JP6013473B2 - Ｗｌａｎ標準で使用するｈｔ−ｓｉｇフィールドの復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、第１の位相変調技術で変調された信号を、第２の変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器を用いて復調する方法に関する。また、本発明は、この方法を実行するように構成された無線周波数受信機と、この方法を実行するための命令を備えるコンピュータプログラムとにも関する。

複数入力複数出力（その頭文字にちなんでＭＩＭＯとも名付けられている）は、無線通信ネットワークで使用される技術である。この手順によると、送信する元のデータストリームを複数のストリームに分割して、同じ時間に同じ周波数帯で異なるアンテナから送信する。こうすることにより、ＭＩＭＯを使用する無線通信ネットワークは、高いスペクトル効率を提供することができる。スペクトル効率は、一般に、ｂｐｓ／Ｈｚで表わされ、通信システムにおいて所与の帯域幅で送信することができる情報レートを指す。高データレート方式（１００Ｍｂｐｓ〜１Ｇｂｐｓ）が望ましいとき、ＭＩＭＯ技術が多くの標準でたいてい考慮されている理由は、この特性によるものである。ＭＩＭＯを使用する標準の例として、ＬＴＥ（“Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｓｉｏｎ”（ロングタームエボリューション）の頭文字）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（“Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｓｉｏｎ”（ＬＴＥ）Ａｄｖａｎｃｅｄの頭文字）、ＷＬＡＮ（“Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ”（無線ローカル・エリア・ネットワーク）の頭文字）、およびＷｉＭａｘ（“Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ”の頭文字）がある。

高いスペクトル効率は、ストリームを互いに分離するという追加の負担を、受信側が負うことができる場合に得られる。この要件は、同時に同じ周波数帯で他に依存しない複数のデータストリームを送信することによって、ＭＩＭＯ技術において意図的に引き起こされる混信のせいで必要になる。ストリームの分離は、たいていイコライザおよびデマッパを用いて行われる。イコライザは、一定の周波数範囲にわたって、回線または装置によって持ち込まれた振幅／周波数歪み、または位相周波数歪みを補償するように設計された装置である。デマッパは、以下にさらに詳細に説明するように、ＬＬＲの計算を含む。従って、受信機側の性能は、イコライザとデマッパの組み合わせの性能に大いに関連している。イコライザとデマッパの組み合わせは、一般に復調器に含まれており、性能のよい復調器を設計できることが望ましい。

ＩＥＥＥ Ｐ８０２．１１ｎ、「情報技術ドラフト標準 システム間の通信および情報交換−ローカルおよびメトロポリタン・エリア・ネットワーク−固有要件パート１１：無線ＬＡＮ媒体アクセス制御（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）仕様書」(Draft standard for Information technology Telecommunicationsandinformation exchange between systems---Local and metropolitan areanetworks---Specificrequirements Part 11: Wireless LAN Medium Access Control(MAC) and PhysicalLayer (PHY) specifications)

幾つかのイコライザが公知である。線形イコライザは、プラグラマブルベクタマシンのソフトウェアにさえ、実装するのが簡単である。ＭＭＳＥ（“Ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ”（最小平均二乗誤差）の頭文字）またはＺＦ（“ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ”（ゼロフォーシング）の頭文字）は、このイコライザの例である。しかし、これらのアルゴリズム性能は、他の種類のイコライザほど高くない。

例として、ＭＬ（“ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ”（最大尤度）の頭文字）検出器は、ＳＮＲ（“ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ”（信号対雑音比）の頭文字）に関して、ＢＥＲ（“ｂｉｔ−ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ”（ビット誤り率）の頭文字）の最適化／近最適化を行う。言い換えると、ＭＬ検出器は、所与の信号対雑音比に関して、確実にビット誤り率を最適にする。ＭＬ技術は、少なくとも単純に実施される場合、総当たりの手法である。従って、高次変調方式に対してこの手法を実施するのは、現実的ではない。１６ＱＡＭ（“Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”（直交振幅変調）の頭文字）および６４ＱＡＭは、このような高次変調方式の例である。

また、復調器は、スフィア復号またはＭアルゴリズムの変形も使用してもよい。スフィア復号復調器は、任意の格子コンステレーション用のＭＬデコーダである。この復調器は、いわゆる「最近接格子点問題」を解決することができる。言い換えると、この復調器は、所与の受信点に対する最近接格子点を見つけ出す。スフィア復号の基礎は、原点を中心とする球体内の全ての格子点を列挙するＦｉｎｋｅ−Ｐｏｈｓｔアルゴリズムである。この復調器は、ある種の公知の信号コンステレーションに対してはよい性能を得ることができる。しかし、この復調器は、全ての信号コンステレーションをサポートすることはできない。

本発明の目的は、上述の欠点の少なくとも一部を軽減することである。

より詳細には、本発明は、第１の位相変調技術で変調された信号を、第２の変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器を用いて復調することを目的とする。これにより、復調器がサポートできる信号コンステレーション数が増大する。

本目的は、第１の位相変調技術で変調された信号を、第２の位相変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器を用いて復調する方法によって達成される。第１の位相変調技術は、第１の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相変調技術は、第２の位相コンステレーション図に基づいている。第２の位相コンステレーション図は、第１の位相コンステレーション図を９０度の零でない整数倍の角度回転させることによって得られる。方法は、第１の位相変調技術で変調された信号を前述の角度回転させる工程ａ）と、回転させた信号を復調器で復調する工程ｂ）とを有する。

