JP5965766B2 - 交流電動機の駆動システム及び電動機車両 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の駆動システム及び電動機車両に関し、例えば、電気鉄道車両、電気自動車、産業用インバータ、風力発電システム、ディーゼル発電機システム等における回転機の制御装置に関する。

近年の省エネ、地球環境保全の世界的な動向に連動して、インバータで駆動される電動機が様々な製品に適用されている。中でも電気鉄道車両や風力発電システムなど、電動機容量の大きな分野への応用が拡大している。電気鉄道用のモータ駆動システムは、高効率を達成するためにモータ本体の高効率化や、それを駆動する変換器の高効率化が進められている。また、非電化区間の鉄道車両用に、ディーゼル発電機システムが用いられており、そこにも交流発電機と電力変換機が用いられている。風力発電分野では、モータを高圧化、大容量化するのが効率を向上させる上では望ましく、数１００ｋＷ〜数ＭＷの発電機が開発されている。

システムの高効率化を目的に、電力変換器においても、変換器本体の損失を抑える検討がなされている。変換器の損失を最も効率的に下げるには、スイッチング周波数の平均値を下げることであり、例えば大容量の変換器では、数１００Ｈｚ以下のキャリア周波数にて、変換器のスイッチング動作を行っている。

鉄道車両では、特許文献１に示すように、高速域においてスイッチング回数が増加しないように、ＰＷＭ（パルス幅変調）時のパルス数を制御するような工夫をしている。一般的には、交流電動機の駆動周波数と、ＰＷＭを行う際のキャリア周波数を同期させてパルスを生成する「同期ＰＷＭ」を採用し、余分な高調波の流出を防ぐと同時に、スイッチング回数が増加することを抑えている。

また、回転機の設計においても、より効率重視の設計がなされるようになっている。高効率な回転機を設計するには、電気定数の一つである巻線抵抗（銅損）を極限まで減らす設計が必要になる。また、電動機の容量を拡大するには、熱設計の点からも損失を下げる必要があり、必然的に抵抗値の小さい回転機になる。

しかし、抵抗値の小さい回転機は、トルク制御を行う際に不安定になり易い。特に回転数が高い領域において、交流電動機のトルク電流と励磁電流間の干渉現象が顕在化して、振動・発散を起こす場合がある。これを抑制するため、電動機の交流電流をトルク電流成分と励磁電流成分に分離して制御するベクトル制御が一般的に採用されている。また、回転機を駆動するインバータのスイッチング回数が少ないと、制御応答の遅延が問題となり、前述の振動・発散現象が生じやすくなる。これに関しては、特許文献２の方式を採用し、キャリア波形内を分割してベクトル制御を行うことにより対策がなされている。

特開２００５−２３７１９４号公報 特開平８−２５１９３０号公報

一般的な手法である同期ＰＷＭは、駆動周波数とキャリア周波数の同期を取る必要があるため、制御の即応性はない。そのため、より高効率な電動機を駆動した場合に、不安定動作に陥る場合がある。特に高速駆動で、かつ、トルクを制御する必要がある鉄道車両用途では、制御性能の劣化は加減速特性に影響を与える恐れがあり問題である。特許文献１の手法では、電圧飽和領域に入った時点で、電圧を任意に制御できなくなり、制御性能は劣化してしまう。また、特許文献２の手法では、制御応答は改善可能であるが、同期ＰＷＭは考慮されてないため、このまま鉄道用途などの駆動周波数の高い用途への適用は不可能である。

本発明は、一般的なベクトル制御技術、ならびに特許文献２記載の発明に関係する部分があるため、図１７、ならびに図１８を用いてそれらの詳細を述べておく。

図１７は、交流電動機５を駆動するモータ・ドライブシステムである。図１７の構成要素は、交流電動機５のトルク指令Ｔｍ^＊を発生する指令発生器１と、トルク指令Ｔｍ^＊に一致したトルクを発生するための制御を行う制御器２と、交流電動機５を駆動するインバータ３、交流電動機５に流れる電流を検出する電流センサ４から成り立っている。

また、インバータ３は、インバータに電力を供給する直流電源３１、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ主回路部３２、インバータ主回路部３２を直接駆動するゲート・ドライバ３３から構成されている。

指令発生器１は、交流電動機５へのトルク指令Ｔｍ^＊を発生する、制御器２の上位に位置する制御器である。鉄道車両用の駆動システムであれば、トルク指令となるが、例えば、産業用のポンプやファン駆動システムであれば、回転数指令を与えることになる。

制御器２は、指令発生器１のトルク指令に基づき、交流電動機５の発生トルクを制御する。制御器２の内部は、ベクトル制御部２１ＦとＰＷＭ処理部２２Ｆから構成されている。さらに、ベクトル制御部２１Ｆは、交流電動機５の交流電流検出値である三相交流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、トルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）に分離して、それぞれの電流制御を行う。

