トランスＴａの２次巻線を第１の電流経路（交流電源Ｖａｃが正電圧のときに平滑容量ＣＬに電荷を供給する電流経路）と第２の電流経路（交流電源Ｖａｃが負電圧のときに平滑容量ＣＬに電荷を供給する電流経路）を交流電源Ｖａｃの電圧極性に応じて切り替えることで、交流電源を１次巻線で直接スイッチングしてトランスＴａの２次巻線に発生した電流を全波整流し直流電圧を得る事が可能となる。

つまり、スイッチング電源装置１００は、トランスＴａの２次巻線の両端と出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２との間に設けられた、導通及び遮断可能な第１及び第２の電流経路を有する整流回路１０３及び１０４とを備え、交流電源Ｖａｃの交流電圧は、トランスＴａの１次巻線と双方向スイッチＧｔ１とからなる直列回路に印加され、整流回路１０３及び１０４は、第１の電流経路及び第２の電流経路のいずれか一方を導通且つ他方を遮断するように選択的に切り替えることにより、トランスＴａの１次巻線に印加された電圧を全波整流する。

これにより、トランスＴａの１次巻線に交流電圧を印加する際、２次巻線側での整流動作が可能となる。つまり、双方向スイッチＧｔ１がオンのときにはトランスＴａにエネルギーを蓄積し、双方向スイッチＧｔ１がオフのときには整流動作をするような、トランスＴａの２次巻線に接続された整流回路１０３及び１０４を実現できる。なお、整流回路１０３及び１０４は、本発明のさらに他の一態様の全波整流回路に相当する。

具体的には、トランスＴａの２次巻線は、両端の間の位置に設けられた中間端子を有し、第１の電流経路は、２次巻線の一端と出力端子ＯＵＴ１との間に設けられた双方向スイッチＧｔ３ａを有し、第２の電流経路は、２次巻線の他端と出力端子ＯＵＴ１との間に設けられた双方向スイッチＧｔ３ｂを有する。

また、双方向スイッチＧｔ３ａ及びＧｔ３ｂはそれぞれ、２つのゲートを有する。なお、双方向スイッチＧｔ３ａ及びＧｔ３ｂと、双方向スイッチＧｔ３ａのゲートＧｃ１及びＧｃ２と、双方向スイッチＧｔ３ｂのゲートＧｄ１及びＧｄ２とは、本発明のさらに他の一態様の第３の双方向スイッチ、第４の双方向スイッチ、第５のゲート、第６のゲート、第７のゲート及び第８のゲートにそれぞれ相当する。

なお、本実施形態に係るスイッチング電源装置は上記の構成に限らない。

例えば、スナバ回路１０１として、ノーマリーオフの双方向スイッチを用いて、交流電源Ｖａｃの電圧極性に応じてダイオードの向きを制御する構成であればよく、電圧抑制回路１０２の受動素子は必ずしも必要ない。また、双方向ツェナーダイオードを追加してもよい。更には、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の電圧抑制手段としてグランドを利用してもよく、その場合にはグランドとノードｎｏ３との間にスナバ回路１０１を設けることとしてもよい。

（第１の実施形態の変形例１）
スイッチング電源装置１００は図９に示すような構成でもよい。図９は、第１の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

同図に示すスイッチング電源装置１００は、図７に示すスイッチング電源装置１００と比較して、２次巻線にセンタータップを有していたトランスＴａをセンタータップ無しのトランスＴｂに置き換え、トランスＴｂの２次巻線の全波整流の生成方法として、整流回路１０３を反転論理信号Ｓｂ２に応じて制御されるスイッチＴｒ１とダイオードＤ１とで構成し、整流回路１０４を正論理信号Ｓｂ１に応じて制御されるスイッチＴｒ２とダイオードＤ２とで構成する点が異なる。また、ノードｎｏ８はグランドに接続され、ノードｎｏ８の電圧はグランド電圧となっている。

これによっても交流電源Ｖａｃの電圧極性に応じて第１の電流経路と第２の電流経路とを切り替える事ができ、交流電源Ｖａｃを１次巻線側でスイッチングしてトランスＴｂの２次巻線側に発生した電流を全波整流し直流電圧を得る事が可能である。更には、スイッチＴｒ１、Ｔｒ２はグランド基準の電圧で制御可能であり、部品コストを削減することが可能である。