好ましい実施形態は、以下の特徴を１つ以上備える。
−方法は、復調する信号を受信する工程１）と、信号が第１の位相変調技術で変調されているかどうか確かめる工程２）と、工程２）で第１の位相変調技術で変調されていると確認された場合、信号に工程ａ）および工程ｂ）を適用する工程３）とをさらに有する。
−方法は、工程２）で第１の位相変調技術で変調されていないと確認された場合、信号に工程ｂ）を適用する工程４）をさらに有する。
−復調器は、ＭＩＭＯ方式で動作し、方法は、第１の変調技術で変調された信号を単一のアンテナで受信する工程と、単一のアンテナから受信した信号を処理部に送る工程と、回転させた信号をＭＩＭＯ方式に処理部で変換する工程とをさらに有する。
−変換工程は、信号のバッファリングを備え、復調工程は、送信信号と受信信号との間の実効チャネルとしての対角行列に基づいて達成される。
−復調器はＭＩＭＯ方式で動作し、方法は、第１の変調技術で変調された信号を複数のアンテナで受信する工程と、
複数のアンテナで受信した信号を前処理部で合成する工程と、
合成した信号を前処理部から処理部へ送る工程と、
回転させた信号をＭＩＭＯ方式に処理部で変換する工程とをさらに有する。
−合成工程は、最大比合成方法または受信ダイバーシティ方法を使用して達成される。
−第１の変調技術はＱ−ＢＰＳＫであり、第２の変調技術はＩ−ＢＰＳＫである。
−回転工程は、−ｉを掛けることによって行われる。
−信号は、ＷＬＡＮ通信用の８０２．１１ｎ標準に準拠して規定されたＨＴ−ＳＩＧフィールドである。

また、コンピュータで読み取り可能で、かつプログラム命令を備えるコンピュータプログラムを有する記憶媒体を備える、コンピュータプログラムプロダクトも提案しており、そのコンピュータプログラムは、データ処理部にロード可能であり、データ処理部がこのコンピュータプログラムを実行すると、前述の方法を実行させるように構成されている。

また、第１の位相変調または第２の位相変調で変調された信号を受信するアンテナを備える無線周波数受信機も提案する。第１の位相変調技術は、第１の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相変調技術は、第２の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相コンステレーション図は、第１の位相コンステレーション図を９０度の零でない整数倍の角度回転させることによって得られる。無線周波数受信機は、第２の位相変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器と、その復調器に連結され、第１の位相変調技術で変調された信号を前述の角度回転させる処理部とをさらに備えている。

別の実施形態においては、無線周波数受信機は、信号が第１の位相変調で変調されているか、それとも第２の位相変調で変調されているかを検出するように構成された検出器をさらに備えていてもよい。また、受信機は、検出部が検出した変調に応じて信号を区別して処理するデマルチプレクサも備え、このデマルチプレクサは、信号が第１の位相変調で変調されている場合、信号を処理部に送り、信号が第２の位相変調で変調されている場合、復調器に送る。

別の実施形態によれば、無線周波数受信機の処理部は、特許請求項１〜１０のいずれか１項に記載の方法を実行するように構成されている。

本発明のさらなる特徴及び利点は、以下に挙げる添付図を参照して、非限定の例として挙げる本発明の実施形態の以下の説明を読むことで明らかになる。

ある種類の位相変調に対するコンステレーション図である。 別の種類の位相変調に対するコンステレーション図である。 また別の種類の位相変調に対するコンステレーション図である。 また別の種類の位相変調に対するコンステレーション図である。 ＷＬＡＮ（８０２．１１ｎ）標準で用いられる３つのパケットフォーマットの概略図である。 Ｌ−ＳＩＧおよびＨＴ−ＳＩＧに対するコンステレーション図である。 ＭＩＭＯ方式におけるスフィアデコーダの役割を示すブロック図である。 ＬＬＲ計算を図解するためのＱＰＳＫ信号のコンステレーション図である。 ＬＬＲ計算を図解するためのＱＰＳＫ信号のコンステレーション図である。 スフィアデコーダの概略図である。 本発明の一実施形態による方法を実行するフロー図である。 本発明の異なる実施形態による方法を実行する異なるフロー図である。 信号がＳＩＳＯ方式で伝送される場合のＲＦ受信機のブロック図である。 本発明の異なる実施形態による方法を実行する異なるフロー図である。 信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合のＲＦ受信機のブロック図である。 信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合のＲＦ受信機の別のブロック図である。

第１の位相変調技術で変調された信号を、第２の変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器を用いて復調する方法を提案する。

第１の位相変調技術は、第１の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相変調技術は、第２の位相コンステレーション図に基づいており、この第２の位相コンステレーション図は、第１の位相コンステレーション図を９０度の零でない整数倍の角度回転させることによって得られる。

コンステレーション図は、直交振幅変調（ＱＡＭ）または位相偏移変調（ＰＳＫ）などのデジタル変調方式によって変調された信号を表示するものである。シンボルのサンプリング時点における信号を、複素平面の２次元の散布図として表示する。より抽象的な意味においては、所与の変調方式で選択することができる潜在的なシンボルを、複素平面における点として表わす。信号における妨害の種類および歪みを理解するために、測定値に基づくコンステレーション図が使用されてもよい。シンボルは、複素数として表わされるので、複素平面上の点として視覚化されてもよい。実軸と虚軸は、９０°離れているので、それぞれ同相軸もしくはＩ軸と、直交軸もしくはＱ軸と呼ばれる。

