JP6151956B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁型スイッチング電源装置に関する。

一般に、絶縁型スイッチング電源装置は、補助巻線やフォトカプラを用いて出力電圧のフィードバック制御を行う構成とされている（図９や図１０を参照）。

また、補助巻線やフォトカプラを用いずに出力電圧のフィードバック制御を行う絶縁型スイッチング電源装置も提案されている（特許文献１や特許文献２などを参照）。

米国特許７４６３４９７号明細書 米国特許７４７１５２２号明細書

しかしながら、補助巻線を用いる第１従来例（図９）では、カスタムトランス必要、基板面積増加、及び、コストアップが課題となっていた。また、フォトカプラを用いる第２従来例（図１０）では、消費電流増加（効率悪化）、長期信頼性低下、基板面積増加、及び、コストアップが課題となっていた。

また、特許文献１や特許文献２の従来技術は、エラーアンプやサンプル／ホールド回路などを必要とし、回路規模の縮小に関してさらなる改善の余地があった。

本発明は、本願の発明者により見出された上記の問題点に鑑み、補助巻線やフォトカプラを用いずに出力電圧のフィードバック制御を行うことのできる絶縁型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明に係る絶縁型スイッチング電源装置は、互いに逆極性で電磁結合された一次巻線及び二次巻線を含むトランスと、入力電圧の印加端から前記一次巻線を介して接地端に至る電流経路を導通／遮断する出力スイッチと、前記二次巻線に生じる誘起電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する整流平滑部と、前記一次巻線と前記出力スイッチとの接続ノードに現れるスイッチ電圧をモニタして前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、基準電圧を生成する基準電圧生成部と、前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較して比較信号を生成するメインコンパレータと、前記比較信号に応じてオン時間制御方式により出力スイッチ制御信号を生成するスイッチング制御部とを有する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記帰還電圧生成部は、前記出力スイッチのオフ時に得られる前記スイッチ電圧から前記入力電圧を差し引くことで前記帰還電圧を生成する構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１または第２の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記基準電圧生成部は、定電圧にリップル成分を注入することで前記基準電圧を生成する構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記スイッチング制御部は、前記比較信号の入力を受けてオン時間設定信号を生成するオン時間設定部と、前記比較信号及び前記オン時間設定信号に応じてドライバ制御信号を生成するラッチ回路と、前記ドライバ制御信号に応じて前記出力スイッチ制御信号を生成するドライバと、を含む構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記スイッチング制御部は、前記出力スイッチがオフされてから所定のマスク期間に亘って前記比較信号をボトム未検出時の論理レベルに固定するマスク処理部をさらに含む構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第４または第５の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記オン時間設定部は、前記出力スイッチのデューティに応じて前記出力スイッチのオン時間を変化させるように前記オン時間設定信号を生成する構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記オン時間設定部は、キャパシタの充放電動作に応じた第１電圧を生成する第１電圧生成回路と、前記出力スイッチのデューティに応じた第２電圧を生成する第２電圧生成回路と、前記第１電圧と前記第２電圧とを比較して前記オン時間設定信号を生成するコンパレータと、を含む構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第７の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記第２電圧生成回路は、前記ドライバ制御信号または前記出力スイッチ制御信号を平滑化するＣＲフィルタを含む構成（第８の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電子機器は、上記第１〜第８いずれかの構成から成る絶縁型スイッチング電源装置と、前記絶縁型スイッチング電源装置から出力電圧の供給を受けて動作する負荷と、を有する構成（第９の構成）とされている。

