JP7367643B2 - 電力変換装置の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に係り、例えば直流電力をインバータにより高周波の交流電力に変換し、小型の高周波トランスを用いて絶縁し、トランスの他方にはダイオード整流器を接続して直流に変換する、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

図１に、本発明の制御対象となる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示す。図１は、図２に示す非特許文献１のＤＡＢ（デュアルアクティブブリッジ）方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのうち、電力を入力する側のインバータをダイオード整流器に置き換えた構成である。

図２において、１次側インバータ１００（第１の電力変換器）は、第１の直流電圧源１０１と、第１の直流電圧源１０１の正、負極端間に接続された直流コンデンサ１０２と、直流コンデンサ１０２に並列接続され、例えばＩＧＢＴ等のスイッチングデバイスＴ１１～Ｔ１４をブリッジ接続した電力変換部１０３と、を備えて構成されている。

２次側インバータ２００（第２の電力変換器）は、第２の直流電圧源２０１と、第２の直流電圧源２０１の正、負極端間に接続された直流コンデンサ２０２と、直流コンデンサ２０２に並列接続され、例えばＩＧＢＴ等のスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４をブリッジ接続した電力変換部２０３と、を備えて構成されている。

１次側インバータ１００の電力変換部１０３と２次側インバータ２００の電力変換部２０３の交流側は、リアクトルＬａ～Ｌｄおよび高周波トランス３００を介して結合されている。

図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、２次側インバータ２００の電力変換部２０３を、図２のスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４の代わりにブリッジ接続したダイオードＤ２１～Ｄ２４を用いており、その他の部分は図２と同一に構成されている。

図２のＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２次側インバータ２００のスイッチングデバイスのゲート信号（Ｔ２１～Ｔ２４）を常にＯＦＦとした場合も、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行う。

図１のコンバータと、図２で２次側のスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４を常にＯＦＦとした場合では、１次側直流電圧（第１の直流電圧源１０１の電圧Ｖｄｃ１）が２次側直流電圧（第２の直流電圧源２０１の電圧Ｖｄｃ２）よりも大きい場合のみ、１次側インバータ１００から２次側インバータ２００への片方向の電力融通ができる。

この回路には、直流電圧の差が小さいときには融通できる電力が限られるという問題がある。しかし、低コスト化の他にも以下の長所があり、図２で２次側のスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４を常にＯＦＦとした場合も同じ長所が得られる。

・直流電圧の差が大きく、融通電力が小さい場合にはリアクトル電流Ｉ１を小さくでき、銅損・導通損失を低減できる。

・調整要素が１次側インバータ１００の出力電圧のパルス幅に限られるため、制御設計が簡単である。

・整流器の交流入力端に誘起される交流側電圧は、必ずリアクトル電流を減少させるよう作用する。そのため異常な電流が流れにくい。

・リアクトル電流や高周波トランス３００の励磁電流の直流オフセット電流が減衰しやすく、トランスが磁気飽和を起こしにくい。

そのため、ＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、動作条件によっては電力融通先のインバータを停止しダイオード整流器として動作させる方法が提案されている。

特許文献１では電力融通先の直流電圧が非常に低い場合に、特許文献２では制御指令値と設定値を比較して動作モードを切り替えている。

井上重徳、赤木泰文、「双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電圧と損失解析」、電気学会論文誌Ｄ、１２７巻・２００７－０２－０１、Ｐ１８９－１９７

特開２０１２－０６５５１１号公報 ＷＯ－Ａ１－２０１４／０２４５６０

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、融通電力の大きさはインバータ出力電圧のパルス幅に依存する。そのため融通電力を検出して指令値との偏差に応じてパルス幅を調整するフィードバック制御が有効である。

しかし、パルス幅と融通電力の関係は線形ではなく、最も不安定になる条件に合わせてゲインを設計すると応答時間が長くなり、指令値通りの融通電力が入られるまで時間がかかってしまう。その間はコンデンサなど電力蓄積要素で対応することになるが、応答速度が低下するほど大容量のコンデンサが必要になり、装置の大型化、高コスト化の原因となる。

また、ＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて動作モードを切り替える条件も課題となる。特許文献１では、電力融通先のインバータ直流電圧がインバータの起動可能なレベルに達したらゲート信号を出力する。そのため直流電圧の差が大きく融通電力が小さい場合でもゲート信号を出力してリアクトル電流ＩＬが必要以上に大きくなってしまう場合がある。