散布図に幾つかのシンボルをプロットすることにより、コンステレーション図は作成される。コンステレーション図上の点は、コンステレーションポイントと呼ばれる。このような直交する軸上の表現は、それ自体が簡単な実施に適している。同相軸に沿った各点の振幅は、余弦（または正弦）波を変調するために使用され、直交軸に沿った振幅は、正弦（余弦）波を変調するために使用される。

変調技術の具体例として、ＰＳＫ変調技術について、以下にさらに詳細に説明する。ＰＳＫ、ＱＢＰＳＫ、およびＢＰＳＫは、位相偏移変調（ＰＳＫ）デジタル変調方式のグループに属する。この方式は、基準信号（キャリア波）の位相を変更すなわち変調することによってデータを伝達する。

デジタル変調方式のいずれも、デジタルデータを表すために、有限数のはっきりと区別できる信号を使用する。ＰＳＫは、２進数の一意のパターンがそれぞれに割当てられた有限数の位相を使用する。たいてい、各位相は、同数のビットを符号化する。各ビットパターンは、特定の位相によって表されるシンボルを形成する。

前に説明したように、ＰＳＫ方式を表す便利なやり方は、コンステレーション図上に表わすことである。ＰＳＫにおいては、選択されるコンステレーションポイントは、たいてい円の周りに均一な角度間隔で配置される。こうすることにより、隣接点間の位相分離が最大になり、妨害に対して最も抵抗力が強くなる。コンステレーションポイントの円上のそのような位置により、各点を同じエネルギで送信することが可能になる。このようにして、これらのコンステレーションポイントが表わす複素数の絶対値は同じである。これにより、送信側において余弦波および正弦波に対して必要な振幅は、同じということになる。

図１〜４は、複数のＰＳＫ技術に関するコンステレーション図の説明である。図１および２は、「二位相偏移変調」（ＢＰＳＫ）と呼ばれるＰＳＫ技術のコンステレーション図を表わす。この技術は、時には、“ｐｈａｓｅ ｒｅｖｅｒｓａｌ ｋｅｙｉｎｇ”（位相反転変調）にちなんでＰＲＫ、または“２ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ”（２位相偏移変調）にちなんで２ＰＳＫとも呼ばれる。これは、位相偏移変調の最も簡単な形態である。図１においては、コンステレーションポイントは、実軸上の０°および１８０°に配置されている。以降の説明においては、この変調技術を、Ｉ−ＢＰＳＫと呼ぶ。図２においては、コンステレーションポイントは、虚軸上の９０°および−９０°に配置されている。以降の説明においては、この変調技術は、Ｑ−ＢＰＳＫと呼ぶ。２値の変調は、復調器に正しくない判定を行わせるまでに、最高レベルの雑音または歪みを必要とするので、他のＰＳＫと比べて最も信頼性が高い。Ｉ−ＢＰＳＫとＱ−ＢＰＳＫは、ある技術のコンステレーション図が、他のコンステレーション図を９０°回転させることによって取得しうる変調技術の具体例である。

図３は、四位相偏移変調ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）技術に関する高次コンステレーション図を示す。この変調技術は４つの位相を使用する。ＱＰＳＫ技術を第１の技術と考えた場合、図４は、本発明による第２の変調技術のコンステレーション図を示す。

復調器は、変調器が使用するシンボルのセットに合わせて特に設計されており、受信信号の位相を判定し、信号をマッピングしてそれが表わすシンボルに戻して、元のデータを回復する。

従って、Ｉ−ＢＰＳＫとＱ−ＢＰＳＫの特定の場合、Ｉ−ＢＰＳＫ変調技術で変調された信号を復調するように構成された復調器は、一般に、Ｑ−ＢＰＳＫ変調技術で変調された信号を復調できない。この問題は、ＷＬＡＮ通信に関する８０２．１１ｎ以前の標準に準拠するＷＬＡＮ用の復調器を、８０２．１１ｎ標準に準拠して規定された信号に適合させたい場合に特に生じる。

実際のところ、ＷＬＡＮ（８０２．１１ｎ）標準（例えば、非特許文献１参照）は、情報を受信機に伝達する２つのパケットフォーマットの中で、ＨＴ−ＳＩＧフィールドを採用している。ＨＴ−ＳＩＧは、Ｈｉｇｈ−ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｓｉｇｎａｌ（高スループット信号）の略語であり、この信号の特性について、次に詳細に説明する。

ＷＬＡＮ（８０２．１１ｎ）標準によれば、ＨＴ（Ｈｉｇｈ−ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）モードに関しては、ＨＴ−ＳＩＧと呼ばれる信号フィールドが、送信されるＭＩＭＯ信号の変調符号化方式を特定するために、レガシーフォーマットに付加される。図５は、これを図解しており、ＷＬＡＮ（８０２．１１ｎ）標準で用いられる３つのパケットフォーマットの概略図である。３つのパケットは、それぞれパケット１、２、３と名付けられている。パケット１は、非ＨＴのＰＰＤＵ（ＰＰＤＵは、“Ｐｒｏｔｏｃｏｌ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ”（プロトコルデータユニット）の頭文字である）に相当する。パケット２は、ＨＴ混合フォーマットのＰＰＤＵであり、パケット３は、ＨＴグリーンフィールドフォーマットのＰＰＤＵである。

パケット２も３も、ＨＴ−ＳＩＧフィールドを備えている。このＨＴ−ＳＩＧフィールドは、図５に示すように、プリアンブルに続く高スループットペイロード（データフィールド）の適切な復号化を可能にするようになされている情報を、受信機に提供する。このＨＴ−ＳＩＧフィールドは、変調方式またはＭＩＭＯ構成などの特定の分野に関係してもよい。