以上のように、本変形例に係るスイッチング電源装置１００において、整流回路１０３及び１０４は、トランスＴａの２次巻線の一端とグランドとの間に設けられ、反転論理信号Ｓｂ２に応じてオンすることによりトランスＴａの２次巻線の一端の電圧をグランド電圧に設定可能な第１のスイッチＴｒ１と、トランスＴａの２次巻線の他端とグランドとの間に設けられ、正論理信号Ｓｂ１に応じてオンすることによりトランスＴａの２次巻線の他端の電圧をグランド電圧に設定可能なスイッチＴｒ２と、トランスＴａの２次巻線の一端と出力端子ＯＵＴ１との間に設けられたダイオードＤ１と、トランスＴａの２次巻線の他端と出力端子ＯＵＴ１との間に設けられたダイオードＤ２とを備える。

これにより、第１の電流経路と第２の電流経路とを切り替えるための制御部等を別途設ける必要がなく、部品コストを削減することができる。また、変換後の直流電圧を、グランド電圧を基準とした電圧とできる。なお、スイッチＴｒ１、スイッチＴｒ２、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２は、本発明のさらに他の一態様の第１スイッチ、第２スイッチ、第１のダイオード及び第２のダイオードに相当する。

また、本変形例に係るスイッチング電源装置１００において、スイッチＴｒ１は、ゲートを有し、当該ゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、スイッチＴｒ２は、ゲートを有し、当該ゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、スイッチング電源装置１００は、さらに、ＨとＬとを繰り返す反転論理信号Ｓｂ２をスイッチＴｒ１のゲートに印加し、ＨとＬとを反転論理信号Ｓｂ２と逆相で繰り返す正論理信号Ｓｂ１をスイッチＴｒ２のゲートに印加する電圧レベル検知回路１１０を備える。

つまり、正論理信号Ｓｂ１及び反転論理信号Ｓｂ２の信号レベルの切り替わりは、交流電源Ｖａｃの交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している。なお、スイッチＴｒ１のゲート、スイッチＴｒ２のゲート、正論理信号Ｓｂ１、反転論理信号Ｓｂ２及び電圧レベル検知回路１１０は、本発明のさらに他の一態様の第９のゲート、第１０のゲート、第１０の制御信号、第９の制御信号及び制御回路にそれぞれ相当する。

なお、図９のトランスＴｂの２次巻線側の全波整流の生成方法は、ダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれスイッチで構成し、トランスＴｂに補助巻線を加え、補助巻線に誘起される電圧でそれらのスイッチをオンオフ制御する事で同期整流することも可能である。

（第１の実施形態の変形例２）
また、トランスＴｂの２次巻線側の全波整流の生成方法は上記に限らない。

図１０は、第１の実施形態の変形例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

同図に示すように、トランスＴｂの２次巻線の全波整流の生成方法は、フルブリッジスイッチングコンバータなど、トランスＴｂの１次巻線を交流電圧として駆動する際のトランスＴｂの２次巻線の全波整流手段として用いる事が可能である。

（第２の実施形態）
本実施形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００とほぼ同じであるが、主に、双方向スイッチＧｔ２のゲートＧｂ１及びＧｂ２に印加される制御信号が同相である点が異なる。以下、本実施形態に係るスイッチング電源装置について、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００と異なる点を中心に説明する。

＜構成＞
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２００の構成を示す回路図である。

スイッチング電源装置２００は、双方向スイッチＧｔ２と、スイッチＴｒａ及びＴｒｂとを双方向スイッチＧｔ１に同期させて動作させる。

ゲート制御回路２０１はノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３を基準電圧とし、制御信号Ｓｉｇと同相の制御信号Ｓｉｇａ１を出力する。ゲート制御回路２０２はノードｎｏ２の電圧Ｖｎｏ２を基準電圧とし、制御信号Ｓｉｇと同相の制御信号Ｓｉｇａ２を出力する。ＡＮＤ回路２０３及び２０４は制御信号Ｓｉｇと逆相である制御信号ＮＳｉｇと電圧レベル検知回路１１０が出力する正論理信号Ｓｂ１と反転論理信号Ｓｂ２とを論理演算する。整流回路２０５は、ノードｎｏ５の電圧Ｖｎｏ５を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｃを出力するゲート制御回路２０６と、ゲート制御回路２０６により制御されるスイッチＴｒａとからなる。整流回路２０７は、ノードｎｏ６の電圧Ｖｎｏ６を基準電圧とした制御信号Ｓｉｇｄを出力するゲート制御回路２０８と、ゲート制御回路２０８により制御されるスイッチＴｒｂとからなる。