特許文献２では、パルス幅を最大まで増加しても融通電力が指令値に対し低いときにゲート信号を出力する。そのため、まずパルス幅が最大に増加するまでのフィードバック制御の応答時間がかかり、ゲート信号を出力する動作モードに切り替えた後もさらにフィードバック制御の応答時間がかかるため、指令値通りの融通電力が得られるまで非常に長い時間かかってしまう。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、速い応答速度によりほぼ融通電力指令値通りの電力融通を行うことができる電力変換装置の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の電力変換装置の制御装置は、
第１の直流電圧源に接続され、スイッチングデバイスのオン、オフにより制御される電力変換部を有した第１の電力変換器と、第２の直流電圧源に接続された電力変換部を有した第２の電力変換器の、各々の交流側どうしをリアクトルおよび高周波トランスを介して結合させて構成し、前記第１の電力変換器および第２の電力変換器のいずれか一方を電力融通元電力変換器とし、いずれか他方を電力融通先電力変換器とし、電力融通元電力変換器と電力融通先電力変換器の間で電力の融通を行う電力変換装置において、
設定した融通電力指令値Ｐ^*、電力融通元電力変換器の直流電圧を検出した第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、電力融通先電力変換器の直流電圧を検出した第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（３）

（ただしＷ１Ａはパルス幅指令値、Ｌは第１の電力変換器と第２の電力変換器の交流側結合部分のリアクタンス）
を演算して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅指令値を生成する第１のパルス幅指令値生成部と、
電力融通先電力変換器の入力有効電力又は電力融通元電力変換器の出力有効電力と、前記融通電力指令値Ｐ^*との偏差を増幅して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅を求めるパルス幅算出部と、
前記第１のパルス幅指令値生成部で生成されたパルス幅指令値と前記パルス幅算出部で求められたパルス幅を加算したパルス幅指令値に基づいて、電力融通元電力変換器の電力変換部をスイッチング制御する制御信号を生成する第１の制御信号生成部と、
を備えたことを特徴とする。

請求項２に記載の電力変換装置の制御装置は、請求項１において、
前記第１のパルス幅指令値生成部は、前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値か、前記式（３）の演算結果のうち小さい値を選択してパルス幅指令値とすることを特徴としている。

請求項３に記載の電力変換装置の制御装置は、請求項１において、
前記第１のパルス幅指令値生成部は、
設定した融通電力指令値Ｐ^*、電力融通元電力変換器の直流電圧を検出した第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、電力融通先電力変換器の直流電圧を検出した第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（９）

（ただしＷ１Ｂはパルス幅指令値、Ｌは第１の電力変換器と第２の電力変換器の交流側結合部分のリアクタンス）
を演算し、
前記式（３）の演算結果が、前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値を超えている場合、前記式（９）の演算結果を選択してパルス幅指令値とすることを特徴としている。

請求項４に記載の電力変換装置の制御装置は、請求項３において、
前記第１のパルス幅指令値生成部は、
前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値と、前記式（３）の演算結果の大小関係が変化したことを検出し、該検出時に、設定した時間だけ前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値を選択してパルス幅指令値とすることを特徴としている。

請求項５に記載の電力変換装置の制御装置は、請求項４において、
前記第２の電力変換器の電力変換部は、スイッチングデバイスのオン、オフにより制御される電力変換部で構成され、
設定した電力融通先電力変換器の出力電圧のパルス幅指令値に基づいて、電力融通先電力変換器の電力変換部をスイッチング制御する制御信号を生成する第２の制御信号生成部を備え、
電力融通先電力変換器の電力変換部のスイッチング制御を停止した場合に融通可能な最大電力を式（１０）又は式（５）を演算して算出し、

前記算出された最大電力と融通電力指令値Ｐ^*の偏差が、設定した閾値よりも大きいときは、第１の制御信号生成部で生成した制御信号を有効とし、第２の制御信号生成部で生成した制御信号を無効とし、
前記算出された最大電力と融通電力指令値Ｐ^*の偏差が、設定した閾値よりも小さいときは、第１の制御信号生成部および第２の制御信号生成部で生成した制御信号をともに有効とする、ことを特徴としている。

請求項６に記載の電力変換装置の制御方法は、
請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置を実行することを特徴としている。

（１）請求項１～６に記載の発明によれば、フィードバック制御を行わなくても、電力変換器の出力電圧のパルス幅を演算してパルス幅指令値を求めることにより、速い応答速度でほぼ融通電力指令値通りの電力融通を行うことができる。