ＨＴ−ＳＩＧフィールドは、Ｑ−ＢＰＳＫ変調技術および符号化率０．５を用いて符号化される。従って、ＨＴ−ＳＩＧフィールドは、Ｑ−ＢＰＳＫで変調されるのに対して、他のデータは、Ｉ−ＢＰＳＫで変調される。この相違は、図６に示されており、図６は、ＨＴ混合フォーマットのＰＰＤＵ（パケット２）のデータトーンのコンステレーションを示す。Ｌ−ＳＩＧ（“Ｌｅｇａｃｙ Ｆｉｅｌｄ Ｓｉｇｎａｌ”（レガシーフィールド信号）にちなむ）は、Ｉ−ＢＰＳＫ技術を用いて変調されるのに対して、ＨＴ−ＳＩＧは、Ｑ−ＢＰＳＫ技術を用いて変調される。

従って、Ｌ−ＳＩＧを復調するように構成された復調器は、一般に、ＨＴ−ＳＩＧを復調できない。８０２．１１ｎ以前の標準に準拠するＷＬＡＮに用いられる復調器は、データを復調するために、Ｑ−ＢＰＳＫ技術がＩ−ＢＰＳＫ技術とともに用いられていない限り、そのような欠点を提示することがある。復調器の非限定の例として、スフィアデコーダについてさらに詳細に説明する。

このスフィアデコーダは、図７に概略的に示すようにＭＩＭＯ方式で動作してもよい。図７は、ＭＩＭＯ方式におけるスフィアデコーダの役割を示すブロック図である。ＭＩＭＯ伝送モデルは、次の式で与えられる。

ｒ＝Ｈ_ｅｆｆ×Ｓ＋ｎ （式１）
上式において、
・ｒは、受信信号ベクトルである（このベクトルのサイズは、Ｎ_Ｒｘ行１列であり、Ｎ_Ｒｘは受信アンテナ数を表す）。
・Ｈ_ｅｆｆは、送信信号とイコライズおよびデマッピングされる受信信号との間に見られる実効チャネルを表す。
・ｓは、送信信号ベクトルである（このベクトルのサイズは、Ｎ_Ｔｘ行１列であり、Ｎ_Ｔｘは送信アンテナ数を表す）。
・ｎは、各受信アンテナの雑音である（このベクトルのサイズは、Ｎ_Ｒｘ行１列である）。

図７の特定の場合においては、受信アンテナ数Ｎ_Ｒｘおよび送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘは２に等しい。これは、実際のところ、見つけうるＭＩＭＯ伝送の最も平易な図解である。この特定の場合においては、ｒ、Ｈ_ｅｆｆ、およびｓを数学的に次のように書きうることを意味する。

上式において、
・ｒ_１は、第１の受信アンテナで受信される信号に相当する。
・ｒ_２は、第２の受信アンテナで受信される信号に相当する。
・ｈ_１１ ^ｅｆｆ、ｈ_１２ ^ｅｆｆ、ｈ_２１ ^ｅｆｆ、ｈ_２２ ^ｅｆｆは、行列Ｈの様々な係数に相当する。
・ｓ_１は、第１の送信アンテナから放射される信号に相当する。
・ｓ_２は、第２の送信アンテナから放射される信号に相当する。

以降の説明においては、明快にするために、この例を用いてＭＩＭＯ方式について説明するが、２より多い任意の受信アンテナ数Ｎ_Ｒｘ、および２より多い任意の送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘを使用してもよいことを理解されたい。さらに、ＭＩＭＯ伝送については、２つの空間レイヤを有する空間多重の場合を示している。

スフィアデコーダは、行列Ｈ_ｅｆｆの要素を備える実効チャネルの情報と、変調方式とを提供される。変調方式には、たいてい、信号コンステレーションを含む。受信信号ベクトルｒを受信すると、スフィアデコーダは、伝送された空間レイヤごとにソフトビットを計算することができる。

ソフトビットの計算および物理的意味は、図８および９の例を考慮すると、理解が容易になるであろう。図８および９は、ＱＰＳＫ信号コンステレーション図を示す。イコライズされた信号を受け取る場合、イコライズされた信号は、シンボル化され、コンステレーション図上の黒点で表わされてもよい。ＱＰＳＫの場合は、信号は２ビットを運び（特に図３参照）、ビットごとに、値が判定されるようになっている。

第１および第２のビットに関してそれぞれ図８および９に説明するように、ビットの値は、「１」または「０」を符号化するコンステレーションポイントとの最小距離に基づいて決定される。より詳しく説明すると、図８を参照すると、ｄ_１は、第１のビットに関してロジック「０」を有する最も近いコンステレーションポイントまでの距離を示し、ｄ_２は、ロジック「１」を有する最も近いコンステレーションポイントまでの距離を示す。同様の表記が図９に関しても使用されている。

ソフトビットは、距離ｄ_１およびｄ_２を用いて計算され、次のように表現されてもよい。

上式において、
・ＬＬＲ（“ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ”（ログ尤度比）の頭文字）は、ソフトビットの表記に相当する。
・σ^２は、雑音の複素次元ごとの分散に相当する。

また、ソフトビットは、ビット値の尤度で測定されるので、ＬＬＲとも呼ばれる。従って、スフィアデコーダは、ソフトビット値を取得することができる。これにより、スフィアデコーダは、受け取った信号ｒを復調して、元の信号ｓを取得することができるということになる。