＜動作＞
次に、図１２を参照しつつ、図１１に示したスイッチング電源装置２００の動作について説明する。図１２は、スイッチング電源装置２００の動作の一例を示すタイミングチャートであり、具体的には、交流電源Ｖａｃの電圧波形と、制御信号Ｓｉｇ及びＮＳｉｇと、正論理信号Ｓｂ１と、反転論理信号Ｓｂ２と、制御信号Ｓｉｇａ１、Ｓｉｇａ２、Ｓｉｇｂ１、Ｓｉｇｂ２、Ｓｉｇｃ及びＳｉｇｄの電圧波形とが示されている。

ここで、制御信号Ｓｉｇはパルス信号としてスイッチング電源装置２００に与えられ、制御信号Ｓｉｇと逆相の信号である制御信号ＮＳｉｇも同様にパルス信号としてスイッチング電源装置２００に与えられる。また、電圧レベル検知回路１１０は、交流電源Ｖａｃが０Ｖ以上（交流電源Ｖａｃが正電圧）のときは、正論理信号Ｓｂ１をＨとして出力し、交流電源Ｖａｃが０Ｖ未満（交流電源Ｖａｃが負電圧）のときは、反転論理信号Ｓｂ２をＨとして出力する。

（交流電源Ｖａｃが正電圧の場合）
制御信号ＳｉｇがＨとなっていると、双方向スイッチＧｔ１はオンとなり、トランスＴａの１次巻線に電流が流れる。一方、制御信号ＮＳｉｇがＬであるため、双方向スイッチＧｔ２には電流は流れず、交流電源ＶａｃはトランスＴａの１次巻線にのみ電流を供給する。またトランスＴａの２次巻線においても、制御信号Ｓｉｇ２１及びＳｉｇ２２がＬであるため、スイッチＴｒａ，Ｔｒｂはオフとなり電流は流れない。

制御信号ＳｉｇがＬになると、双方向スイッチＧｔ１がオフとなり、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３がノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１よりも高い電圧となる。同時に、制御信号ＮＳｉｇがＨとなっており、双方向スイッチＧｔ２がオンとなり、双方向スイッチＧｔ２を介してノードｎｏ３からノードｎｏ１に電流が流れることで、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の過度の上昇を抑制し、双方向スイッチＧｔ１のソースＳ１とソースＳ２との間に高い電位差が生じる事を抑制している。

また、制御信号Ｓｉｇ２１がＨとなることで、トランスＴａの２次巻線に生じた電流は、スイッチＴｒａを介して平滑容量ＣＬへ流れ込み、直流電圧が生成される。

（交流電源Ｖａｃが負電圧の場合）
制御信号ＳｉｇがＨとなっていると、双方向スイッチＧｔ１はオンとなり、トランスＴａの１次巻線に電流が流れる。一方、制御信号ＮＳｉｇがＬであるため、双方向スイッチＧｔ２には電流は流れず、交流電源ＶａｃはトランスＴａの１次巻線にのみ電流を供給する。またトランスＴａの２次巻線側においても、制御信号Ｓｉｇ２１及びＳｉｇ２２がＬであるため、スイッチＴｒａ、Ｔｒｂはオフとなり電流は流れない。

制御信号ＳｉｇがＬになると、双方向スイッチＧｔ１がオフとなり、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３がノードｎｏ１の電圧Ｖｎｏ１よりも低い電圧となる。同時に、制御信号ＮＳｉｇがＨとなっており、双方向スイッチＧｔ２がオンとなり、双方向スイッチＧｔ２を介してノードｎｏ１からノードｎｏ３に電流が流れることで、ノードｎｏ３の電圧Ｖｎｏ３の電圧が低くなりすぎることを抑制している。また、制御信号Ｓｉｇ２２がＨとなることで、トランスＴａの２次巻線側に生じた電流は、スイッチＴｒｂを介して平滑容量ＣＬへ流れ込み、直流電圧が生成される。

以上により、スナバ回路１０１および、トランスＴａの２次巻線側の整流回路２０５、２０７を同期制御した場合においても、交流電源Ｖａｃを直接トランスＴａで電力変換し、トランスＴａの２次巻線側に直流電圧を生成する事ができる。