また、検出誤差やリアクトルなど製造誤差による偏差を抑制するためフィードバック制御を併用する場合でも、低いゲインで高い応答速度が得られ、制御を安定させやすくなる。

また、直流コンデンサの容量が小さくても電圧変動を抑えることができ、装置を小型・低コストにできる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、生成されるパルス幅指令値が制限され、電力変換器が無効電力を出力しない条件で融通電力の上限が設定されるので、リアクトル電流を小さくでき、銅損や導通損失を抑え高効率で運転することができる。
（３）請求項３に記載の発明によれば、請求項２の構成よりも大きな電力を融通することができる。
（４）請求項４に記載の発明によれば、融通電力指令値が大きく急変した場合でも、リアクトル電流への直流オフセット重畳を防ぎ、高周波トランスの磁気飽和を防ぐことができる。これにより過電流の発生を防ぐことができる。また、高周波トランスの鉄心断面積を小さくでき、小型・低コストにできる。銅損や導通損失を小さくすることができる。
（５）請求項５に記載の発明によれば、電力融通先電力変換器の電力変換部のスイッチング制御を停止し（整流器として動作させ）、電力融通元電力変換器の電力変換部のみスイッチング制御させる運転モードと、電力融通元電力変換器および電力融通先電力変換器の電力変換部をともにスイッチング制御させる運転モードとを、電力融通先電力変換器の電力変換部のスイッチング制御を停止した場合に融通可能な最大電力に応じて適切に切り替えることができる。これによって、短時間で確実に指令値通りの電力融通を行うことができる。

本発明が適用される絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明が適用されるＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例１の制御ブロック構成図。 本発明の実施例２の制御ブロック構成図。 本発明の実施例３の制御ブロック構成図。 本発明の実施例４の制御ブロック構成図。 本発明の実施例１の動作波形を示す波形図。 本発明の実施例２の動作波形を示す波形図。 本発明の実施例２において、電力指令値急変によりリアクトル電流に直流オフセットが重畳する例を示す波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本発明では、コンバータ融通電力の指令値と送電側・受電側直流電圧から、指令値通りの電力融通に必要なインバータの出力電圧のパルス幅を計算しフィードフォワード制御を行えるようにすることで、応答速度を向上させる。

また、パルス幅を急激に変化させるとリアクトル電流や励磁電流に直流オフセットが重畳し、高周波トランスが磁気飽和を起こしやすくなるという問題の解決方法を提供し、過電流による装置停止を回避し安定した運転を実現し、高周波トランスの鉄心断面積の削減によるトランスの小型化・軽量化・低コスト化を実現する。

さらに、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、１次側、２次側の両方のインバータのゲートを駆動するＤＡＢモードと片方のインバータのゲートを停止する整流器モードを切り替える際の閾値の設計手段を提供する。

本発明の実施形態例は、以下のように構成される。

交流側がリアクトルおよび高周波トランスを介して結合された第１および第２の電力変換器を備え、第１の電力変換器と第２の電力変換器の間で電力の融通を行う電力変換装置において、
設定した融通電力指令値Ｐ^*、電力融通元電力変換器の直流電圧を検出した第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、電力融通先電力変換器の直流電圧を検出した第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（３）

（ただしＷ１Ａはパルス幅指令値、Ｌは第１の電力変換器と第２の電力変換器の交流側結合部分のリアクタンス）
を演算して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅指令値を生成する第１のパルス幅指令値生成部と、
電力融通先電力変換器の入力有効電力又は電力融通元電力変換器の出力有効電力と、前記融通電力指令値Ｐ^*との偏差を増幅して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅を求めるパルス幅算出部と、
前記第１のパルス幅指令値生成部で生成されたパルス幅指令値と前記パルス幅算出部で求められたパルス幅を加算したパルス幅指令値に基づいて、電力融通元電力変換器の電力変換部をスイッチング制御する制御信号を生成する第１の制御信号生成部と、備える。

図３は実施例１の制御ブロックを示している。図３の制御ブロックは、２次側インバータ２００の電力変換部２０３がダイオード整流器で構成された図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータか、又は図２の回路においてスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４のスイッチング制御を停止（ゲート信号をＯＦＦ）とした場合に適用されるものである。

また、１次側インバータ１００が電力融通元電力変換器、２次側インバータ２００が電力融通先電力変換器であり、１次側直流電圧（Ｖｄｃ１）が２次側直流電圧（Ｖｄｃ２）よりも高いことを想定している。

１１は、２次側インバータ２００の第２の直流電圧源２０１の電圧を検出した２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２と、２次側インバータ２００の直流電流を検出した２次側直流電流検出信号Ｉｄｃ２の積を求めて２次側インバータ２００に入力された有効電力を演算する乗算器である。

乗算器１１は、１次側インバータ２００の第１の直流電圧源１０１の電圧を検出した１次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ１と、１次側インバータ１００の直流電流を検出した１次側直流電流検出信号Ｉｄｃ１の積を求めて１次側インバータ１００が出力した有効電力を演算してもよい。

１２は、乗算器１１で求めた電力に重畳する基本波の２倍の脈動やノイズを除去するためのローパスフィルタである。

１３は、設定した融通電力指令値Ｐ^*とローパスフィルタ１２から出力される有効電力との偏差を求める減算器である。融通電力指令値Ｐ^*はプラスの値であり、有効電力は１次側インバータ１００から２次側インバータ２００へ片方向のみの融通となる。