電流制御の結果、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ^＊ならびにＶｑ^＊が演算され、それらを極座標変換器７にて、振幅Ｖ１と電圧指令位相δに変換している。また、ベクトル制御器６にて、交流電動機５の駆動周波数ω１も演算され、ＰＷＭ処理部２２Ｆへと出力される。ＰＷＭに用いるキャリア周波数ωｆｃは、ベクトル制御部２１Ｆにおけるキャリア周波数設定器２１０において設定される。

ＰＷＭ処理部２２Ｆでは、極座標変換されたＶ１（電圧振幅指令）、ならびにδ（電圧位相指令）、駆動周波数ω１、キャリア周波数ωｆｃを入力し、ＰＷＭを実施する。駆動周波数ω１を積分器９ａにて積分し、制御位相θｄを計算する。三相座標変換器８では、極座標の電圧指令であるＶ１、δを三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭパルス発生器１０にてパルス幅変調が実施される。ＰＷＭパルス発生器１０は、三角波のキャリア波と三相交流指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの比較を行い、ＰＷＭ波形を出力する。キャリア波は、一般的にはアップダウンのカウンタが用いられており、タイマー部２１１にて生成される。キャリア波の位相θｆｃは、物理的な意味ではキャリア周波数ωｆｃの積分によって得られるとみなせる。

制御器２の動作は、以下のようになる。ベクトル制御部２１Ｆでは、トルク指令Ｔｍ^＊通りのトルクを交流電動機５が発生するように、ｄ軸、ｑ軸の電流が制御される。この演算処理周期をＴｓとする。その結果、得られた電圧指令Ｖ１、δと、駆動周波数ω１に基づいて、ＰＷＭ処理部２２Ｆにてパルス幅変調が実施される。この演算処理周期はＴｆｃとする。

これらの処理周期ＴｓとＴｆｃの関係を図１８（ａ）〜（ｃ）に示す。図１８（ａ）は、Ｔｓ＝Ｔｆｃの条件である。ＰＷＭの最小単位はキャリア波の半周期であることを考えれば、この関係が制御上は望ましい。しかし、ベクトル制御の処理周期Ｔｓは、システムの応答時間や安定性確保の関係から決定される値であるのに対し、キャリア周波数は、変換器に用いるスイッチングデバイスで上限が決まってしまったり、あるいは、スイッチングに伴って発生する可聴ノイズを回避するために高周波化したりするので、両者は必ずしも一致しない。

図１８（ｂ）は、Ｔｓ＞Ｔｆｃの条件であり、この場合は、キャリア半周期の数個毎にベクトル制御の演算結果が反映される。主に電磁音等が問題となり、キャリア周波数を非可聴域（１６ｋＨｚ以上）に設定したい場合に、この条件になる。

図１８（ｃ）は、Ｔｓ＜Ｔｆｃであり、条件としては、スイッチングデバイスの能力により、キャリア周波数を上げられない場合にこのようになる。ただし、図１８（ｃ）を実現するには、一般的なマイコンでは難しく、専用のゲートロジックを用意する必要がある。特許文献２は、図１８（ｃ）の条件に関する発明である。

また、キャリア周波数ωｆｃを変更する場合、カウンタの設定を変えることで対応するため、一般的には図１８（ｄ）のようにアップカウントの開始時点にて設定を変更することになる。これは汎用マイコンの機能として設定できる。

鉄道車両用の交流電動機５のように、大容量電動機を扱う駆動システムでは、キャリア周波数を高周波化することはできないため、通常、図１８（ａ）の方式を用いている。この場合、キャリア周波数の変更もキャリア周期毎に行うことができるため、同期ＰＷＭとの整合が取れる。しかし、キャリア周波数の低減と同時にベクトル演算周期も長くなってしまうため、システムの安定化が難しくなる。また、図１８（ｃ）とすることで、演算処理周期は短くできるが、同期ＰＷＭの実現はこのままではできない。

本発明の目的は、キャリア周波数が低く設定された効率のよい電力変換器において、交流電動機の制御性能を向上させることが可能な交流電動機の駆動システムを提供することにある。

本発明は、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムに対して、前記制御器にて演算された前記電動機の周波数指令の瞬時の値に基づき、前記電動機への基本波位相の演算と同時に、前記パルス幅変調を行うためのキャリア波を演算して、前記基本波と前記キャリア波の比較によってパルス幅変調を行う手段を備えることで課題を解決することができる。

本発明によれば、キャリア周波数を上げることなく、かつ、不要な高調波成分を増大化することなく、交流電動機を高応答に制御することが可能になる。本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例により明らかになるであろう。