また、本発明に係る車両は、上記第９の構成から成る電子機器と、前記電子機器に電力を供給するバッテリと、を有する構成（第１０の構成）とされている。

本発明によれば、補助巻線やフォトカプラを用いずに出力電圧のフィードバック制御を行うことのできるスイッチング電源装置を提供することが可能となる。

絶縁型スイッチング電源装置の全体構成を示す図 帰還電圧生成部４０の一構成例を示す図 基準電圧生成部５０の一構成例を示す図 スイッチング制御部７０の一構成例を示す図 スイッチング制御動作の一例を示すタイムチャート オン時間設定部７１の一構成例を示す図 オン時間設定動作の一例を示すタイムチャート 絶縁型スイッチング電源装置を搭載した車両の一構成例を示す外観図 絶縁型スイッチング電源装置の第１従来例を示す図 絶縁型スイッチング電源装置の第２従来例を示す図

＜全体構成＞
図１は、絶縁型スイッチング電源装置の全体構成を示すブロック図である。本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成して負荷Ｚに供給するフライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランス１０と、Ｎチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタ２０と、整流平滑部３０と、帰還電圧生成部４０と、基準電圧生成部５０と、メインコンパレータ６０と、スイッチング制御部７０と、を有する。

トランス１０は、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ互いに逆極性で電磁結合された一次巻線１１（巻数Ｎｐ）と二次巻線１２（巻数Ｎｓ）を含む。一次巻線１１の第１端は、入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。一次巻線１１の第２端は、トランジスタ２０を介して一次回路系１ｐの接地端ＧＮＤ１に接続されている。二次巻線１２の第１端は、整流平滑部３０を介して出力電圧Ｖｏの印加端（負荷Ｚの電源入力端）に接続されている。二次巻線１２の第２端は、二次回路系１ｓの接地端ＧＮＤ２に接続されている。なお、巻数Ｎｐ及びＮｓについては、所望の出力電圧Ｖｏが得られるように任意に調整すればよい。例えば、巻数Ｎｐが多いほど又は巻数Ｎｓが少ないほど出力電圧Ｖｏは低くなり、逆に、巻数Ｎｐが少ないほど又は巻数Ｎｓが多いほど出力電圧Ｖｏは高くなる。

トランジスタ２０は、入力電圧Ｖｉの印加端から一次巻線１１を介して接地端ＧＮＤ１に至る電流経路を導通／遮断する出力スイッチである。接続関係について述べると、トランジスタ２０のドレインは、一次巻線１１の第２端に接続されている。トランジスタ２０のソース及びバックゲートは、いずれも接地端ＧＮＤ１に接続されている。トランジスタ２０のゲートは、ゲート信号（出力スイッチ制御信号）Ｓ２の印加端に接続されている。

整流平滑部３０は、整流用のダイオード３１（順方向降下電圧Ｖｆ）と平滑用のキャパシタ３２を含み、二次巻線１２に生じる誘起電圧を整流及び平滑して出力電圧Ｖｏを生成する。接続関係について述べると、ダイオード３１のアノードは、二次巻線１２の第１端に接続されている。ダイオード３１のカソードとキャパシタ３２の第１端は、いずれも出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。キャパシタ３２の第２端は、接地端ＧＮＤ２に接続されている。

帰還電圧生成部４０は、一次巻線１１とトランジスタ２０との接続ノードに現れるスイッチ電圧Ｖｓｗをモニタして出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖｆｂを生成する。トランジスタ２０のオフ時に得られるスイッチ電圧Ｖｓｗは、次の（１）式で表すことができる。

上記の（１）式から分かるように、トランジスタ２０のオフ時に得られるスイッチ電圧Ｖｓｗは、その電圧値が出力電圧Ｖｏに応じて変動する。従って、スイッチ電圧Ｖｓｗから帰還電圧Ｖｆｂを生成すれば、補助巻線やフォトカプラを用いずに出力電圧Ｖｏのフィードバック制御を行うことができる。帰還電圧生成部４０の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

基準電圧生成部５０は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。基準電圧生成部５０の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