１４は、減算器１３の偏差出力を増幅して１次側インバータ１００の出力電圧のパルス幅を求めるアンプ、例えば比例積分アンプである。

比例積分アンプ１４の出力は、後述する演算により求めたパルス幅が加算器１５において加算され、パルス幅指令値Ｗ１が算出される。

１６はパルス幅指令値を入力とし、１次側インバータゲート信号を生成する１次側ゲート信号生成器である。

１次側ゲート信号生成器１６の出力は、１次側インバータ１００のスイッチングデバイスＴ１１～Ｔ１４に入力される。

以上は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一般的な制御ブロックであるが、本実施例１では以下を追加している。

１７は、融通電力指令値Ｐ^*、１次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（３）を演算して、１次側インバータ１００の出力電圧のパルス幅指令値Ｗ１Ａを求める演算器である。

（ただし、Ｗ１Ａはパルス幅指令値、Ｌは１次側インバータ１００と２次側インバータ２００の交流側結合部分のリアクタンス）
１８は、１次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１を求める除算器である。

１９は、演算器１７の出力であるパルス幅指令値Ｗ１Ａと除算器１８の出力であるＶｄｃ２／Ｖｄｃ１のうち小さい値を選択して出力する選択器である。

選択器１９の出力は加算器１５において比例積分アンプ１４の出力と加算され、パルス幅指令値Ｗ１が算出される。

前記乗算器１１、ローパスフィルタ１２、減算器１３、比例積分アンプ１４は本発明のパルス幅算出部を構成し、演算器１７、除算器１８、選択器１９は本発明の第１のパルス幅指令値生成部を構成し、加算器１５、１次側ゲート信号生成器１６は本発明の第１の制御信号生成部を構成している。

実施例１では、融通電力指令値Ｐ^*から１次側インバータ出力電圧のパルス幅Ｗ１（Ｗ１Ａ）を求め、その通りに１次側インバータ１００を駆動する。これにより、フィードバック制御の応答を待つ必要がなくなり、応答速度を向上させることができる。

図７に、１次側インバータ１００の出力電圧Ｖ１のパルス幅をＷ１としたときの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形を示す。図７において、Ｖ１は１次側インバータ１００の出力電圧、Ｖ２は２次側インバータ２００の出力電圧、Ｉｌはリアクトル電流、Ｔ１１～Ｔ１４はスイッチングデバイスＴ１１～Ｔ１４のゲートの波形を示している。

パルス幅Ｗ１と点弧角α１には、

の関係がある。この波形より、融通される電力を式（２）のように求めることができる。

この式（２）をＷ１について解くと、

となる。そのため、式（３）´を用いて求めたパルス幅で１次側インバータ１００を駆動することで、指令値通りの電力融通を行うことができる。

実際にはＶｄｃ１、Ｖｄｃ２の検出誤差や２台のインバータ間のリアクタンスＬ（Ｌａ～Ｌｄ）の製造誤差などにより、融通電力に偏差が生じる可能性がある。この偏差はＰＩアンプを適用したフィードバック制御によりＷ１を調整することで零にすることができる。ＰＩアンプのゲインが低くても十分高い応答速度が得られるため、制御の安定性を向上させることができる。

ただし、式（３）´はＶ１が零となる期間でリアクトル電流Ｉｌが零でクランプされる場合のみ成立する。このとき、パルス幅Ｗ１は式（４）を満たさなければならない。

実施例１ではＷ１の上限をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１に設定する。そのため実施例１では融通できる電力の上限が小さく、

である。Ｗ１をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１よりも大きくすると、動作波形は図８となる。図８において、Ｖ１は１次側インバータ１００の出力電圧、Ｖ２は２次側インバータ２００の出力電圧、Ｉｌはリアクトル電流の波形を示している。

このとき、図８の電流は、一部は２次側インバータ２００へ有効電力を伝送するが斜線部で示した残り一部は１次側インバータ１００へ有効電力を戻している。１次側から見るとＷ１を増加すると力率が低下していき、リアクトル電流は増えるが融通できる電力はあまり増えず導通損失や銅損により効率が低下してしまう。実施例１では、力率が低下しない条件で動作するようパルス幅を制限しているため、導通損失や銅損が小さく高効率で運転できるという特長がある。