本発明の実施例１に関わるモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。 パルス幅変調を行う際の駆動周波数に対するキャリア周波数の比を示す図である。 本発明の実施例１に関わる電圧指令とキャリア波の関係を示す図である。 本発明の実施例１と、従来方式におけるパルス切替時の線間電圧波形を示す比較図である。 本発明の実施例２に関わるＰＷＭ処理部の構成を表すブロック図である。 本発明の実施例２に関わる効果の比較を示す図である。 本発明の実施例３に関わるベクトル制御部ならびにＰＷＭ処理部の構成を表すブロック図である。 本発明の実施例３に関わる波形の動作を示す図である。 本発明の実施例４に関わるベクトル制御部の構成を表すブロック図である。 同期ＰＷＭの同期条件とキャリア周波数を示す図である。 本発明の実施例４に関わる特定高調波抑制器の構成を表すブロック図である。 本発明の実施例５に関わるＰＷＭ処理部の構成を表すブロック図である。 本発明の実施例５に関わるＰＷＭ波形を示す図である。 本発明の第６の実施の形態に関わる交流電動機駆動システムの構成図である。 本発明の第６の実施の形態に関わる交流電動機駆動システムの構成図である。 本発明の第６の実施の形態に関わる鉄道車両に用いた交流電動機駆動システムの構成図である。 従来例における交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。 従来例におけるキャリア波とベクトル制御演算周期の関係を示す図である。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記パルス幅変調によって生成されるパルス電圧のパルス数は、整数倍で切り替えるものとし、該切り替えの前後は、前記交流電動機の駆動電圧の任意の位相で切り替える。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記制御器にて演算された前記電動機の周波数指令の瞬時の値に基づき、前記電動機への基本波位相の演算と、前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の両者を演算し、該キャリア波の周波数は、前記電動機の周波数指令の整数倍となるように演算して、前記パルス幅変調を行う手段を備えることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記制御器では、前記電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理周期内で演算処理を行うものとし、該演算結果に基づき、第二の演算処理周期にて前記電動機の位相演算、ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行うものとし、該第二の演算処理周期は、第一の演算処理周期よりも短く設定することが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記制御器では、前記電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理周期内で演算処理を行うものとし、該演算結果に基づき、第二の演算処理周期にて前記電動機の位相演算、ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行うものとし、該第二の演算処理において、前記電動機の位相演算結果と、前記キャリア波の演算結果を比較し、両者の位相が同期する手段を備えることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記制御器では、前記電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理周期内で演算処理を行うものとし、該演算結果に基づき、第二の演算処理周期にて前記電動機の位相演算、ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行うものとし、該第二の演算処理において、前記キャリア波の周期を整数分割したタイミングにて割り込み信号を生成する手段を備えるものとし、該割り込み信号に基づき、前記第一の演算処理を実行するタイミングとすることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、更に、前記電動機に流れる電流を検出する手段を備え、該検出値に含まれる特定の高調波を抑制する電流制御処理を備えることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、更に、前記検出値に含まれる特定の高調波成分として、前記電動機の駆動周波数に対して第３次の成分を対象とすることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、前記制御器にて前記電動機への印加電圧と、および周波数の少なくとも一方の値に基づき、前記電動機への基本波位相を演算し、該演算結果からインバータの出力パルス数、ならびに振幅を演算して、前記パルス幅変調を行う手段を備えることが好ましい。

本発明の実施の形態の交流電動機の駆動システムでは、更に、前記制御器の機能を１チップ化したプロセッサに納め、それを駆動システムに用いることが好ましい。

本発明の実施の形態の電動機車両では、前記交流電動機の駆動システムを備えることが好ましい。

以下、本発明の実施例１について、図１〜４を用いて説明する。図１は、交流電動機５を駆動するモータ・ドライブシステムである。図１の構成要素は、交流電動機５のトルク指令Ｔｍ^＊を発生する指令発生器１と、トルク指令Ｔｍ^＊に一致したトルクを発生するための制御を行う制御器２と、交流電動機５を駆動するインバータ３、交流電動機５に流れる電流を検出する電流センサ４から成り立っている。

また、インバータ３は、インバータに電力を供給する直流電源３１、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ主回路部３２、インバータ主回路部３２を直接駆動するゲート・ドライバ３３から構成されている。

指令発生器１は、交流電動機５へのトルク指令Ｔｍ^＊を発生する、制御器２の上位に位置する制御器である。制御器２は、指令発生器１のトルク指令に基づき、交流電動機５の発生トルクを制御する。制御器２の内部は、ベクトル制御部２１とＰＷＭ処理部２２から構成されている。

さらに、ベクトル制御部２１では、ベクトル制御器６にて交流電動機５の交流電流検出値である三相交流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、トルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）に分離して、それぞれの電流制御を行う。電流制御の結果、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ^＊ならびにＶｑ^＊が演算され、それらを極座標変換器７にて、電圧振幅指令Ｖ１と電圧位相指令δに変換している。また、ベクトル制御器６にて、交流電動機５の駆動周波数ω１も演算され、ＰＷＭ処理部２２へと出力される。

ＰＷＭ処理部２２では、極座標変換されたＶ１、ならびにδ、駆動周波数ω１を入力し、ＰＷＭを実施する。駆動周波数ω１を積分器９にて積分し、制御位相θｄを計算する。さらに加算器１３にて、電圧指令位相δをθｄに加算して、電圧位相θｖとして、三相座標変換器８にて三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを得る。