メインコンパレータ６０は、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して比較信号Ｓ１を生成する。比較信号Ｓ１は、帰還電圧Ｖｆｂ（延いては出力電圧Ｖｏ）が所定の下限値（ボトム値）まで低下したことを検出するための論理信号である。例えば、比較信号Ｓ１は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときにローレベル（ボトム未検出時の論理レベル）となり、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いときにハイレベル（ボトム検出時の論理レベル）となる。

スイッチング制御部７０は、比較信号Ｓ１に応じてオン時間制御方式により出力スイッチ制御信号Ｓ２を生成する。スイッチング制御部７０の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１において、トランジスタ２０がオンされているときには、入力電圧Ｖｉの印加端から一次巻線１１及びトランジスタ２０を介して接地端ＧＮＤ１に向けた一次電流Ｉｐが流れるので、一次巻線１１に電気エネルギが蓄えられる。一方、トランジスタ２０がオフされているときには、一次巻線１１と電磁結合された二次巻線１２に誘起電圧が発生し、二次巻線１２からダイオード３１を介して接地端ＧＮＤ２に向けた二次電流Ｉｓが流れる。このとき、負荷Ｚには、二次巻線１２の誘起電圧を半波整流した出力電圧Ｖｏが供給される。

このように、本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１によれば、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成して負荷Ｚに供給することができる。なお、フライバック方式は、平滑インダクタを必要とするフォワード方式と比べて部品点数が少ないので、低コスト化にも有利であると言える。

また、本構成例の絶縁型スイッチング電源装置によれば、補助巻線やフォトカプラを用いる従来構成（図９及び図１０を参照）と比べて、カスタムトランス不要（汎用トランス使用可）、消費電流低減（効率向上）、長期信頼性向上、基板面積縮小、及び、コストダウンといった利点を享受することが可能となる。

さらに、本構成例の絶縁型スイッチング電源装置によれば、帰還電圧に応じて出力スイッチ制御信号のパルス幅制御を行う従来構成（特許文献１及び２を参照）と異なり、ボトム検出型のオン時間制御方式を採用しているので、エラーアンプやサンプルホールド回路を要することなく、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御を行うことができる。従って、従来よりも回路規模の縮小を実現することが可能となる。

＜帰還電圧生成部＞
図２は、帰還電圧生成部４０の一構成例を示す図である。本構成例の帰還電圧生成部４０は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ４１及び４２と、定電流源４３と、抵抗４４及び４５（抵抗値Ｒ４４及びＲ４５）と、を含む。トランジスタ４１のソースとバックゲートは、いずれも入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。トランジスタ４１及び４２のゲートは、いずれもトランジスタ４１のドレインに接続されている。トランジスタ４１のドレインは、定電流源４３を介して接地端ＧＮＤ１に接続されている。トランジスタ４２のソースとバックゲートは、いずれも抵抗４４の第１端に接続されている。抵抗４４の第２端は、スイッチ電圧Ｖｓｗの印加端に接続されている。トランジスタ４２のドレインは、帰還電圧Ｖｆｂの印加端と抵抗４５の第１端に接続されている。抵抗４５の第２端は、接地端ＧＮＤ１に接続されている。なお、トランジスタ４１及び４２は、各々をｐｎｐ型バイポーラトランジスタに置き換えても構わない。

本構成例の帰還電圧生成部４０において、トランジスタ４１及び４２は、トランジスタ４２のソースを入力電圧Ｖｉに固定するソースフォロワとして機能する。なお、定電流源４３で生成されるバイアス電流Ｉ４１は、トランジスタ４１の順バイアスに必要な大きさに設定すればよい。