以上のように実施例１によれば、以下の効果が得られる。

・式（３）により求めたパルス幅の電圧をインバータから出力することで、フィードバック制御を行わなくてもほぼ指令値通りの電力融通を行うことができる。

・検出誤差やリアクトルなど製造誤差による偏差を抑制するためフィードバック制御を併用する場合でも、低いゲインで高い応答速度が得られ、制御を安定させやすくなる。

・直流コンデンサの容量が小さくても電圧変動を抑えることができ、装置を小型・低コストにできる。

・インバータが無効電力を出力しない条件で融通電力の上限が設定されるため、リアクトル電流を小さくでき、銅損や導通損失を抑え高効率で運転することができる。

図４に実施例２の制御ブロックを示す。実施例２は、図３の実施例１から選択器１９を除去し、以下を追加したものである。

２１は、１次側直流電圧検出Ｖｄｃ１、２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２、融通電力指令値Ｐ^*から式（９）を演算して１次側インバータ１００の出力電圧のパルス幅指令値Ｗ１Ｂを求める演算器である。

（ただしＷ１Ｂはパルス幅指令値、Ｌは１次側インバータ１００と２次側インバータ２００の交流側結合部分のリアクタンス）
２２は、１次側直流電圧検出Ｖｄｃ１および２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１から、演算器１７で求められたパルス幅指令値Ｗ１Ａを差し引く減算器である。

２３は、Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１がＷ１Ａよりも大きいことを検出する比較器である。

２４は、比較器２３の出力信号が正、すなわちＶｄｃ２／Ｖｄｃ１＞Ｗ１Ａならば式（３）で求めたＷ１Ａを、それ以外ならば式（９）で求めたＷ１Ｂを選んで出力するスイッチである。

スイッチ２４の出力は加算器１５において比例積分アンプ１４の出力と加算され、パルス幅指令値Ｗ１が算出される。

その他の部分は図３と同一に構成されている。

実施例２は、パルス幅指令値Ｗ１を実施例１の場合よりもさらに広げられるようにし、より大きな電力の融通に対応した方式である。図８はパルス幅指令値Ｗ１をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１よりも大きくしたときの波形を示しており、リアクトル電流Ｉｌは零でクランプされなくなる。

期間ｔ１のリアクトル印加電圧はＶｄｃ１－Ｖｄｃ２、期間ｔ２では－Ｖｄｃ２、期間ｔ３では－（Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２）である。これより、各期間の電流Ｉｌの傾きが式（６）のように求められる。

期間ｔ１の開始時点と期間ｔ３の終了時点でＩｌが零になること、期間ｔ１からｔ３までの合計で半周期になることから、ｔ１とｔ３を次の式（７）で表すことができる。

融通される電力は、

である。

この式（８）をＷ１について解くと、

となる。実施例２では、式（３）で求めたパルス幅Ｗ１ＡがＶｄｃ２／Ｖｄｃ１を超えていた場合、式（９）で求めたパルス幅Ｗ１Ｂを用いて１次側インバータ１００を駆動する。これにより、リアクトル電流が零でクランプされたかどうかに依存せず、指令値通りの電力融通を行うことができる。

以上のように実施例２によれば、以下の効果が得られる。
・式（３）又は式（９）により求めたパルス幅の電圧をインバータから出力することで、フィードバック制御を行わなくてもほぼ指令値通りの電力融通を行うことができる。

・検出誤差やリアクトルなど製造誤差による偏差を抑制するためフィードバック制御を併用する場合でも、低いゲインで高い応答速度が得られ、制御を安定させやすくなる。

・直流コンデンサの容量が小さくても電圧変動を抑えることができ、装置を小型・低コストにできる。
・実施例１よりも大きな電力を融通することができる。

前記実施例１、２は、融通電力指令値Ｐ^*の急変にも高速に追従できるという長所がある反面、リアクトル電流Ｉｌにオフセットが重畳し高周波トランスが磁気飽和を起こしやすくなるという問題がある。この問題の解決方法として、例えばパルスの中心から運転を開始するという方法が考えられる。この方法によれば、実施例１ならば前記問題を解決することができるが、実施例２ではオフセットが残ってしまう場合がある。

この理由を図９の動作波形図とともに説明する。図９において、１次側インバータ１００の出力電圧Ｖ１は最初の半周期はマイナスのパルスが指令値の半分の幅で出力され、次の半周期はプラスのパルスが指令値通りの幅で出力される。これを積分するとパルスの中心で零になりオフセットは零である。

実施例１のＷ１＜Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１が成立する条件では、２次側インバータ２００の整流器電圧Ｖ２のパルス幅はＷ１に比例する。そのためＶ２についてもＶ１と同様の動作になり、積分した値のオフセットは零である。リアクトル電流ＩｌはＶ１、Ｖ２の積分によって決定するため、オフセットは重畳しない。

実施例２でも出力電圧Ｖ１では同じことが成り立つ。しかしＷ１＞Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１ではＶ２のパルス幅は半周期＝π／ωで一定となる。そのためＶ２では運転開始直後の半周期のパルス幅が次の半周期のパルス幅の半分にはならない。これによりＶ２の積分はパルスの中心で零とはならず、オフセットが重畳してしまう。すなわち、図９において、リアクトル電流Ｉｌのプラス側ピークがマイナス側ピークよりも大きく、オフセットが重畳している様子が確認できる。