また、同期テーブル１１において、ω１の大きさに基づいて、駆動波周波数に対するキャリア周波数の比率であるＮ（＝ω１／ωｆｃ）を決定する。同期テーブル１１は、例えば図２のようにω１に対するＮの値がマッピングされている。尚、切り替え付近のばたつきを防止するため、通常はヒステリシスを設けている。同期テーブル１１にて参照されたＮは、乗算器１２においてθｄと乗算され、キャリア波の位相θｆｃを得る。この結果、θｄとθｆｃとは、常にＮ倍の関係（θｆｃ＝Ｎ・θｄ）になる。

ＰＷＭパルス発生器１０では、キャリア波の位相θｆｃより三角波を生成し、その大きさと、三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗそれぞれとの大小比較を行い、パルス幅変調が実施される。ＰＷＭパルス発生器１０は、キャリア波と三相交流指令の比較を行い、ＰＷＭ波形を出力する。

制御器２の動作は、以下のようになる。ベクトル制御部２１では、トルク指令Ｔｍ^＊に一致したトルクを交流電動機５が発生するように、ｄ軸、ｑ軸の電流が制御される。この演算処理周期をＴｓとする。その結果、得られた電圧指令の振幅指令Ｖ１、位相指令δと、駆動周波数ω１に基づいて、ＰＷＭ処理部２２にてパルス幅変調が実施される。ここの演算処理周期はＴｎとする。ここで、Ｔｎは、数ｎ〜数１００ｎｓの処理周期とする。この処理周期は、従来方式のカウンタの刻み幅と同程度であり、本発明の最も特徴的なところである。ＰＷＭ処理部２２は、汎用マイコンで実現するには、この機能そのものをハードウェアとして内蔵する必要があるが、マイコンを用いなくてもＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を用いれば実現可能である。

このＰＷＭ処理部２２では、周波数指令ω１に基づいて、基本波の位相θｄと、キャリア波の位相θｆｃの両方を同時に演算している。すなわち、ω１がどのようなタイミングで変化したとしても、駆動周波数とキャリア周波数の関係は、常にＮ倍に維持されることになる。この動作を、図３を用いて説明する。

図３（ａ）は、Ｕ相の電圧指令Ｖｕとキャリア波、ならびに、ベクトル演算処理周期Ｔｓの関係を示している。Ｔｓは、キャリア周期を８分割した長さで電圧指令Ｖ１とδを更新する。それを受けて、ＰＷＭ処理部２２では、Ｔｎの周期で処理を行う。その結果、同図内に示したように、Ｔｎの刻みで電圧指令Ｖｕ、ならびにキャリア波が更新されることになる。この時、例えば、同期ＰＷＭの条件が変化し、Ｎの値が変わったとすると、図３（ｂ）のようなキャリアの変化が発生する。キャリア波は、駆動周波数の変化によって即座に更新されるため、遅延なく変更が反映されることになる。これによって、制御系の応答性が向上し、より安定な駆動システムが実現できる。

図４に、従来方式（同図（ａ））と本発明による方式（同図（ｂ））の線間電圧波形を示す。従来、同期条件の切り替え行うには、基本波とキャリア波の位相条件が一致した条件で行う必要があったため、波形の対称性を考慮した切り替えとなっていたが、本発明方式では、波形がどのような位相条件であっても問題なく切り替えることが可能になる。よって、より高応答な交流電動機５の駆動システムを実現できる。

次に、本発明の実施例２について、図５、ならびに図６を用いて説明する。実施例１では、基本波の周波数とキャリア波の周波数とが瞬時にＮ倍になる交流電動機５の駆動システムについて説明した。これに対して、実施例２は、基本波の位相と、キャリア波の位相までを一致させることを目的にしている。

図５は、本発明の実施例２のＰＷＭ処理部２２Ｂのブロック構成図である。図において、部品番号８、１０、１１は、実施例１における図１の同じ番号のものと同一のものであり、本ＰＷＭ処理部２２Ｂを、図１のＰＷＭ処理部２２の代わりに用いることで、第２の実施例が実現できる。

図５において、積分器９ａはω１を積分して制御位相θｄを演算し、それに電圧位相指令δを加算して電圧位相θｖとしている。このθｖに同期テーブル１１より出力されたＮを乗算器１２ａにて乗算し、キャリア波位相の指令θｆｃ^＊としている。キャリア波の生成は、ω１を乗算器１２ｂにてＮ倍にしてキャリア周波数ωｆｃとし、そのωｆｃを積分器９ｂにて積分することで、キャリア位相θｆｃとしている。

さらに、キャリア位相θｆｃと、キャリア位相指令θｆｃ^＊の差を、減算器１３ｂにて演算して偏差を求め、この偏差に対して比例ゲイン１４にて比例制御が行われている。比例ゲイン１４の出力はキャリア周波数の補正量として、加算器１３ｃを用いて積分器９ｂの入力に加算されている。比例ゲイン１４は、θｆｃとθｆｃ^＊の偏差がある限り、キャリア周波数ωｆｃに補償を加え続け、両者が一致したところで補償量が零になる。