トランジスタ４２のソースが入力電圧Ｖｉに固定されると、抵抗４４の両端間にスイッチ電圧Ｖｓｗと入力電圧Ｖｉとの差電圧（Ｖｓｗ−Ｖｉ）が印加される。その結果、抵抗４４には、その両端間電圧（Ｖｓｗ−Ｖｉ）に応じた電流Ｉ４２（＝（Ｖｓｗ−Ｖｉ）／Ｒ４４）が流れる。電流Ｉ４２が抵抗４５を介して接地端ＧＮＤ１に流れると、抵抗４５の第１端から電流Ｉ４２に応じた帰還電圧Ｖｆｂ（＝Ｉ４２×Ｒ４５＝（Ｖｓｗ−Ｖｉ）×（Ｒ４５／Ｒ４４））が出力される。なお、抵抗値Ｒ４４及びＲ４５を調整することにより、帰還電圧Ｖｆｂを任意にレベルシフトさせることができる。

このように、本構成例の帰還電圧生成部４０は、トランジスタ２０のオフ時に得られるスイッチ電圧Ｖｓｗから入力電圧Ｖｉを差し引いてレベルシフトさせることにより、帰還電圧Ｖｆｂを生成する。この帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとが一致するように出力電圧Ｖｏのフィードバック制御が行われた場合、出力電圧Ｖｏは次の（２）式で表すことができる。

＜基準電圧生成部＞
図３は、基準電圧生成部５０の一構成例を示す図である。本構成例の基準電圧生成部５０は、オペアンプ５１と、抵抗５２及び５３と、キャパシタ５４と、を含む。オペアンプ５１の非反転入力端（＋）は、定電圧Ｖｒｅｆ０（入力電圧Ｖｉや周囲温度の変動に依存しない一定のバンドギャップ電圧など）の印加端に接続されている。オペアンプ５１の出力端、抵抗５２の第１端、及び、キャパシタ５４の第１端は、いずれも基準電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。抵抗５２の第２端、キャパシタ５４の第２端、及び、抵抗５３の第１端は、いずれもオペアンプ５１の反転入力端（−）に接続されている。抵抗５３の第２端は、ゲート信号Ｓ２の印加端に接続されている。

なお、抵抗５２及び５３とキャパシタ５４は、ゲート信号Ｓ２に応じてオペアンプ５１の負帰還ループをパルス駆動する。その結果、オペアンプ５１から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは、定電圧Ｖｒｅｆ０を基準として周期的に電圧値が変動する波形、すなわち、定電圧Ｖｒｅｆ０にリップル成分が注入された波形となる（図５を参照）。

このように、本構成例の基準電圧生成部５０は、ゲート信号Ｓ２を用いて生成したリップル成分を定電圧Ｖｒｅｆ０に注入し、リップル注入済みの基準電圧Ｖｒｅｆをメインコンパレータ６０に出力する。このようなリップルインジェクション技術を導入すれば、帰還電圧Ｖｆｂの変化量がそれほど大きくなくても、安定したスイッチング制御を行うことが可能となる。

＜スイッチング制御部＞
図４は、スイッチング制御部７０の一構成例を示す図である。本構成例のスイッチング制御部７０は、オン時間設定部７１と、ＲＳラッチ回路７２と、ドライバ７３と、マスク信号生成部７４と、ＡＮＤゲート７５と、を含む。

オン時間設定部７１は、ＡＮＤ信号Ｓ７２（マスク処理済みの比較信号Ｓ１に相当）の入力を受けてオン時間設定信号Ｓ７３を生成する。より具体的に述べると、オン時間設定部７１は、ＡＮＤ信号Ｓ７２がハイレベルに立ち上げられてから、所定のオン時間Ｔｏｎが経過した時点で、オン時間設定信号Ｓ７３にハイレベルのトリガパルスを発生させる。オン時間設定部７１の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

ＲＳラッチ回路７２は、ＡＮＤ信号Ｓ７２とオン時間設定信号Ｓ７３に応じてドライバ制御信号Ｓ７４（及び反転ドライバ制御信号Ｓ７４Ｂ）を生成する。より具体的に述べると、ＲＳラッチ回路７２は、セット端（Ｓ）に入力されるＡＮＤ信号Ｓ７２の立上りエッジでドライバ制御信号Ｓ７４をハイレベルにセットし、リセット端（Ｒ）に入力されるオン時間設定信号Ｓ７３の立上りエッジでドライバ制御信号Ｓ７４をローレベルにリセットする。