図１０は、スフィアデコーダの概略図である。このデコーダは、ＭＩＭＯストリームをイコライズする工程およびデマッピングする工程で用いられる幾つかのモジュールを備えている。図１０の特定のアーキテクチャによれば、デコーダは、ＱＲ分解を行う前処理モジュールを備えている。線形代数においては、行列のＱＲ分解（ＱＲ因子分解とも呼ばれる）は、行列の直交行列および上三角行列への分解である。デコーダは、「スレッド部」と名付けられた並列の計算ブロックも備えている。これらのブロックは、「割当て」と名付けられたモジュールからデータを提供され、ソフトビットの計算を担当する。各ブロックの計算結果は、「収集」と名付けられたモジュールによって収集され、このモジュールは、スフィアデコーダからの出力時にソフトビットを分配する。デコーダは、サーチプロセス中の処理の順にＱＡＭ（“Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”（直交振幅変調）の頭文字）シンボルを列挙する索引テーブル（たいてい頭文字にちなんでＬＵＴと名付けられる）をさらに備えている。

この種類の復調器は、たいてい第１の位相変調技術をサポートできない。第１の位相変調技術は、第１の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相変調技術は、第２の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相コンステレーション図は、第１の位相コンステレーション図を９０度の零でない整数倍の角度回転させることによって得られる。

しかし、ＷＬＡＮ（８０２．１１ｎ）標準のＨＴ−ＳＩＧフィールドを適切に検出して、デマッピング工程を実行することはやはり望ましい。

このため、第１の変調技術で変調された信号を、少なくとも第２の変調技術で復調するように構成された復調器によって復調する方法を提案する。

この方法は、図１１のフロー図に従って行われてもよい。方法は、復調する信号を受信する工程Ｓ１００を有する。方法は、信号が第１の位相変調技術で変調されているかどうかを確かめる工程をさらに有する。Ｉ−ＢＰＳＫとＱ−ＢＰＳＫの場合は、関連するＩチャネルまたはＱチャネルの信号電力を確かめるだけで、検出を達成しうる。この検出の仕方は、どの種類の信号が送信されているかを特定する容易な手法である。

第１の位相変調技術で変調されていることが確認された場合、方法は、第２の変調技術で変調された回転させた信号が得られるまで、度の整数倍だけ信号を回転させる工程Ｓ１２０を有する。第１の変調技術で符号化された信号を回転させるこの工程は、雑音電力を変更することなく達成されることに注目されたい。

Ｉ−ＢＰＳＫとＱ−ＢＰＳＫの場合、回転工程は、−ｉを掛けることによって実行される。Ｑ−ＢＰＳＫで符号化された信号に対して、−√−１と書くこともできる虚数−ｉを掛け算することにより、Ｑ−ＢＰＳＫコンステレーションで符号化された信号に基づいて、Ｉ−ＢＰＳＫ信号を得ることができる。

この事を説明するために、ＡＷＧＮ ＳＩＳＯチャネルを有する例を想定する。加法性白色ガウス雑音（その頭文字にちなんで“ＡＷＧＮ” とも名付けられている）チャネルは、通信に対する唯一の障害が、一定のスペクトル密度およびガウス振幅分布を有する広帯域雑音または白色雑音を線形に付加したものである、チャネルモデルである。このＡＷＧＮ ＳＩＳＯチャネルを、Ｓ_{Ｑ−ＢＰＳＫ}と表わすＱ−ＢＰＳＫ信号を伝送するために使用する。Ｓ_{Ｑ−ＢＰＳＫ}は−ｉまたはｉであり、これは、Ｑ−ＢＰＳＫ信号コンステレーションにおいて、それぞれ論理数「１」の「０」を表す。受信信号は、式６のように表わされてもよい。

ｒ＝Ｈ×Ｓ _{Ｑ−ＢＰＳＫ} ＋ｉ×ｎ （式６）
上式において、
・ｒは、受信信号ベクトルである。
・Ｈは、送信信号と、等価およびデマッピングされる受信信号との間に見られる実効チャネルを表す。
・ｎは、（信号がＩチャネルではなく、Ｑチャネルで送信されるという単純な事実によって）Ｑチャネルで発生する雑音に相当する。

図１および２に基づいて、Ｓ_{Ｉ−ＢＰＳＫ}と表わすＩ−ＢＰＳＫ信号とＳ_{Ｑ−ＢＰＳＫ}信号との関係は、式（７）のようであると認識されてもよい。式（７）は次のとおりである。

Ｓ_{Ｉ−ＢＰＳＫ}＝−ｉ×Ｓ_{Ｑ−ＢＰＳＫ} （式７）
式（６）の各項に−ｉを掛け、式（７）を使用すると、式（８）を得ることができる。式（８）は次のとおりである。

−ｉ×ｒ＝Ｈ×Ｓ_{Ｉ−ＢＰＳＫ}＋ｎ （式８）
従って、式（８）は、受信信号に−ｉを掛けることが、雑音電力の寄与を変更することなく、Ｉ−ＢＰＳＫ信号Ｓ_{Ｉ−ＢＰＳＫ}を伝送することに等しいことを示す。雑音電力に変更がないことは、デマッパがソフトビット計算を実行するとき、同じ結果を得られることを意味している。

回転させた信号を得るために、受信信号に虚数−ｉを掛ける工程を実施することは、比較的容易である。実際のところ、この方式においては、受信複素信号の虚部が、回転させた信号の実部になるのに対して、受信複素信号の実部は、まずマイナスにされ、次いで回転された信号の虚部になる。一例として、受信信号が複素数ａ＋ｉｂで表わされるとすると、回転された信号はｂ−ｉａである。ハードウェアコンポーネントに関しては、そのような変換工程を実施するために、否定ユニットだけが使用されてもよい。この否定ユニットは、例として、２の補完表記において、オペランドのビットの転置およびＬＳＢへの１の付加を実施してもよい。