そこで本実施例３では、パルス幅指令Ｗ１がＶｄｃ２／Ｖｄｃ１を超えて増加又は減少するときに、一旦Ｗ１をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１で固定してしばらく運転させることにより、上記現象によるオフセットの重畳を抑制するように構成した。

図５に実施例３の制御ブロックを示す。実施例３は図４の実施例２に以下を追加したものである。
３１は前記比較器２３の出力を保持するバッファである。

３２は、比較器２３の出力（今回の値）とバッファ３１の出力（比較器２３の前回の値）を入力し、Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１とＷ１Ａの大小関係が変化したら正の信号を出力するＸＯＲ素子である。

３３は、ＸＯＲ素子３２の出力が正ならば、予め設定した時間正の信号を出力し続けるタイマーである。

３４は、タイマー３３の出力が正ならば（Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１とＷ１Ａの大小関係が変化したとき）Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１を選び、それ以外ならば前段のスイッチ２４の出力（Ｗ１Ａ又はＷ１Ｂ）を選んで出力するスイッチである。

スイッチ３４の出力は加算器１５において比例積分アンプ１４の出力と加算され、パルス幅指令値Ｗ１が算出される。その他の部分は図４と同一に構成されている。

図５の構成により、パルス幅指令値Ｗ１がＶｄｃ２／Ｖｄｃ１を超えて増加又は減少するときに、一旦Ｗ１をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１に所定期間固定して運転させることができ、オフセットの重畳を抑制できる。

パルス幅指令値Ｗ１をＶｄｃ２／Ｖｄｃ１に固定する期間は、例えば１周期、１．５周期、２周期など、１周期以上０．５周期の整数倍を予めタイマー３３に指定する。これによる応答速度の低下はわずかである。例えばインバータを２０ｋＨｚで駆動する場合は、固定期間を２周期に設定しても遅延時間は１００μｓと非常に小さく、ほとんど影響を生じない。

以上のように実施例３によれば、実施例２に加えて以下の効果が得られる。

・融通電力指令値が大きく急変した場合でも、リアクトル電流への直流オフセット重畳を防ぎ、高周波トランス３００の磁気飽和を防ぐことができる。これにより過電流の発生を防ぐことができる。また、高周波トランス３００の鉄心断面積を小さくでき、小型・低コストにできる。銅損や導通損失を小さくすることができる。

実施例４は、図２の回路に適用し、２次側インバータ２００のゲートを停止して実施例３と同じ動作を行うモードと、２次側インバータ２００のゲートを出力してＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行うモードを切り替えできるようにした。

図６に実施例４の制御ブロックを示す。実施例４は図２のＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用することを想定し、図５の実施例３に以下を追加したものである。

４１は、１次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（１０）を演算して、２次側ゲート信号（Ｔ２１～Ｔ２４）をＯＦＦとした場合に融通可能な最大電力（Ｐｍａｘ）を求める演算器である。

４２は、演算器４１で求められた融通可能な最大電力（Ｐｍａｘ）から融通電力指令値Ｐ^*を差し引く減算器である。

４３は、減算器４２の偏差出力が、設定した閾値（電力）Ｐｔｈよりも大きいことを検出する比較器である。

４４ａは、比較器４３の出力が正ならば加算器１５で算出された１次側パルス幅指令値Ｗ１を選び、それ以外ならば、例えば０．７～０．９５程度以下となるように、リミッタなどによりＷ１に対して上限を設定して求めた１次側パルス幅指令値Ｗ１´を選んで１次側ゲート信号生成部１６に出力するスイッチである。

４５は、設定した２次側インバータ２００の出力電圧のパルス幅指令値Ｗ２を入力とし、２次側インバータゲート信号を生成する２次側ゲート信号生成器である。この２次側パルス幅指令値Ｗ２は、例えば０．７～０．９５程度の１に近い固定値とするか、又は融通電力指令値Ｐ^*が零に近いときは小さく、Ｐ^*が零から離れるほど大きくなる、上限が０．７～０．９５程度の可変値とする。

４４ｂは、比較器４３の出力が正ならば０を選び、それ以外ならば２次側ゲート信号生成器４５で生成された２次側インバータゲート信号を選んで２次側インバータ２００のスイッチングデバイスＴ２１～Ｔ２４に出力するスイッチである。

４６は、比例積分アンプ１４の出力と設定した位相指令値θｂを加算して位相指令θを求める加算器である。

前記位相指令値θｂは、１次側パルス幅指令値Ｗ１´、２次側パルス幅指令値Ｗ２、融通電力指令値Ｐ^*、１次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（１１）を演算することで求める。