次に、本実施例の動作について説明する。図１の第１の実施例では、一つの積分器９によって、キャリア波と基本波の位相演算を行っていた。しかし、基本波の位相は、電圧位相指令であるδの変化によって位相が変化することになる。図６（ａ）、（ｂ）に示すように、δの影響によってパルス波形の対象性が崩れてしまうことになる（線間電圧波形であるＶｕｖが変化している）。

図６（ｂ）の波形でも、交流電動機５を駆動することは可能であるが、特定の高調波の含有率が大きくなってしまう可能性もあり、あまり望ましくない。波形を対象にするには、電圧位相θｖに対して、キャリア波の同期を取る必要がある。これを実現するのが、本第２の実施例である。

実施例２では、図５に示すように、基本波とキャリア波にそれぞれの積分器９ａ、９ｂを備え、それぞれが位相演算を実施する。両者の比率はＮ倍であることは変わりなく、同期ＰＷＭの条件は満たされている。ただし、波形の位相関係まで対称にするために、θｖに基づくキャリア波の位相指令θｆｃ^＊を演算し、その値との差分が零になるようにフィードバック制御をかけている。フィードバックは、比例ゲイン１４によって実施されている。比例ゲイン１４の出力であるΔωｆｃは、θｆｃ^＊とθｆｃが一致した瞬間に零になる。

この結果、図６（ｃ）に示すように、キャリア波は電圧位相θｖに常に一致するように制御されることになる。よって、本発明の実施例２によれば、電圧指令の瞬時変化に対して、即座に同期条件の変更が可能であると同時に、定常動作としては、最も高調波の少ない対称波形による同期ＰＷＭが実現できるようになる。

次に、本発明の実施例３について、図７、ならびに図８を用いて説明する。実施例１、実施例２では、基本波の周波数とキャリア波の周波数とが瞬時にＮ倍になる交流電動機５の駆動システムについて説明した。その際、ベクトル制御部２１の演算処理周期と、ＰＷＭ処理部２２の演算処理周期に関して、特に同期を取ることは考慮していなかったが、実現の際には同期を取った方が、制御性が向上する。その実現方法について実施例３にて述べる。

図７は、本発明の実施例３のベクトル制御部２１Ｃ、ならびにＰＷＭ処理部２２Ｃのブロック構成図である。図において、部品番号８、９ａ、９ｂ、１０、１１、１２ａ〜ｃ、１３ａ〜ｃ、１４は、実施例１ならびに実施例２における図１、図５の同じ番号のものと同一のものである。本ベクトル制御部２１Ｃ、ならびにＰＷＭ処理部２２Ｃを、図１のベクトル制御部２１、ＰＷＭ処理部２２の代わりに用いることで、実施例３が実現できる。

図７において、新たに加わった部品は、トリガー発生器１５である。トリガー発生器１５は、キャリア波のθｆｃに対して、その一周期分を整数分割したタイミングにおいて、トリガーとなる信号を発生させる。具体的には、θｆｃに対して比較器で大小比較を行うことで、トリガー信号を作成することができる。図８に、キャリア波とトリガー信号との関係を示す。

図８（ａ）は、キャリア波と電圧指令Ｖｕを示しており、キャリア波を８分割したタイミングにて、トリガー信号Ｔｇを発生している。このトリガー信号Ｔｇを、ベクトル演算部２１Ｃに割り込み信号として入力し、この信号によってベクトル演算処理を起動させる。このようにすることで、ベクトル演算処理は、キャリア波の周期に対して整数分の１の周期で演算処理されることになる。

仮に、キャリア波とベクトル演算処理の同期が取れてないと、キャリア波とベクトル演算処理周期の非同期なずれによって、ビート現象が発生する可能性が出てくる。交流電動機には、キャリア周波数の整数倍の高調波が含まれるため、その周期性を考慮した電流サンプリングが不可欠である。それを無視してしまうと、ビート現象やエイリアスの問題が生じる恐れがある。よって、本発明のように、キャリア波を基準にして、ベクトル制御部２１Ｃの処理タイミングを生成することは極めて有効である。

また、ベクトル制御部２１Ｃでは、電動機の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ座標変換して制御を行う必要がある。そのためには、ＰＷＭ処理部２２Ｃにおける位相θｄを用いる必要があり、本実施例では、θｄの値をベクトル制御部２１Ｃに戻す構成としている。

以上、本発明によれば、電圧指令の瞬時変化に対して、即座に同期条件の変更が可能であると同時に、定常動作としては、最も高調波の少ない対称波形による同期ＰＷＭが実現でき、さらには、サンプリングに伴うビート現象を回避できる交流電動機５の駆動システムが実現できる。

次に、本発明の実施例４について、図９〜１１を用いて説明する。実施例４は、ベクトル制御部に特徴があり、さらにインバータ３が発生する高調波成分を低減できるものである。

図９は、本発明の実施例４のベクトル制御部２１Ｄのブロック構成図である。図９において、ベクトル制御部２１Ｄは、電流指令発生器２４、電流制御器２５、ｄｑ座標変換器２６ａ、特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂ、座標変換器２６ｂ、加算器１３ｆ、１３ｇ、ω１演算器２８から構成されている。