ドライバ７３は、ドライバ制御信号Ｓ７４に応じてゲート信号Ｓ２を生成し、トランジスタ２０のオン／オフ制御を行う。トランジスタ２０は、ゲート信号Ｓ２がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｓ２がローレベルであるときにオフとなる。

マスク信号生成部７４は、反転ドライバ制御信号Ｓ７４の入力を受けてマスク信号Ｓ７１を生成する。マスク信号Ｓ７１は、反転ドライバ制御信号Ｓ７４がハイレベルに立ち上げられてから所定のマスク時間Ｔｍａｓｋが経過するまでローレベルに固定される。

ＡＮＤゲート７５は、比較信号Ｓ１とマスク信号Ｓ７１との論理積演算を行ってＡＮＤ信号Ｓ７２を生成する。マスク信号Ｓ７１がハイレベルであるときには、ＡＮＤ信号Ｓ７２として比較信号Ｓ１がスルー出力される。一方、マスク信号Ｓ７１がローレベルであるときには、比較信号Ｓ１の論理レベルに依ることなく、ＡＮＤ信号Ｓ７２がローレベルに固定される。

すなわち、上記のマスク信号生成部７４とＡＮＤゲート７５は、トランジスタ２０がオフされてから所定のマスク期間Ｔｍａｓｋに亘って比較信号Ｓ７１をボトム未検出時の論理レベルに固定するためのマスク処理部として機能する。このような構成とすることにより、トランジスタ２０のオフ時に生じるスイッチ電圧Ｖｓｗのリンギングに起因する比較信号Ｓ１の不要パルスをマスクすることができるので、スイッチング制御の安定性を高めることが可能となる。

なお、本構成例では、メインコンパレータ６０の後段にマスク処理部を設けた構成を例に挙げたが、マスク処理部の挿入位置はこれに限定されるものではなく、メインコンパレータ６０の前段（帰還電圧Ｖｆｂの入力段）にマスク処理部を設けることも可能である。

図５は、スイッチング制御動作の一例を示すタイムチャートであり、上から順に、スイッチ電圧Ｖｓｗ、一次電流Ｉｐ、二次電流Ｉｓ、帰還電圧Ｖｆｂ（実線）、基準電圧Ｖｒｅｆ（破線）、比較信号Ｓ１、マスク信号Ｓ７１、ＡＮＤ信号Ｓ７２、オン時間設定信号Ｓ７３、ドライバ制御信号Ｓ７４、及び、ゲート信号Ｓ２が描写されている。

時刻ｔ１０において、トランジスタ２０がオフされると、スイッチ電圧Ｖｓｗが入力電圧Ｖｉよりも高い電圧値（先の式（１）を参照）まで上昇する。その結果、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなるので、比較信号Ｓ１がローレベルとなる。

その後、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いては帰還電圧Ｖｆｂ）は、二次電流Ｉｓの減少（延いては出力電圧Ｖｏの低下）に伴って徐々に低下する。逆に、基準電圧Ｖｒｅｆは、基準電圧生成部５０のリップルインジェクション機能によって徐々に上昇する。

そして、時刻ｔ１１において、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、比較信号Ｓ１がハイレベルに立ち上がる。このとき、マスク信号Ｓ７１はハイレベルとなっているので、ＡＮＤ信号Ｓ７２として比較信号Ｓ１がスルー出力される。従って、ＡＮＤ信号Ｓ７２の立上がりエッジでドライバ制御信号Ｓ７４がハイレベルにセットされ、ゲート信号Ｓ２がハイレベルに立ち上げられる。その結果、トランジスタ２０がオンとなるので、スイッチ電圧Ｖｓｗが０Ｖまで引き下げられ、一次電流Ｉｐが増大し始める。また、オン時間設定部７１では、時刻ｔ１１においてオン時間Ｔｏｎのカウントが開始される。