このように、本実施形態における整流回路２０５及び２０７は同期整流することで、ダイオード特性を利用していた第１の実施形態における整流回路１０３及び１０４と比較して、電力損失が少なくてすむ。その結果、本実施形態に係るスイッチング電源装置２００は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００と比較して、より高い電力変換効率を実現できる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置２００において、制御信号Ｓｉｇｂ２は、ＨとＬとを制御信号Ｓｉｇｂ１と同相で繰り返す。

また、スイッチング電源装置２００は、ゲートＧａ１に制御信号Ｓｉｇａ１を印加し、且つ、ゲートＧａ２に制御信号Ｓｉｇａ２を印加することにより、双方向スイッチＧｔ１を制御するゲート制御回路２０１及び２０２を備え、制御信号Ｓｉｇａ１は、ＨとＬとを繰り返し、制御信号Ｓｉｇａ２は、ＨとＬとを制御信号Ｓｉｇａ１と同相で繰り返し、制御信号Ｓｉｇｂ１及びＳｉｇｂ２は、制御信号Ｓｉｇａ１及びＳｉｇａ２と逆相である。つまり、双方向スイッチＧｔ１と双方向スイッチＧｔ２とを、互いに異なる特性で動作させる。なお、双方向スイッチＧｔ１のゲートＧａ１と、双方向スイッチＧｔ１のゲートＧａ２とは、本発明の一態様の第３のゲートと第４のゲートとにそれぞれ相当する。また、ゲート制御回路２０１及び２０２は、本発明の一態様の第２制御部及び他の一態様の制御部に相当する。

なお、整流回路２０５及び２０７のゲート制御回路２０６及び２０８は、トランスＴａの補助巻き線を利用し、補助巻き線とグランド間に制御信号Ｓｉｇ２１及びＳｉｇ２２に応じて制御されるスイッチを備える構成でもよい。

また、図１３に示すように、双方向スイッチＧｔ１のゲートは、いずれか一方をパルス駆動すればよく、他方は制御信号Ｓｉｇａ１、Ｓｉｇａ２を交流電源Ｖａｃの極性に同期して制御することも可能である。

以上、本発明の一つまたは複数の態様に係るスイッチング電源装置について、実施形態及び変形例に基づいて説明したが、本発明は、これら実施形態及び変形例に限定されるものではない。本発明の主旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施形態及び変形例に適用したものや、異なる実施形態及び変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つまたは複数の態様の範囲内に含まれてもよい。

例えば、図９で示したダイオードＤ１及びＤ２をスイッチで構成し、これらスイッチを同期制御してもよい。これにより、第１の電流経路（交流電源Ｖａｃが正電圧のときに平滑容量ＣＬに電荷を供給する電流経路）と第２の電流経路（交流電源Ｖａｃが負電圧のときに平滑容量ＣＬに電荷を供給する電流経路）とを損失を抑えて切り替える事ができる。また、ダイオードＤ１及びＤ２を用いた構成であっても、ダイオード損失の少ないものであれば、同様の効果を期待する事ができる。

本発明にかかるスイッチング電源装置は、家電やパソコンなどに用いられる電源アダプタなどに有用である。

１０、Ｇｔ、Ｇｔ１、Ｇｔ２、Ｇｔ３ａ、Ｇｔ３ｂ双方向スイッチ
１００、２００、９００スイッチング電源装置
１０１スナバ回路
１０２電圧抑制回路
１０３、１０４、２０５、２０７整流回路
１１０電圧レベル検知回路
１１１、１１２、１１３、１１４、２０１、２０２、２０６、２０８ゲート制御回路
２０３ＡＮＤ回路
ＣＬ平滑容量
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ダイオード
Ｄ１０、Ｄ２０整流ダイオード
Ｇ１、Ｇ２、Ｇａ１、Ｇａ２、Ｇｂ１、Ｇｂ２、Ｇｃ１、Ｇｃ２、Ｇｄ１、Ｇｄ２ゲート
ＩＮ１、ＩＮ２入力端子
Ｌ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｔａ、Ｔｂトランス
Ｌ４０インダクタンス
Ｍ１、Ｍ２、Ｔｒａ、Ｔｒｂ、Ｔｒ１、Ｔｒ２スイッチ
ｎｏ１〜ｎｏ８ノード
ＯＵＴ１、ＯＵＴ２出力端子
ＮＳｉｇ、ＰＷＭ、Ｓｉｇ、Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２、Ｓｉｇ２１、Ｓｉｇ２２、Ｓｉｇａ１、Ｓｉｇａ２、Ｓｉｇｂ１、Ｓｉｇｂ２、Ｓｉｇｃ、Ｓｉｇｃ１、Ｓｉｇｃ２、Ｓｉｇｄ、Ｓｉｇｄ１、Ｓｉｇｄ２制御信号
Ｒ１、Ｒ２、Ｒｓ抵抗
Ｓ１、Ｓ２ソース
Ｓｂ１正論理信号
Ｓｂ２反転論理信号
Ｖａｃ交流電源
Ｚ負荷