電流指令発生器２４は、トルク指令Ｔｍ^＊を受けて、交流電動機５（ここでは誘導電動機を例にする）の励磁電流指令Ｉｄ^＊とトルク電流指令Ｉｑ^＊を計算し、減算器１３ｄ、１３ｅは、Ｉｄ^＊ならびにＩｑ^＊と、実際の電動機のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの偏差を演算し、電流制御器２５は、これらの偏差をなくすように制御演算を行い、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ１、ならびにＶｑ１を演算する。

ｄｑ座標変換器２６ａは、電動機の相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御位相θｄにて座標変換し、ｄｑ軸上の値であるＩｄ、Ｉｑに変換する。また、特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂは、相電流に含まれる特定の次数の高調波成分のみに感度を持ち、それを削減し、座標変換器２６ｂは、これらの特定高調波削減器の出力Ｖｕ３、Ｖｗ３をｄｑ軸上のＶｄ３、Ｖｑ３にｄｑ座標変換し、加算器１３ｆ、１３ｇは、Ｖｄ３、Ｖｑ３とＶｄ１、Ｖｑ１をそれぞれ加算し、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ^＊、ならびにＶｑ^＊を計算し、ω１演算器２８は、電動機の駆動周波数ωｒと、電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から電動機（誘導電動機）のすべり演算を行い、電動機の駆動周波数ω１を演算する。

本ベクトル制御部２１Ｄは、特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂ、ならびにその出力に備えたｄｑ座標変換器２６ｂを除けば、一般的な誘導電動機のベクトル制御器６の構成である。トルク指令Ｔｍ^＊に対して、通常はＩｑ^＊を比例させるように作成する。Ｉｄ^＊はＴｍ^＊によらずに一定に与え、励磁磁束を一定に維持する。これによって、トルクはＩｑに比例することになる。

場合によっては、励磁電流を制御することもあるが、本発明内容には直接には関係ないので説明は省略する。電流制御器２５では、ｄｑ各電流成分が各々の指令に一致するように制御される。また、誘導電動機の場合には、トルクに応じてすべり周波数を適切に設定する必要があるため、ω１演算器２８において、回転数ωｒにすべり周波数分を加算して駆動周波数ω１の演算を行っている。

次に、本発明の特徴部分の特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂの動作について、図１０、１１を用いて説明する。鉄道車両用インバータのように、大容量の電力変換器ではキャリア周波数を高く設定できないため、前述のように同期ＰＷＭが採用されている。同期ＰＷＭは、例えば、図２に示したような同期テーブル１１を用いて、駆動周波数ω１に応じて切り替える。図２のようなマップを縦軸をキャリア周波数に置き換えて書き直すと、図１０（ａ）のようになる。

キャリア周波数と、駆動周波数の比率Ｎは、「３の倍数で、かつ、奇数」という制約条件から、「Ｎ＝３、９、１５・・・」などが設定値となる。Ｎ＞１５の場合、ほぼ、非同期ＰＷＭで問題ないと言われているが、Ｎが１５以下になると、同期ＰＷＭとしないと、ビート現象が発生する。同期条件の「３の倍数で、かつ、奇数」というのは、
（１）三相波形を対称にするためには３の倍数とする必要がある、
（２）偶数倍とした場合、各相の対称性が崩れ、２次や４次などの偶数高調波が発生してしまう、という理由による。

（２）の偶数高調波の問題は、特に２次高調波はトルク脈動に大きく影響を及ぼすためできるだけ避けたい。また、（１）の３の倍数であることを無視すると、三相の波形が非対称となり、第３次高調波が各相毎に発生し、これも問題になる。よって、図２、あるいは、図１０（ａ）に示したような切り替えパターンにならざるを得ない。しかし、Ｎ＝１５の次にＮ＝９であり、この切り替え直後の高調波は１．７倍にも増加する。また、Ｎ＝９からＮ＝３への切り替え時には高調波含有率は３倍にも増加する。よって、この切り替え近傍にて、高調波損失によるモータの発熱や、電磁騒音の増大化、誘導障害などの問題が発生する可能性が高い。

そこで、上記の条件（１）を無視し、「奇数倍」の条件で同期テーブル１１を作成すると、図１０（ｂ）のようになる。この場合、Ｎの切り替え付近で高調波は大きく低減されるが、しかし、第３次の高調波が発生することになる。

そこで、本発明による実施例では、同期テーブル１１は図１０（ｂ）の「奇数倍」としておき、代わりに、３次高調波を特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂを用いて削減する。図１１にそのブロック構成図を示す。

図１１において、零指令発生器２７１にて、高調波を零に制御するための指令値を発生し、この指令値と相電流（ここではＵ相電流Ｉｕ）の差分を減算器２７６ａにて演算する。また、図における積分器２７２ａ、２７２ｂ、正弦波ゲイン２７３、３倍ゲイン２７４、乗算器２７５ａ、２７５ｂ、減算器２７６ｂは、駆動周波数ω１の第３次高調波を零にするためのブロック構成要素である。