４７は、加算器４６の出力（θ）を０．５倍する乗算器であり、４８は乗算器４７の出力０．５θを－１倍して－０．５θを出力する乗算器である。

乗算器４８の出力（－０．５θ）は２次側ゲート信号生成器４５の位相指令とされる。

４４ｃは、比較器４３の出力が正ならば位相指令として０を選び、それ以外ならば乗算器４７の出力０．５θを選んで１次側ゲート信号生成器１６に出力するスイッチである。

前記スイッチ４４ｂ、２次側ゲート信号生成器４５、加算器４６、乗算器４７、４８によって、本発明の第２の制御信号生成部を構成している。

図６の構成において、２次側インバータ２００のゲートを停止して実施例３と同じ動作を行うモードと、２次側インバータ２００のゲートを出力してＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行うモードの切り替えは、比較器４３の出力に応じてスイッチ４４ａ～４４ｃを切り替えることにより行われる。

すなわち、比較器４３の出力が正ならば、スイッチ４４ａ～４４ｃを切り替えることで１次側ゲート信号生成器１６のパルス幅指令にはＷ１が入力され、位相指令には０が入力され、スイッチ４４ｂから出力される２次側ゲート信号は０となるため実施例３と同じ動作を行う。

また、比較器４３の出力が正でなければ、スイッチ４４ａ～４４ｃを切り替えることで１次側ゲート信号生成器１６のパルス幅指令にはＷ１´が入力され、位相指令には０．５θが入力され、２次側ゲート信号生成器４５のパルス幅指令はＷ２、位相指令は－０．５θとなり、２次側インバータ２００を駆動して、位相指令θｂ、１次側パルス幅指令Ｗ１´、２次側パルス幅指令Ｗ２に基づきＤＡＢ動作を行う。

前記式（８）にＷ１＝１を代入すると、現在の１次側直流電圧検出Ｖｄｃ１、２次側直流電圧検出信号Ｖｄｃ２で２次側インバータ２００のゲートを停止した状態で融通可能な最大電力Ｐｍａｘを求めることができる。

式（１０）のＰｍａｘと融通電力指令値Ｐ^*を比較し、ＰｍａｘがＰ^*＋Ｐｔｈよりも大きければ２次側インバータ２００のゲートを停止、小さければ２次側インバータ２００のゲートを出力する。

閾値Ｐｔｈは理想的には零でよいが、Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の検出誤差や主回路部品の製造誤差を考慮して例えば定格電力の１０％程度の値を指定する。

以上の動作により、融通電力指令値Ｐ^*に応じて２次側インバータ２００を駆動するか否か、最適な運転モードを選択することができる。これにより、まずは２次側インバータ２００を停止して運転を行い、フィードバック制御によりパルス幅が最大に達するまで待ち、それでも融通電力がＰ^*まで達しないことを検出する、という手順を省くことができ、応答速度を向上させることができる。

動作モードの切り替えにはこのほかにも様々な条件を適用できる。例えば、２次側インバータ２００を停止している場合は閾値Ｐｔｈを定格電力の１０％、駆動している場合は５０％に設定してヒステリシスを持たせ、頻繁な切り替わりを抑制してもよい。

比較対象として融通電力指令値Ｐ^*ではなく定格電力を用いると、Ｐ^*が定格電力付近まで急増した場合でも切り替えせずに対応することができる。

同じく融通電力指令値Ｐ^*の急増を考慮する方法として、直流電圧を切り替え条件に含め、Ｖｄｃ１とＶｄｃ２の差が大きく、且つＰｍａｘ＞Ｐ^*＋Ｐｔｈを満たす場合のみ２次側インバータ２００を停止させてもよい。

式（１０）ではなく式（５）を用いてＰｌｉｍ１＞Ｐ^*＋Ｐｔｈを判定条件にすると、実施例１と同じ動作を行うモードとＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行うモードとの切り替えになる。

実施例４は、２次側インバータ２００から１次側インバータ１００への逆方向の電力融通にも対応することができる。対応には、Ｐ^*＜０すなわち逆方向の融通電力指令であること、且つＶｄｃ２＞Ｖｄｃ１が成立している場合に電力融通元を２次側インバータ２００、電力融通先を１次側インバータ１００に再定義して、Ｖｄｃ１とＶｄｃ２を入れ替えＰ^*の符号を反転して式（３）、式（６）、式（１０）に代入すればよい。ゲート信号もＴ１１～Ｔ１４とＴ２１～Ｔ２４を入れ替えればよい。

以上のように実施例４によれば、実施例１又は実施例３に加えて以下の効果が得られる。

・図２の回路において、２次側インバータ２００を停止した場合の融通可能な最大電力を式（１０）により求めることで、融通電力指令値から２次側インバータ２００を停止するか駆動するかを判断できる。

・直流電圧の差が大きく、且つ融通電力が小さいときには、実施例１～３同様に図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行うことで、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの長所による効果が得られる。

