JP6019770B2

JP6019770B2 - 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置

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Publication number: JP6019770B2
Application number: JP2012125555A
Authority: JP
Inventors: 一伸大井
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2012-06-01
Filing date: 2012-06-01
Publication date: 2016-11-02
Anticipated expiration: 2032-06-01
Also published as: JP2013251998A

Description

本発明は、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に係り、特に、コンバータの入力側（１次側）と出力側（２次側）との電圧差が大きい時でも、零電圧スイッチングが可能な技術に関する。

絶縁共振型ＤＣ‐ＤＣコンバータの技術として非特許文献１，特許文献１〜３が従来から知られている。

図１に示す双方向絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータでは、各スイッチング素子が零電圧スイッチング（ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：以下、ＺＶＳと称する）を行うことで高い効率を実現している。しかし、特定の条件ではＺＶＳが成立せず、損失が増加してしまう問題がある。非特許文献１ではこの特定の条件を下記の（１）式で表している。

上記（１）式において、Ｅ１は１次側の直流電圧、Ｅ２は２次側の直流電圧（１次側に換算した値）、δは１次側と２次側の電圧位相差である。この（１）式では以下のことを示している。
・１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２の電圧差が大きいほどＺＶＳが成立しにくい。
・電圧位相差δが小さいほど（軽負荷で伝送電力が小さいほど)ＺＶＳが成立しにくい。

井上重徳，赤木泰文，「双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電圧と損失解析」，電学論Ｄ，１２７巻２号，２００７年，ｐｐ１８９−１９７．

特開２００２−１０１６５５号公報特開２００２−２３８２５７号公報特開２０１１−１６６９４９号公報

非特許文献１にも記載されているように、ＺＶＳには成立しにくい条件があり、特許文献１〜３はその改善策を開示している。

特許文献１や特許文献２では、前記改善策としてデッドタイムを可変にする方法が採用されている。また、特許文献３では一部の電力を１次側に回生することにより常にある程度の大きさの電力伝送を行い、軽負荷動作を抑制している。

しかし、これらの方法はいずれも軽負荷時においてＺＶＳを成立させる方法である。そのため、これらの方法を適用しても１次側直流電圧と２次側直流電圧との電圧差が大きい場合はＺＶＳが成立しなくなり、損失が増加してしまうという問題がある。

以上示したようなことから、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２との電圧差が大きい場合や、軽負荷時にもＺＶＳを成立させることを可能とし、高効率な双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電源と変圧器の１次巻線との間に接続され、第１，第３スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第２，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第１コンバータと、前記変圧器の二次巻線に接続され、第５，第７スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第６，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第２コンバータと、を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、１次側直流電圧Ｅ１が、２次側直流電圧Ｅ２に変圧器巻数比ｎを乗算して２次側直流電圧Ｅ２を１次側に換算した２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおける第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との組み合わせ、または第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くし、２次側直流電圧換算値ｎＥ２が、１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおける第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との組み合わせ、または第７スイッチング素子と第８スイッチング素子の組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くするパルス幅変調器を備えたことを特徴とする。

また、前記パルス幅変調器は、１次側直流電圧Ｅ１が２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおけるパルス幅を、第２コンバータにおけるパルス幅のｎＥ２／Ｅ１倍とし、２次側直流電圧換算値ｎＥ２が１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおけるパルス幅を、第１コンバータにおけるパルス幅のＥ１／ｎＥ２倍とすることを特徴とする。

さらに他の態様として、前記パルス幅変調器は、１次側直流電圧Ｅ１が２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおけるパルスの点弧角αをα＝ｃｏｓ^-1（ｎＥ２／Ｅ１）とし、２次側直流電圧換算値ｎＥ２が１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおけるパルスの点弧角αをα＝ｃｏｓ^-1（Ｅ１／ｎＥ２）とすることを特徴とする。

また、他の態様として、予め、１次側直流電圧と２次側直流電圧換算値との電圧差に対して外乱を考慮したパルス幅を格納し、前記電圧差に応じて最適なパルス幅をパルス幅指令値として、パルス幅変調器に出力するテーブルを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２との電圧差が大きい場合や軽負荷時にも、ＺＶＳを成立させることを可能とし、損失を低減させることが可能となる。

実施形態１における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路を示す構成図である。実施形態１における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を示すブロック図である。通常のパルス幅最大動作時のコンバータ出力電圧の波形を示すグラフである。２次側のパルス幅減少時のコンバータ出力電圧の波形を示すグラフである。実施形態２における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を示すブロック図である。