図１１において矢印にて示した「ｕ」と出力「ｙ」の間の伝達関数を計算すると、
Ｇ ＝ ｙ／ｕ ＝（Ｋ_ｓ・ｓ）／（ ｓ^２ ＋ ω_０ ^２ ） ・・・（数１）
となる。

この伝達関数は、ｓ＝ｊω０においてゲインが無限大となる伝達関数であることがわかる。よって、ω０の成分に対して感度を持った制御器として動作する。ここでは、ω０をω１の３倍に設定しており、また、その成分が零になるように零指令発生器２７１にて指令を与えている。

すなわち、図９に示すように、特定高調波抑制器２７ａ、２７ｂを設けることによって、相電流の３次成分を削減することが可能になる。本制御は、ベクトル制御部２１の演算周期を、キャリア周期に対して短く設定することが可能であるため、このようなことが実現できるものである。例えば、従来例に示した「Ｔｓ＝Ｔｆｃ」の条件では、このようなことを行っても、第３次高調波の位相遅れが大きくなってしまい、抑制効果は期待できない。本発明による特徴的な制御方式である。

よって、図９に示したベクトル制御部２１Ｄを用いることで、Ｎ＝５、７、１１、１３など、３の倍数以外の同期条件に設定したとしても、３次高調波を抑制することが可能になる。同期条件を細かく設定できるため、高調波成分全体の大きさも大幅に低減できる。

次に、本発明の実施例５について、図１２、図１３を用いて説明する。実施例５は、ＰＷＭ処理部２２に特徴があり、さらにインバータ３が発生する高調波成分を低減できるものである。

図１２は、本発明による実施例５のＰＷＭ処理部２２Ｅのブロック構成図である。図において、周波数指令ω１を積分器９にて積分して制御位相θｄを求め、さらに電圧位相指令δを加算してθｖを演算する。このθｖに基づいて、パルスマップ１６ａ〜１６ｄにてθｖに対するパルスを演算する。本実施例では、電圧位相θｖと、出力パルスの関係をパルスマップ１６ａ〜１６ｄに予めマップ化、あるいは関数化しておき、それを複数個用意しておく。どのパルスマップ１６ａ〜１６ｄを使用するかは、パルスマップ選択器１１Ｅにて判別し、スイッチ１７を切り替えるようにしている。また、ω１の大きさが所定値以下であれば、通常の非同期ＰＷＭ発生器１６ｅを選ぶようになっている。

この実施例で電動機を駆動した場合、図１３に示すように、パルス数を駆動周波数に従って順次切り替えていくことが可能になる。これまでの実施例では、三角波比較によるＰＷＭをベースに述べてきたが、本発明によれば、このようなＰＷＭ方式も実現可能である。ＰＷＭ制御を行う場合、一般的には、パルス数が少なくなるとひずみ率が劣化するため、三角波比較によるＰＷＭよりも、予め、どの高調波をどの程度抑制するかを計算により求めておき、マップ化した方がよい場合がある。特に、高調波による誘導障害が問題となるシステムでは、高調波の発生する周波数をコントロールする必要があり、その場合にはマップを用いる方が実用的である。

よって、本発明による実施例５によれば、制御応答を確保したまま、高調波成分の抑制が可能な交流電動機の駆動システムが提供できる。

次に、本発明の実施例６について説明する。本発明による交流電動機５の駆動システムの具体的な構成例を、図１４〜１６に示す。図１４、図１５は、それぞれ実施例６の部品を実際のシステムにて描いたものである。

図１４において、ベクトル制御部２１には、１６〜３２ｂｉｔクラスのマイコンが用いられ、それとＰＷＭ処理部２２とをデータバス（あるいは汎用ポート）を用いて、データのやり取りを行っている。ＰＷＭ処理部２２は、ＣＰＬＤやＦＰＧＡを用いるものとし、量産製品ではＡＳＩＣとしてもよい。また、将来的には、ＰＷＭ処理部２２の機能を、マイコンの中にハードウェアとして組み込むことも可能であり、その例を図１５に示す。あるいは、ベクトル制御部２１をＦＰＧＡやＡＳＩＣに組み込んでも何ら問題はない。

図１６は、これまでの実施例である交流電動機５の駆動システムを鉄道車両に適用したものである。鉄道車両では、電動機の容量が１００ｋＷ以上と大きく、キャリア周波数を高く設定できない。その上で、高応答な電動機制御を行うには、従来の同期ＰＷＭ方式では限界がある。本発明を適用することで、高調波成分を増加させることなく、かつ、変換器の損失も増加させずに、交流電動機の高応答が実現できるようになる。

以上、本発明による実施形態について説明した。説明上、交流電動機としては誘導機を例に説明した実施例があったが、交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機、リラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。

また、実施例では全速度領域を、同期ＰＷＭを行うような記載をしたが、低速域ではビート現象などの問題はないため、キャリア周波数を固定にする非同期ＰＷＭを採用しても何ら問題はない。