従って、復調器は受信した信号を直接復調することはできないけれども、この回転工程Ｓ１２０において、その復調器が復調することができる信号が得られる。検出工程Ｓ１１０と回転工程Ｓ１２０は、復調を可能にする前処理工程と解釈されてもよい。

次いで、方法は、回転させた信号を復調する工程Ｓ１３０を有する。こうして、復調信号が得られる。なお、第２の技術で符号化された信号に対する復調器の特性は維持される。特に、復調器が第２の技術のＳＮＲおよびＢＥＲに関して最適性能を有する場合、方法は、同じ特性で変調された信号を復調することを可能にする。

これは、通信に関して現在のデバイスの最大の再利用を意味する。従来のＲＦ受信機に対して、大きな変更をしなくてもよい。方法を実行するためには、処理部の追加で十分である。従って、検証および設計の取り組みは最小限で済む。実際のところ、復調器の変更を考慮した場合、ＭＩＭＯ方式における変換が必要であり、スフィアデコーダにおいて幾つかのモジュールが変更されるはずである。これは、ＷＬＡＮ通信の場合に関して、５〜１０Ｋゲートと推定されうるエリアの増加になる。提案の方法は、そのようなエリアの増加を回避することができる。

さらに、この方法を使用することによって、個々の検出器は、第１の変調技術で変調された信号の復調に係わらない。実際のところ、Ｑ−ＢＰＳＫを復調することができない復調器の使用を考慮する場合、安易な解決手段は、このフィールドのイコライゼーションおよびデマッピングのためだけに従来の検出器を使用することであろう。しかし、これが意味するであろうことは、この余分のハードウェアはパケットの他のフィールド処理するとき、遊んでおり、受信機に対して非効率な半導体費用を付加することになるであろうことである。この方法は、エリアの節減にもなり、５０〜１００Ｋゲートの利益になると推定されてもよい。

復調方法について、特にＩ−ＢＳＰＫとＱ−ＰＢＰＳＫに関して示している。しかし、同じ工程が、雑音電力に影響を及ぼさない特性が維持されるという条件で、ＩチャネルとＱチャネルの両方に対して雑音成分が係わる非ＢＰＳＫコンステレーションを実行するためにも使用されてもよいことが理解されるはずである。これは、検出器のアルゴリズム性能を維持することを可能にする。

第１の変調技術で変調された信号がＭＩＭＯ以外の方式で伝送されるのに対して、復調器がＭＩＭＯ方式で動作する場合は特に、信号のさらなる適応が必要とされてもよい。

信号の伝送方式がＳＩＳＯ（“Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ”（単一入力単一出力）の頭文字）またはＭＩＳＯ（“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ”（複数入力単一出力）の頭文字）である場合における復調方法は、図１２のフロー図による方法であり、この方法は、第１の変調技術で変調された信号を単一のアンテナで受信する工程Ｓ１４０を有する。次いで、方法は、受信信号を単一のアンテナから処理部へ送る工程Ｓ１５０を有する。この処理部は、回転工程を実行するユニットである。

また、方法は、回転させた信号をＭＩＭＯ方式に変換する工程Ｓ１６０も有する。信号がＳＩＳＯ方式で伝送される場合のＲＦ受信機のブロック図である図１３の例によると、このＲＦ受信機は、復調器を備えている。ＲＦ受信機は、処理部をさらに備えている。この処理部は、回転要素と、変換工程Ｓ１６０を実行する変換要素を備えている。この変換工程Ｓ１６０は、信号をバッファリングしてもよい。しかし、メモリの要求を最小にするために、隣接サブキャリアのバッファリングの方が好ましいはずである。さらに、妨害項が零に等しいことを考慮すると、復調工程は、送信信号と受信信号との間の実効チャネルとしての対角行列に基づいて達成される。このような実施は、実行が容易である。実際のところ、復調に用いられる行列の係数ｈ_１２およびｈ_２１を０と明言すれば十分である。このようにすると、ＳＩＳＯ方式の信号は、ＭＩＭＯ方式の信号に変換されうる。

従って、方法は、信号がＳＩＳＯ方式で伝送される場合でさえ、復調することができる信号を取得することを可能にする。

代替実施形態によれば、復調器は、ＭＩＭＯ方式で動作しうるのに対して、信号はＳＩＭＯ（“Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ”（単一入力複数出力）の頭文字）方式で伝送される。

この場合の復調方法は、図１４のフロー図による方法であり、この方法は、第１の変調技術で変調された信号を複数のアンテナで受信する工程Ｓ１７０を有する。方法は、複数のアンテナによって受信した信号を前処理部で合成する工程Ｓ１８０をさらに有する。次いで、方法は、前プロセッサからプロセッサへ合成信号を送る工程Ｓ１９０を有し、そのプロセッサで、変換工程Ｓ１６０が実行される。

従って、方法は、信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合でさえ、復調することができる信号を取得することを可能にする。