以下、本実施形態１，２における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。

［実施形態１］
図１は、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路を示す回路構成図である。図１に示すように、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路は、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂを変圧器２１を介して結合し、変圧器２１を中心に左右対称になっている。また、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側に直流電源２２，２次側にコンデンサ２３を備え、この直流電源２２の直流電圧Ｅ１とコンデンサ２３の直流電圧Ｅ２を電圧検出器２ａ，２ｂによりそれぞれ検出している。

第１コンバータ２０ａは、直列接続されたスイッチング素子Ｔ１，Ｔ３から成る第１のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｔ２，Ｔ４から成る第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続され、スイッチング損失低減とサージ電圧抑制を目的とするスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４が並列に接続されている。第１コンバータ２０ａの交流端子間には変圧器２１が接続されている。

第２コンバータ２０ｂは、直列接続されたスイッチング素子Ｔ５，Ｔ７から成る第３のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｔ６，Ｔ８から成る第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。スイッチング素子Ｔ５〜Ｔ８には、それぞれフリーホイールダイオードＤ５〜Ｄ８が逆並列に接続され、スイッチング損失低減とサージ電圧抑制を目的とするスナバコンデンサＣ５〜Ｃ８が並列に接続されている。第２コンバータ２０ｂの交流端子間には変圧器２１が接続されており、直流端子間にはコンデンサ２３が接続されている。

なお、変圧器２１における１次巻線と２次巻線の巻数比は１：ｎとし、第１コンバータの出力電圧をＶ１，第２コンバータの出力電圧をＶ２とする。この双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入出力間の電気的絶縁を確保しつつ、双方向に電力を伝送するものである。

次に、図２に基づいて本実施形態１における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置１Ａを説明する。

まず、ゲイン３により、２次側直流電圧Ｅ２に変圧器巻数比ｎを乗算し、２次側直流電圧Ｅ２を１次側に換算した２次側直流電圧換算値ｎＥ２を出力する。次に、減算器４において、１次側直流電圧Ｅ１からゲイン３の出力である２次側直流電圧換算値ｎＥ２を減算し、Ｅ１−ｎＥ２を演算する。

このＥ１−ｎＥ２と零を比較器５で比較し、Ｅ１−ｎＥ２が零よりも大きければ「Ｈ」レベルの信号を出力し、Ｅ１−ｎＥ２が零以下であれば「Ｌ」レベルの信号を出力する。すなわち、比較器５はＥ１＞ｎＥ２であれば「Ｈ」レベルの信号を出力し、Ｅ１≦ｎＥ２であれば「Ｌ」レベルの信号を出力する。また、除算器６ａは１次側直流電圧Ｅ１，２次側直流電圧換算値ｎＥ２からｎＥ２／Ｅ１を演算し、除算器６ｂは１次側直流電圧Ｅ１，１次側換算値ｎＥ２からＥ１／ｎＥ２を演算する。

スイッチＳＷ１は、除算器６ａの出力である「ｎＥ２／Ｅ１」と「１」を入力し、比較器５の出力が「Ｈ」レベルの信号であれば「ｎＥ２／Ｅ１」を出力し、「Ｌ」レベルの信号であれば「１」を出力する。このスイッチＳＷ１の出力は１次側パルス幅指令値となる。

他方、スイッチＳＷ２は、「１」と除算器６ｂの出力である「Ｅ１／ｎＥ２」を入力し、比較器５の出力が「Ｈ」レベルであれば「１」を出力し、「Ｌ」レベルであれば「Ｅ１／ｎＥ２」を出力する。このスイッチＳＷ２の出力は、２次側パルス幅指令値となる。

ゲイン７は位相指令値δ^*に１／２を乗算し、１次側位相指令値であるδ^*／２を演算する。この１次側位相指令値δ^*／２はゲイン８において−１を乗算することにより符号が反転され、２次側位相指令値として出力される。ここでは、位相指令値δ^*は外部から入力されるものとする。位相指令値δ^*は例えば１次側から２次側への伝送電力指令値にゲインをかけたものとしてもよいし、実際の伝送電力検出値と伝送電力指令値との偏差をアンプに入力した結果としてもよい。さらに、伝送電力指令値は２次側直流電圧Ｅ２の検出値と指令値の偏差をアンプに入力した結果とし、２次側直流電圧Ｅ２を指令値通りに調整できるよう動作させてもよい。