以上、本発明による実施の形態について説明した。説明上、交流電動機としては誘導機を例に説明した実施例があったが、交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機、リラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。

また、実施例では全速度領域を同期ＰＷＭを行うような記載をしたが、低速域ではビート現象などの問題はないため、キャリア周波数を固定にする非同期ＰＷＭを採用しても何ら問題はない。

既述の通り、本発明は大容量の交流電動機の駆動システムの技術である。このシステムの主な適用範囲は、鉄道車両駆動用、一般産業用、風力発電機、ディーゼル発電機等であり、高効率と高応答を両立させることが可能なシステムとして有効である。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分りやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手順等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）等の記憶装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、必ずしも製品に備えられる全ての制御線や情報戦を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１ 指令発生器
２ 制御器
３ インバータ
４ 電流センサ
５ 交流電動機
６ ベクトル制御器
７ 極座標変換器
８ 三相座標変換器
９ 積分器
１０ ＰＷＭパルス発生器
１１ 同期テーブル、パルスマップ選択器
１２ 乗算器
１３ 加算器、減算器
１４ 比例ゲイン
１５ トリガー発生器
１６ パルスマップ、非同期ＰＷＭ発生器
１７ スイッチ
２１ ベクトル制御部
２２ ＰＷＭ処理部
２４ 電流指令発生器
２５ 電流制御器
２６ 座標変換器
２７ 特定高調波抑制器
２８ ω１演算器
３１ 直流電源
３２ インバータ主回路部
３３ ゲート・ドライバ
２１０ キャリア周波数設定器
２１１ タイマー部
２７１ 零指令発生器
２７２ 積分器
２７３ 正弦波ゲイン
２７４ ３倍ゲイン
２７５ 乗算器
２７６ 減算器

Claims (11)

1. 三相交流電動機と、該電動機を駆動するインバータ、ならびに、前記インバータをパルス幅変調によって駆動する制御器を備えた交流電動機の駆動システムにおいて、
   電圧指令とキャリアに基づいてパルス幅変調制御を行う前記制御器は、前記キャリアの周波数を前記三相交流電動機の駆動周波数の整数倍とし、電圧指令更新の制御周期毎に前記キャリアの周波数を更新することを特徴とした交流電動機の駆動システム。
2. 請求項１に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御器は、前記三相交流電動機の周波数指令の瞬時の値に基づき、前記三相交流電動機への基本波位相およびパルス幅変調を行うためのキャリア波の両者を演算して前記パルス幅変調制御を行うパルス幅変調処理部を備えることを特徴とした交流電動機の駆動システム。
3. 請求項２に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記パルス幅変調処理部は、前記キャリア波の周波数を前記三相交流電動機の周波数指令の整数倍となるように演算することを特徴とした交流電動機の駆動システム。
4. 請求項１に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御器は、前記三相交流電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理の周期内で演算処理を行い、該演算処理の結果に基づき、第二の演算処理の周期にて前記三相交流電動機の位相演算ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行い、前記第二の演算処理の周期は前記第一の演算処理の周期よりも短いことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
5. 請求項１に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御器は、前記三相交流電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理の周期内で演算処理を行い、該演算処理の結果に基づき、第二の演算処理の周期にて前記三相交流電動機の位相演算ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行い、前記第二の演算処理において、前記三相交流電動機の位相演算結果と前記キャリア波の演算結果を比較し、両者の位相を同期させる手段を備えることを特徴とした交流電動機の駆動システム。
6. 請求項１に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御器は、前記三相交流電動機への印加電圧、周波数の少なくとも一方を第一の演算処理の周期内で演算処理を行い、該演算処理の結果に基づき、第二の演算処理の周期にて前記三相交流電動機の位相演算ならびに前記パルス幅変調を行うためのキャリア波の演算を行い、前記第二の演算処理において、前記キャリア波の周期を整数分割したタイミングにて割り込み信号を生成する手段を備え、該割り込み信号に基づき前記第一の演算処理を実行することを特徴とした交流電動機の駆動システム。
7. 請求項２乃至請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記三相交流電動機に流れる電流を検出する手段を備え、該検出した電流値に含まれる特定の高調波を抑制する電流制御処理を備えることを特徴とした交流電動機の駆動システム。
8. 請求項７に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記検出した電流値に含まれる特定の高調波は、前記三相交流電動機の駆動周波数に対して第３次の成分であることを特徴とした交流電動機の駆動システム。
9. 請求項１に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御器は、前記三相交流電動機への印加電圧および周波数の少なくとも一方の値に基づき、前記三相交流電動機への基本波位相を演算し、該演算の結果から前記インバータの出力パルス数ならびに振幅を演算して前記パルス幅変調制御を行うパルス幅変調処理部を備えることを特徴とした交流電動機の駆動システム。
10. 請求項２乃至請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動システムにおいて、
    前記制御器の機能を１チップ化したプロセッサに納めたことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
11. 請求項２乃至請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動システムを搭載した電動機車両。
    

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