合成工程Ｓ１８０は、幾つかのやり方で実行しうる。合成工程Ｓ１８０は、特に最大比合成方法を用いて行われてもよい。

この場合については、図１５を参照してさらに説明しうる。図１５は、信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合における、ＲＦ受信機のブロック図を示す。このＲＦ受信機は復調器を備えている。図１５の例によれば、復調器はスフィアデコーダである。明快にするために、復調器は、２つの送信アンテナおよび２つの受信アンテナに適応したＭＩＭＯ方式で動作するものとする。ＲＦ受信機は、ＭＲＣ（“ｍａｘｉｍｕｍ−ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ”（最大比合成）の頭文字）前処理部および処理部をさらに備えている。ＭＲＣ方法は、信号送信アンテナから全ての受信アンテナへのチャネルが前の工程で推定されうる場合に使用しうる。
図１５は、ＲＦ受信機の動作の仕方を概略的に示す。式１を参考にするときに用いる行列は、次のとおりである。

上式において、
・ｘは、第１の送信アンテナから放射される信号に相当する。
・Ｈは、ＳＩＭＯ方式で伝送されるこの場合の実効チャネルに相当する。

ＭＲＣは、受信信号に行列Ａを掛けることで実施される。その行列Ａの係数は次のとおりである。

Ａ＝｜ｈ_１，１ ^＊ ｈ_２，１ ^＊｜ （式１２）
上式において、
・ｈ_１，１ ^＊は、行列の係数ｈ_１，１の共役である。
・ｈ_２，１ ^＊は、行列の係数ｈ_２，１の共役である。

従って、ｒ’は、Ａ×ｒに等しいことを用いて、次のように求めることができる。

ｒ’＝（ｈ_１，１ ^２＋ｈ_２，１ ^２）×ｓ_１＋ｎ （式１３）
従って、ｒ’は、ＳＩＳＯ方式における信号に類似している。これは、ＭＲＣ前処理部後に得られる信号がＳＩＳＯ方式の信号に類似していることを意味する。ＳＩＳＯ信号をＭＩＭＯ信号に変換する前述の方法の１つを処理部で実行することによって、ＭＩＭＯ信号である、図１５でｒ”と名付けられている信号を取得することができる。この信号ｒ”は、復調器で復調することができる。

従って、図１５によれば、ＳＩＭＯ方式で受信される信号ｒは、元々送信された信号を取得することができるように復調される。さらに、この方法は、実行が容易である。

工程Ｓ１８０を実施する別の手法は、受信ダイバーシティ方法を使用することである。この代替手法については、図１６を参照してさらに説明しうる。図１６は、信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合の、ＲＦ受信機のブロック図を示す。図１６のＲＦ受信機は、ＭＲＣ前処理部が受信ダイバーシティ前処理部で置換されていることを除いて、図１５のＲＦ受信機と同様である。この場合、各信号に関して最善のＳＮＲを有する受信アンテナが選択される。ここでも再び、前処理後に得られた信号ｒ’は、こうしてＳＩＳＯ方式の信号に類似している。

両方の場合において、方法は、信号がＳＩＭＯ方式で伝送される場合でさえ、復調することができる信号を取得することを可能にする。

全ての実施形態において、方法は、第１または第２の位相変調に変調された信号を受信するアンテナを備える無線周波数受信機で行われてもよい。第１の位相変調技術は、第１の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相変調技術は、第２の位相コンステレーション図に基づいており、第２の位相コンステレーション図は、第１の位相コンステレーション図を９０度の零でない整数倍の角度回転させることによって得られる。無線周波数デバイスは、第２の位相変調技術で変調された信号を変調するように構成された復調器と、その復調器に連結され、第１の位相変調技術で変調された信号を前述の角度回転させる処理部とをさらに備えている。

この無線周波数受信機は、信号が第１の位相変調で変調されているか、それとも第２の位相変調で変調されているかを検出するように構成されている検出部と、検出部が検出した変調に応じて信号を区別して処理するデマルチプレクサとをさらに備えていてもよい。このデマルチプレクサは、信号が第１の位相変調で変調されている場合、信号を処理部に送り、信号が第２の位相変調で変調されている場合、復調器に送る。この構成は、実施が容易である。

さらに、全ての実施形態において、方法は、方法を実行する命令を備えるコンピュータプログラムに基づいて行われてもよい。プログラムは、プログラマブルデバイスで実行できる。アプリケーションプログラムは、高レベル手続き型プログラミング言語もしくはオブジェクト指向プログラミング言語、または望ましい場合アセンブリ言語もしくは機械語で実施されてもよい。いずれにしても、言語は、コンパイラ型言語またはインタプリタ型言語であってもよい。プログラムは、フルインストールプログラムまたは更新プログラムであってもよい。更新プログラムの場合、プログラムは、以前プログラムされた方法の各部の実行を、方法全体を実行するのに適した状態にデバイスを更新する更新プログラムである。

プログラムは、データ記憶媒体に記録されてもよい。データ記憶媒体は、コンピュータ命令を記録するように構成された任意のメモリであってもよい。従って、データ記憶媒体は、例として、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、およびフラッシュメモリデバイスなどの半導体メモリデバイスと、内蔵ハードディスクおよびリムーバブルディスクなどの磁気ディスクと、光磁気ディスクと、ＣＤ−ＲＯＭディスクとを含む、不揮発性メモリの任意の形態であってもよい。