パルス幅変調器９ａは、１次側パルス幅指令値であるスイッチＳＷ１の出力と、１次側位相指令値であるδ^*／２を入力し、１次側パルス幅指令値と１次側位相指令値δ^*／２に応じた矩形波を得る。他方、パルス幅変調器９ｂは、２次側パルス幅指令値であるスイッチＳＷ２の出力と、２次側位相指令値である−δ^*／２を入力し、２次側パルス幅指令値と２次側位相指令値−δ^*／２に応じた矩形波を得る。

デッドタイム付加器１０ａ，１０ｂは、パルス幅変調器９ａ，９ｂの出力にデッドタイムを付加して１次側ゲート信号，２次側ゲート信号を生成する。この１次側ゲート信号，２次側ゲート信号により図１に示すスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ５〜Ｔ８をそれぞれ駆動する。

本実施形態１における双方向絶縁側ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置１Ａは、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２のうち高い方の電圧のパルス幅を狭くすることにより、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２の差が小さいと見せかけ、ＺＶＳを成立させる点に特徴がある。

ここでは、例としてＥ１＜Ｅ２である場合を考える。また、簡単化のため巻数比ｎ＝1と仮定する。図３は第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂともに通常のパルス幅最大で動作時のコンバータ出力電圧の波形を示すグラフである。第１コンバータ２０ａの出力電圧Ｖ１の振幅はＥ１，第２コンバータ２０ｂの出力電圧Ｖ２の振幅はＥ２となっている。非特許文献１によると、この状態では前記（１）式より位相差δを極めて大きくしないとＺＶＳとならない。そのため、大きな電力伝送を行わない限り効率が低下してしまっていた。

そこで、本実施形態１では第２コンバータ２０ｂにおけるスイッチング素子Ｔ５とＴ６の組み合わせ、または、スイッチング素子Ｔ７とＴ８の組み合わせを同時にＯＮし、零電圧を出力する期間を設けて第２コンバータ２０ｂの出力電圧Ｖ２のパルス幅を狭くする。この状態を図４に示す。この時、図４の斜線に示す箇所の面積が等しくなるように第２コンバータにおける出力電圧Ｖ２のパルス幅を調整することで、それぞれの出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２のバランスをとることができる。これにより、電圧位相差δが小さくてもＺＶＳが成立するようになり、伝送電力が比較的小さくても高効率を保つことができる。

本実施形態１では、Ｅ１＜ｎＥ２であれば第２コンバータ２０ｂのパルス幅を狭くし、Ｅ１＞ｎＥ２ならば第１コンバータ２０ａのパルス幅を狭くする。パルス幅は図４の斜線部分の面積が等しくなるように、Ｅ１＜ｎＥ２であれば第２コンバータ２０ｂにおけるパルス幅を第１コンバータ２０ａにおけるパルス幅の「Ｅ１／ｎＥ２」倍となるように調整し、ｎＥ２＜Ｅ１であれば第１コンバータ２０ａにおけるパルス幅を第２コンバータ２０ｂにおけるパルス幅の「ｎＥ２／Ｅ１」倍となるように調整する。

以上示したように、実施形態１における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置１Ａによれば、１次側と２次側（１次側に換算した値）の直流電圧に差がある場合でも、ＺＶＳを成立させ高効率に電力を伝送させることができる。また、前記（１）式の右辺を零に近づけることができるため、電圧位相差δが小さく伝送電力の小さい軽負荷時でもＺＶＳを成立させることが可能となる。

［実施形態２］
図５は、本実施形態２における双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置１Ｂを示す構成図である。本実施形態２は実施形態１に対し以下の点で相違する。

実施形態１では除算器６ａ，６ｂによりｎＥ２／Ｅ１，Ｅ１／ｎＥ２をそれぞれ演算したが、本実施形態２では除算器６によりｎＥ２／Ｅ１のみを演算する。また、実施形態１における減算器４，比較器５，スイッチＳＷ１，ＳＷ２の代わりに、除算器６の出力に応じて１次側のパルス幅振幅指令値，２次側のパルス幅指令値を出力するテーブル１１ａ，１１ｂを設ける。

本実施形態２は、１次側，２次側のパルス幅指令値をテーブル１１ａ，１１ｂから読み出す方式である。例えば、図４において斜線部分の面積ではなく基本波の振幅を等しくする必要があれば、Ｅ１＜ｎＥ２の場合、パルスの点弧角をαとしてα＝ｃｏｓ^-1（Ｅ１／ｎＥ２）とする必要がある。