その後、基準電圧Ｖｒｅｆは、基準電圧生成部５０のリップルインジェクション機能によって徐々に低下する。一方、トランジスタ２０がオンされているときには、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いては帰還電圧Ｖｆｂ）が０Ｖまで低下している。従って、比較信号Ｓ１は時刻ｔ１１以降もハイレベルに維持される。

そして、時刻ｔ１２において、オン時間Ｔｏｎのカウントが完了すると、オン時間設定信号Ｓ７３にハイレベルのトリガパルスが生成される。従って、オン時間設定信号Ｓ７３の立上りエッジでドライバ制御信号Ｓ７４がローレベルにリセットされ、ゲート信号Ｓ２がローレベルに立ち下げられる。その結果、トランジスタ２０がオフとなるので、先の時刻ｔ１０と同様、スイッチ電圧Ｖｓｗが入力電圧Ｖｉよりも高い電圧値まで上昇して、比較信号Ｓ１がローレベルとなる。

時刻ｔ１２以降においても、基本的に上記と同様のスイッチング制御動作が繰り返される。なお、本構成例のスイッチング制御部７０では、トランジスタ２０がオフされる毎に所定のマスク期間Ｔｍａｓｋに亘ってマスク信号Ｓ７１がローレベルとされる。従って、例えば、時刻ｔ１６で示したように、トランジスタ２０のオフ時に生じるスイッチ電圧Ｖｓｗのリンギングに起因する比較信号Ｓ１の不要パルスをマスクすることができるので、スイッチング制御の安定性を高めることが可能となる。

＜オン時間設定部＞
図６は、オン時間設定部７１の一構成例を示す図である。本構成例のオン時間設定部７１は、定電流源７１１と、キャパシタ７１２と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ７１３と、インバータ７１４と、コンパレータ７１５と、フィルタ７１６と、を含む。

定電流源７１１は、入力電圧Ｖｉや周囲温度の変動に依存しない一定の内部電源電圧ＲＥＧ（例えば５Ｖ）の供給を受けて動作し、入力電圧Ｖｉに依存しない一定の充電電流Ｉ１１を生成する。

キャパシタ７１２の第１端は、定電流源７１１に接続されている。キャパシタ７１２の第２端は接地端ＧＮＤ１に接続されている。トランジスタ７１３がオフされているときには、キャパシタ７１２が充電電流Ｉ１１によって充電され、キャパシタ７１２の第１端に現れる第１電圧Ｖ１１が上昇する。一方、トランジス７１３がオンされているときには、キャパシタ７１２がトランジスタ７１３を介して放電され、第１電圧Ｖ１１が低下する。

トランジスタ７１３は、反転ＡＮＤ信号Ｓ７２Ｂ（ＡＮＤ信号Ｓ７２の論理反転信号）に応じてキャパシタ７１２の充放電を切り替える充放電スイッチである。トランジスタ７１３のドレインは、キャパシタ７１２の第１端に接続されている。トランジスタ７１３のソースは、接地端ＧＮＤ１に接続されている。トランジスタ７１３のゲートは、反転ＡＮＤ信号Ｓ７２Ｂの印加端に接続されている。

インバータ７１４は、ＡＮＤ信号Ｓ７２の論理レベルを反転させて反転ＡＮＤ信号Ｓ７２Ｂを生成する。

なお、上記した定電流源７１１、キャパシタ７１２、トランジスタ７１３、及び、インバータ７１４は、キャパシタ７１２の充放電動作に応じた第１電圧Ｖ１１を生成する第１電圧生成回路に相当する。

コンパレータ７１５は、非反転入力端（＋）に入力される第１電圧Ｖ１１と、反転入力端（−）に入力される第２電圧Ｖ１２を比較してオン時間設定信号Ｓ７３を生成する。オン時間設定信号Ｓ７３は、第１電圧Ｖ１１が第２電圧Ｖ１２よりも高いときにハイレベルとなり、第１電圧Ｖ１１が第２電圧Ｖ１２よりも低いときにローレベルとなる。