Claims

交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列に接続された第１の双方向スイッチと、
前記１次巻線に並列に接続されたスナバ回路とを備え、
前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、
前記スナバ回路は、前記第１の双方向スイッチを制御するための第２の双方向スイッチを有する
スイッチング電源装置。
前記第２の双方向スイッチは、第１のゲートと第２のゲートとを備える
請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記スナバ回路は、さらに、前記第１のゲートに第１の制御信号を印加し、且つ、前記第２のゲートに第２の制御信号を印加することにより、前記第２の双方向スイッチを制御する第１制御部を備え、
前記第１の制御信号は、第１の信号レベルと前記第１の信号レベルとは異なる第２の信号レベルとを繰り返し、
前記第２の制御信号は、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第１の制御信号と逆相で繰り返す
請求項２に記載のスイッチング電源装置。
前記第１および第２の制御信号の信号レベルの切り替わりは、前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している
請求項３に記載のスイッチング電源装置。
前記第２の双方向スイッチは、
前記第１のゲートに前記第１の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第２の信号レベルが印加された場合、双方向のうちの一方向に導通するダイオード特性を示し、
前記第１のゲートに前記第２の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第１の信号レベルが印加された場合、前記一方向の逆である逆方向に導通するダイオード特性を示す
請求項４に記載のスイッチング電源装置。
前記スナバ回路は、さらに、前記第１のゲートに第１の制御信号を印加し、且つ、前記第２のゲートに第２の制御信号を印加することにより、前記第２の双方向スイッチを制御する第１制御部を備え、
前記第１の制御信号は、第１の信号レベルと前記第１の信号レベルとは異なる第２の信号レベルとを繰り返し、
前記第２の制御信号は、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第１の制御信号と同相で繰り返す
請求項２に記載のスイッチング電源装置。
前記第１の双方向スイッチは、第３のゲートと第４のゲートとを備え、
前記スイッチング電源装置は、さらに、
前記第３のゲートに第３の制御信号を印加し、且つ、前記第４のゲートに第４の制御信号を印加することにより、前記第１の双方向スイッチを制御する第２制御部を備え、
前記第３の制御信号は、第３の信号レベルと前記第３の信号レベルとは異なる第４の信号レベルとを繰り返し、
前記第４の制御信号は、前記第３の信号レベルと前記第４の信号レベルとを前記第３の制御信号と同相で繰り返し、
前記第１および第２の制御信号は、前記第３および第４の制御信号と逆相である
請求項６に記載のスイッチング電源装置。
前記第２の双方向スイッチは、
前記第１のゲートに前記第１の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第１の信号レベルが印加されたとき、双方向に導通する特性を示し、
前記第１のゲートに前記第２の信号レベルが印加され、且つ、前記第２のゲートに前記第２の信号レベルが印加されたとき、双方向の何れの向きの導通も遮断する特性を示す
請求項７に記載のスイッチング電源装置。
交流電圧が入力されるスイッチング電源装置であって、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列に接続された双方向スイッチと、
前記１次巻線に並列に接続されたスナバ回路とを備え、
前記交流電圧は、前記１次巻線と前記双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、
前記スナバ回路は、一方向に導通する第１のダイオード特性と前記一方向とは逆である逆方向に導通する第２のダイオード特性とを切り替え可能な素子を含む
スイッチング電源装置。
さらに、前記素子のダイオード特性を前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期して切り替える制御部を備える
請求項９に記載のスイッチング電源装置。
入力された交流電圧を直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
前記直流電圧を出力する出力端子と、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列に接続され、第１のゲート及び第２のゲートを有する第１の双方向スイッチと、
前記２次巻線の両端と前記出力端子との間に設けられた、導通及び遮断可能な第１及び第２の電流経路を有する全波整流回路とを備え、