また、デッドタイムやスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ８における電圧降下などの外乱により、最適なパルス幅が変化することも考えられる。そこで、電圧差に対する最適なパルス幅をシミュレーションや実験により求め、その結果をテーブル１１ａ，１１ｂに格納しておき、常に最適なパルス幅で運転できるようにする。これにより幅広い動作条件でＺＶＳを成立させることが可能となる。

以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１の作用効果に加え、事前にデッドタイムや電圧降下などの外乱の影響を考慮して最適なパルス幅を求めてテーブル１１ａ，１１ｂに格納しておき、運転時にテーブル１１ａ，１１ｂから読み出して最適なパルス幅で駆動することにより、実施形態１に比べ、さらに幅広い動作条件でＺＶＳを成立させ高効率を維持することが可能となる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１Ａ，１Ｂ…制御装置
９ａ，９ｂ…パルス幅変調器
１１ａ，１１ｂ…テーブル
２０ａ，２０ｂ…第１コンバータ，第２コンバータ
２１…変圧器
２２…直流電源
Ｅ１，Ｅ２…１次側直流電圧，２次側直流電圧
ｎ…変圧器巻数比
ｎＥ２…２次側直流電圧換算値
Ｔ１〜Ｔ８…スイッチング素子
Ｖ１，Ｖ２…第１コンバータの出力電圧，第２コンバータの出力電圧
δ…電圧位相差

Claims

直流電源と変圧器の１次巻線との間に接続され、第１，第３スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第２，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第１コンバータと、
前記変圧器の二次巻線に接続され、第５，第７スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第６，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第２コンバータと、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
１次側直流電圧Ｅ１が、２次側直流電圧Ｅ２に変圧器巻数比ｎを乗算して２次側直流電圧Ｅ２を１次側に換算した２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおける第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との組み合わせ、または第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くし、
２次側直流電圧換算値ｎＥ２が、１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおける第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との組み合わせ、または第７スイッチング素子と第８スイッチング素子の組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くするパルス幅変調器を備え、
前記パルス幅変調器は、
１次側直流電圧Ｅ１が２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおけるパルス幅を、第２コンバータにおけるパルス幅のｎＥ２／Ｅ１倍とし、２次側直流電圧換算値ｎＥ２が１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおけるパルス幅を、第１コンバータにおけるパルス幅のＥ１／ｎＥ２倍とすることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
直流電源と変圧器の１次巻線との間に接続され、第１，第３スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第２，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第１コンバータと、
前記変圧器の二次巻線に接続され、第５，第７スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第６，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第２コンバータと、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
１次側直流電圧Ｅ１が、２次側直流電圧Ｅ２に変圧器巻数比ｎを乗算して２次側直流電圧Ｅ２を１次側に換算した２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおける第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との組み合わせ、または第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くし、
２次側直流電圧換算値ｎＥ２が、１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおける第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との組み合わせ、または第７スイッチング素子と第８スイッチング素子の組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くするパルス幅変調器を備え、
前記パルス幅変調器は、
１次側直流電圧Ｅ１が２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおけるパルスの点弧角αをα＝ｃｏｓ ^-1 （ｎＥ２／Ｅ１）とし、２次側直流電圧換算値ｎＥ２が１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおけるパルスの点弧角αをα＝ｃｏｓ ^-1 （Ｅ１／ｎＥ２）とすることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
直流電源と変圧器の１次巻線との間に接続され、第１，第３スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第２，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第１コンバータと、
前記変圧器の二次巻線に接続され、第５，第７スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第６，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する第２コンバータと、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
１次側直流電圧Ｅ１が、２次側直流電圧Ｅ２に変圧器巻数比ｎを乗算して２次側直流電圧Ｅ２を１次側に換算した２次側直流電圧換算値ｎＥ２よりも大きい場合は、第１コンバータにおける第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との組み合わせ、または第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くし、
２次側直流電圧換算値ｎＥ２が、１次側直流電圧Ｅ１よりも大きい場合は、第２コンバータにおける第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との組み合わせ、または第７スイッチング素子と第８スイッチング素子の組み合わせを同時にオンして零電圧となる期間を設け、コンバータ出力電圧のパルス幅を狭くするパルス幅変調器と、
予め、１次側直流電圧と２次側直流電圧換算値との電圧差に対して外乱を考慮したパルス幅を格納し、前記電圧差に応じて最適なパルス幅をパルス幅指令値として、パルス幅変調器に出力するテーブルと、
を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。