フィルタ７１６は、ドライバ制御信号Ｓ７４を平滑して第２電圧Ｖ１２を生成する。フィルタ７１６としては、キャパシタと抵抗から成るＣＲフィルタを用いることができる。なお、フィルタ７１６には、ドライバ制御信号Ｓ７４に代えてゲート信号（出力スイッチ制御信号）Ｓ２を入力しても構わない。

なお、上記したフィルタ７１６は、トランジスタ２０のオンデューティＤｏｎ（＝周期Ｔに占めるオン時間Ｔｏｎの割合）に応じた第２電圧Ｖ１２を生成する第２電圧生成回路に相当する。

図７は、オン時間設定動作の一例を示すタイムチャートであり、上から順に、帰還電圧Ｖｆｂ、基準電圧Ｖｒｅｆ、ＡＮＤ信号Ｓ７２、第１電圧Ｖ１１（実線）、第２電圧Ｖ１２（一点鎖線）、オン時間設定信号Ｓ７３、及び、ドライバ制御信号Ｓ７４が各々描写されている。

トランジスタ２０のオフ期間Ｔｏｆｆ中に、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆまで低下すると、ＡＮＤ信号Ｓ７２がハイレベルに立ち上がり、ドライバ制御信号Ｓ７４がハイレベルに立ち上げられるので、トランジスタ２０がオンとなる。このとき、トランジスタ７１３は、ＡＮＤ信号Ｓ７２のハイレベル遷移（反転ＡＮＤ信号Ｓ７２Ｂのローレベル遷移）に伴ってオフとなるので、充電電流Ｉ１１によるキャパシタ７１２の充電が開始される。先にも述べたように、充電電流Ｉ１１の電流値は、入力電圧Ｖｉに依存しない固定値である。従って、第１電圧Ｖ１１は、入力電圧Ｖｉに依存しない一定の上昇度（傾き）を持って上昇する。

その後、第１電圧Ｖ１１が第２電圧Ｖ１２（スイッチ電圧ＶｓｗのオンデューティＤｏｎに応じて電圧値が変動する疑似的な出力電圧Ｖｏ）まで上昇すると、オン時間設定信号Ｓ７３がハイレベルに立ち上がり、ドライバ制御信号Ｓ７４がローレベルに立ち下げられるので、トランジスタ２０がオフとなる。このとき、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧値まで上昇するので、ＡＮＤ信号Ｓ７２がローレベルに立ち下がる。その結果、トランジスタ７１３は、ＡＮＤ信号Ｓ７２のローレベル遷移（反転ＡＮＤ信号Ｓ７２Ｂのハイレベル遷移）に伴ってオンとなるので、キャパシタ７１２がトランジスタ７１３を介して放電され、第１電圧Ｖ１１がローレベルに引き下げられる。

このように、オン時間設定部７１は、トランジスタ２０がオンされた後、第１電圧Ｖ１１が第２電圧Ｖ１２に到達するまでの所要時間をオン時間Ｔｏｎとしてカウントする。ここで、オン時間設定部７１は、オン時間Ｔｏｎを固定値として設定するのではなく、トランジスタ２０のオンデューティＤｏｎに応じた変動値として設定する。より具体的に述べると、オン時間設定部７１は、トランジスタ２０のオンデューティＤｏｎが大きいほど第２電圧Ｖ１２を引き上げてオン時間Ｔｏｎを長くし、トランジスタ２０のオンデューティＤｏｎが小さいほど第２電圧Ｖ１２を引き下げてオン時間Ｔｏｎを短くする。