本発明について、好ましい実施形態に関して述べた。しかし、本発明の範囲内において、多くの変形形態が可能である。

付属Ｉ：頭字語表
頭字語 意味
ＡＷＧＮ 加法性白色ガウス雑音(Additive white gaussian noise)
ＢＥＲ ビット誤り率(Bit-error rate)
ＢＰＳＫ 二相位相偏移変調(Binary Phase-Shift Keying)
ＥＰＲＯＭ 消去可能プログラマブルリードオンリメモリ(Erasable Programmable Read-OnlyMemory ＥＥＰＲＯＭ
電気的消去可能プログラマブルリードオンリメモリ
Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory)
ＨＴ−ＳＩＧ 高スルーアウト信号(High-throughout signal)
ＬＬＲ ログ尤度比(Log-likelihood ratio)
Ｌ−ＳＩＧ レガシー信号(Legacy signal)
ＬＳＢ 最下位ビット(Least Significant Bit)
ＬＴＥ ロングタームエボリューション(Long Term Evolution)
ＬＵＴ 索引テーブル(Look-up-table)
ＭＡＣ 媒体アクセス制御(Medium Access Control)
ＭＩＭＯ 複数入力複数出力(Multiple input multiple output)
ＭＩＳＯ 複数入力単一出力(Multiple input Single Output)
ＭＬ 最大尤度(Maximum-likelihood)
ＭＭＳＥ 最小平均二乗誤差(Minimum mean square error)
ＭＲＣ 最大比合成(Maximum-ratio combining)
ＰＨＹ 物理層(Physical Layer)
ＰＰＤＵ プロトコルデータユニット(Protocol data unit)
ＰＲＫ 位相反転変調(Phase reversal keying)
ＰＳＫ 位相偏移変調(Phase-Shift Keying)
ＱＡＭ 直交振幅変調(Quadrature amplitude modulation)
ＳＩＭＯ 単一入力複数出力(Single Input Multiple Output)
ＳＩＳＯ 単一入力単一出力(Single Input Single Output)
ＳＮＲ 信号対雑音比(Signal-to-noise ratio)
ＷｉＭａｘ ＷｉＭＡＸ(WorldwideInteroperability for Microwave Access)
ＷＬＡＮ 無線ローカル・エリア・ネットワーク(Wireless Local Area Network)
ＺＦ ゼロフォーシング(Zero-forcing)

Claims (11)

1. 信号を復調する方法であって、
   前記信号が第１の位相変調技術で変調された信号か第２の位相変調技術で変調された信号かを判定する工程であって、前記第１の位相変調技術は第１の位相コンステレーション図に基づいており、前記第２の位相変調技術は第２の位相コンステレーション図に基づいており、前記第２の位相コンステレーション図は前記第１の位相コンステレーション図を角度９０度回転することにより得られる、前記判定する工程と、
   前記信号が、前記第２の位相変調技術により変調されている場合、前記信号を、前記第２の位相変調技術で変調された信号を復調する復調器で復調する復調工程と、を備える方法であって、
   前記信号が前記第１の位相変調技術で変調されている場合、前記信号を前記角度回転し、前記回転させた信号を、前記第２の位相変調技術で変調された信号を復調する前記復調器で復調する
   ことを特徴とする方法。
2. 前記復調器はＭＩＭＯ方式で動作し、前記方法は、
   −第１の変調技術で変調された前記信号を単一のアンテナで受信する工程と、
   −前記受信された信号を前記単一のアンテナから処理部へ送る工程と、
   −前記復調器で復調する前に、前記回転させた信号をＭＩＭＯ方式に前記処理部で変換する工程と
   をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記変換する工程は、前記信号のバッファリングを備え、前記復調工程は、送信信号と受信信号との間の実効チャネルとしての対角行列に基づいて達成されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記復調器は、ＭＩＭＯ方式で動作し、前記方法は、
   −第１の変調技術で変調された前記信号を複数のアンテナで受信する工程と、
   −前記複数のアンテナにより前記受信した信号を前処理部で合成する工程と、
   −前記合成した信号を前記前処理部から処理部へ送る工程と、
   −前記復調器で復調する前に、前記回転させた信号をＭＩＭＯ方式に前記処理部で変換する工程と
   をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記合成する工程は、最大比合成方法または受信ダイバーシティ方法を使用して達成されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記第１の位相変調技術は、Ｑ−ＢＰＳＫであり、前記第２の位相変調技術は、Ｉ−ＢＰＳＫであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
7. 前記回転することは、−１の平方根である−ｉを掛けることによって実行されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記信号は、ＷＬＡＮ通信用の８０２．１１ｎ標準に準拠して規定されたＨＴ−ＳＩＧフィールドであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の方法。
9. プログラム命令を備えるコンピュータプログラムであって、前記コンピュータプログラムは、データ処理部にロード可能であり、前記データ処理部が前記コンピュータプログラムを実行すると、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の方法を実行させるように構成されていることを特徴とするコンピュータプログラム。
10. 無線周波数受信機であって、
    信号を受信するアンテナと、
    −前記信号が第１の位相変調技術で変調されているか、第２の位相変調技術で変調されているか検出する検出器であって、前記第１の位相変調技術は第１の位相コンステレーション図に基づいており、前記第２の位相変調技術は第２の位相コンステレーション図に基づいており、前記第２の位相コンステレーション図は前記第１の位相コンステレーション図を角度９０度回転することにより得られる、検出器と
    前記第２の位相変調技術で変調された信号を復調する復調器と、を備え、
    前記第１の位相変調技術で変調された信号を前記角度回転させる、前記復調器に結合された処理部と、
    前記検出器により検出された前記変調に従って前記信号を区別するデマルチプレクサであって、前記信号が前記第１の位相変調技術で変調されている場合に、前記信号を前記処理部へ送り、前記信号が前記第２の位相変調技術で変調されている場合に、前記信号を前記復調器に送るデマルチプレクサを
    備えることを特徴とする無線周波数受信機。
11. 請求項１乃至８のいずれか１項に記載の方法を実行するように構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の無線周波数受信機。

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