前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、
前記全波整流回路は、前記第１の電流経路及び前記第２の電流経路のいずれか一方を導通且つ他方を遮断するように選択的に切り替えることにより、前記１次巻線に印加された電圧を全波整流し、
前記第１のゲートには、第１の制御信号が印加され、前記第２のゲートには、第２の制御信号が印加され、
前記第１の制御信号の周波数及び前記第２の制御信号の周波数は、前記交流電圧の極性に応じて切り替えられ、
前記第１の制御信号の周波数が第１の周波数であるとき、前記第２の制御信号の周波数は、前記第１の周波数とは異なる第２の周波数である
スイッチング電源装置。
前記２次巻線は、両端の間の位置に設けられた中間端子を有し、
前記第１の電流経路は、前記２次巻線の一端と前記出力端子との間に設けられた第３の双方向スイッチを有し、
前記第２の電流経路は、前記２次巻線の他端と前記出力端子との間に設けられた第４の双方向スイッチを有し、
前記中間端子はグランドに接続されている
請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
前記第３の双方向スイッチは、第５のゲートと第６のゲートとを備え、
前記第４の双方向スイッチは、第７のゲートと第８のゲートとを備えている
請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
さらに、前記第６のゲートに、第１の信号レベルと第２の信号レベルとを繰り返す第５の制御信号を印加し、前記第８のゲートに、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第５の制御信号と逆相で繰り返す第６の制御信号を印加する制御部を備える
請求項１３に記載のスイッチング電源装置。
前記第５および第６の制御信号の信号レベルの切り替わりは、前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している
請求項１４に記載のスイッチング電源装置。
前記第５のゲートが前記２次巻線の前記一端に接続され、
前記第７のゲートが前記２次巻線の前記他端に接続されている
請求項１５に記載のスイッチング電源装置。
前記全波整流回路は、
前記２次巻線の一端とグランドとの間に設けられ、前記第５の制御信号に応じてオンすることにより前記２次巻線の一端の電圧をグランド電圧に設定可能な第１のスイッチと、
前記２次巻線の他端とグランドとの間に設けられ、前記第６の制御信号に応じてオンすることにより前記２次巻線の他端の電圧をグランド電圧に設定可能な第２のスイッチと、
前記２次巻線の前記一端と前記出力端子との間に設けられた第１のダイオードと、
前記２次巻線の前記他端と前記出力端子との間に設けられた第２のダイオードとを備える
請求項１４に記載のスイッチング電源装置。
前記第１のスイッチは、第９のゲートを有し、当該第９のゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、
前記第２のスイッチは、第１０のゲートを有し、当該第１０のゲートに印加される信号レベルに応じてオンし、
前記スイッチング電源装置は、さらに、第１の信号レベルと第２の信号レベルとを繰り返す第５の制御信号を前記第９のゲートに印加し、前記第１の信号レベルと前記第２の信号レベルとを前記第５の制御信号と逆相で繰り返す第６の制御信号を前記第１０のゲートに印加する制御回路を備える
請求項１７に記載のスイッチング電源装置。
前記第５および第６の制御信号の信号レベルの切り替わりは、前記交流電圧の電圧極性の切り替わりに同期している
請求項１８に記載のスイッチング電源装置。
さらに、前記１次巻線と前記双方向スイッチとからなる前記直列回路の両端の電位差から前記交流電圧の電圧極性を判定する電圧検知回路を備える
請求項１１〜１９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
入力された交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給するスイッチング電源装置であって、
前記直流電圧を出力する、前記負荷が介在接続された第１出力端子及び第２出力端子と、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列に接続された第１の双方向スイッチとを備え、
前記交流電圧は、前記１次巻線と前記第１の双方向スイッチとからなる直列回路に印加され、
前記２次巻線は第１の端子と第２の端子と第３の端子とを有し、
前記スイッチング電源装置は、さらに、
前記第１の端子と前記第１出力端子との間に設けられた第２の双方向スイッチと、
前記第２の端子と前記第２出力端子との間に設けられた第３の双方向スイッチとを備え、
前記第３の端子は前記第２出力端子と電気的に接続されている
スイッチング電源装置。
前記第１、第２および第３の双方向スイッチのそれぞれは、第１のゲートと第２のゲートとを備える
請求項２１に記載のスイッチング電源装置。
前記第２および第３の双方向スイッチは、前記交流電圧の電圧極性に応じて制御される
請求項２１又は２２に記載のスイッチング電源装置。