・直流電圧の差が小さく、又は融通電力が大きいときでも、ＤＡＢ方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ動作を行うことで、指令値通りの電力融通を行うことができる。

・２次側インバータ２００を停止して電力融通を開始したところ、指令値に到達せず２次側インバータ２００を運転に切り替えた、といった動作がなくなり、短時間で確実に指令値通りの電力融通を行うことができる。

１１、４７、４８…乗算器
１２…ローパスフィルタ
１３、２２、４２…減算器
１４…比例積分アンプ
１５、４６…加算器
１６…１次側ゲート信号生成器
１７、２１、４１…演算器
１８…除算器
１９…選択器
２３、４３…比較器
２４、３４、４４ａ，４４ｂ，４４ｃ…スイッチ
３１…バッファ
３２…ＸＯＲ素子
３３…タイマー
４５…２次側ゲート信号生成器
１００…１次側インバータ
１０１、２０１…直流電圧源
１０２、２０２…直流コンデンサ
１０３、２０３…電力変換部
２００…２次側インバータ
３００…高周波トランス
Ｔ１１～Ｔ１４、Ｔ２１～Ｔ２４…スイッチングデバイス
Ｄ２１～Ｄ２４…ダイオード

Claims (6)

1. 第１の直流電圧源に接続され、スイッチングデバイスのオン、オフにより制御される電力変換部を有した第１の電力変換器と、第２の直流電圧源に接続された電力変換部を有した第２の電力変換器の、各々の交流側どうしをリアクトルおよび高周波トランスを介して結合させて構成し、前記第１の電力変換器および第２の電力変換器のいずれか一方を電力融通元電力変換器とし、いずれか他方を電力融通先電力変換器とし、電力融通元電力変換器と電力融通先電力変換器の間で電力の融通を行う電力変換装置において、
   設定した融通電力指令値Ｐ^*、電力融通元電力変換器の直流電圧を検出した第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、電力融通先電力変換器の直流電圧を検出した第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（３）
   

   

   （ただしＷ１Ａはパルス幅指令値、Ｌは第１の電力変換器と第２の電力変換器の交流側結合部分のリアクタンス）
   を演算して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅指令値を生成する第１のパルス幅指令値生成部と、
   電力融通先電力変換器の入力有効電力又は電力融通元電力変換器の出力有効電力と、前記融通電力指令値Ｐ^*との偏差を増幅して電力融通元電力変換器の出力電圧のパルス幅を求めるパルス幅算出部と、
   前記第１のパルス幅指令値生成部で生成されたパルス幅指令値と前記パルス幅算出部で求められたパルス幅を加算したパルス幅指令値に基づいて、電力融通元電力変換器の電力変換部をスイッチング制御する制御信号を生成する第１の制御信号生成部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 前記第１のパルス幅指令値生成部は、前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値か、前記式（３）の演算結果のうち小さい値を選択してパルス幅指令値とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記第１のパルス幅指令値生成部は、
   設定した融通電力指令値Ｐ^*、電力融通元電力変換器の直流電圧を検出した第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１、電力融通先電力変換器の直流電圧を検出した第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２から、次の式（９）
   

   

   （ただしＷ１Ｂはパルス幅指令値、Ｌは第１の電力変換器と第２の電力変換器の交流側結合部分のリアクタンス）
   を演算し、
   前記式（３）の演算結果が、前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値を超えている場合、前記式（９）の演算結果を選択してパルス幅指令値とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記第１のパルス幅指令値生成部は、
   前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値と、前記式（３）の演算結果の大小関係が変化したことを検出し、該検出時に、設定した時間だけ前記第１直流電圧検出信号Ｖｄｃ１および第２直流電圧検出信号Ｖｄｃ２の比の値を選択してパルス幅指令値とすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記第２の電力変換器の電力変換部は、スイッチングデバイスのオン、オフにより制御される電力変換部で構成され、
   設定した電力融通先電力変換器の出力電圧のパルス幅指令値に基づいて、電力融通先電力変換器の電力変換部をスイッチング制御する制御信号を生成する第２の制御信号生成部を備え、
   電力融通先電力変換器の電力変換部のスイッチング制御を停止した場合に融通可能な最大電力を式（１０）又は式（５）を演算して算出し、
   

   

   

   前記算出された最大電力と融通電力指令値Ｐ^*の偏差が、設定した閾値よりも大きいときは、第１の制御信号生成部で生成した制御信号を有効とし、第２の制御信号生成部で生成した制御信号を無効とし、
   前記算出された最大電力と融通電力指令値Ｐ^*の偏差が、設定した閾値よりも小さいときは、第１の制御信号生成部および第２の制御信号生成部で生成した制御信号をともに有効とする、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置を実行することを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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