このような構成とすることにより、非線形制御方式（ボトム検出型オン時間制御方式）の長所を損なうことなく、スイッチング周波数ｆｓｗの変動を抑制することができる。従って、出力電圧精度やロードレギュレーション特性の向上、ないしは、セット設計におけるＥＭＩ対策やノイズ対策の容易化を実現することが可能となる。また、入力電圧変動の大きいアプリケーションや、様々な出力電圧を必要とあるアプリケーションの電源手段として、絶縁型スイッチング電源装置１を支障なく適用することも可能となる。

また、本構成例のオン時間設定部７１では、次の（３）式で示されるスイッチング周波数ｆｓｗ（＝１／Ｔ）の算出式に変数が一切含まれていないので、スイッチング周波数ｆｓｗの変動を完全に払拭することができる。

なお、上記（３）式において、Ｃはキャパシタ７１２の容量値（定数）を示しており、Ｄｏｎはトランジスタ２０のオンデューティを示している。

＜車両への適用＞
図８は、絶縁型スイッチング電源装置を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、バッテリＸ１０と、バッテリＸ１０から入力電圧Ｖｉの供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８と、を搭載している。なお、図８におけるバッテリＸ１０及び電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置については、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。

電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。

なお、先に説明した絶縁型スイッチング装置１は、負荷Ｚへの電力供給手段として、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。ただし、フライバック方式の特性上、絶縁型スイッチング装置１は、大電力出力用途よりも小電力出力用途（マイコン用電源など）に適している。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、あらゆる分野（自動車分野、産業機械分野など）で用いられる絶縁型スイッチング電源装置に利用することが可能である。

１ 絶縁型スイッチング電源装置
１ｐ 一次回路系（ＧＮＤ１系）
１ｓ 二次回路系（ＧＮＤ２系）
１０ トランス
１１ 一次巻線
１２ 二次巻線
２０ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（出力スイッチ）
３０ 整流平滑部
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
４０ 帰還電圧生成部
４１、４２ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
４３ 定電流源
４４、４５ 抵抗
５０ 基準電圧生成部
５１ オペアンプ
５２、５３ 抵抗
５４ キャパシタ
６０ メインコンパレータ
７０ スイッチング制御部
７１ オン時間設定部
７１１ 定電流源
７１２ キャパシタ
７１３ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
７１４ インバータ
７１５ コンパレータ
７１６ フィルタ（ＣＲフィルタ）
７２ ＲＳラッチ回路
７３ ドライバ
７４ マスク信号生成部
７５ ＡＮＤゲート
Ｚ 負荷
Ｘ 車両
Ｘ１０ バッテリ
Ｘ１１〜Ｘ１８ 電子機器

Claims (9)

1. 互いに逆極性で電磁結合された一次巻線及び二次巻線を含むトランスと、
   入力電圧の印加端から前記一次巻線を介して接地端に至る電流経路を導通／遮断する出力スイッチと、
   前記二次巻線に生じる誘起電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する整流平滑部と、
   前記出力スイッチのオフ時に前記一次巻線と前記出力スイッチとの接続ノードに現れるスイッチ電圧と前記入力電圧との差に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、
   基準電圧を生成する基準電圧生成部と、
   前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較して比較信号を生成するメインコンパレータと、
   前記比較信号に応じてオン時間制御方式により出力スイッチ制御信号を生成するスイッチング制御部と、
   を有することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
2. 前記基準電圧生成部は、定電圧にリップル成分を注入することで前記基準電圧を生成することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング制御部は、
   前記比較信号の入力を受けてオン時間設定信号を生成するオン時間設定部と、
   前記比較信号及び前記オン時間設定信号に応じてドライバ制御信号を生成するラッチ回路と、
   前記ドライバ制御信号に応じて前記出力スイッチ制御信号を生成するドライバと、
   を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング制御部は、前記出力スイッチがオフされてから所定のマスク期間に亘って前記比較信号をボトム未検出時の論理レベルに固定するマスク処理部をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
5. 前記オン時間設定部は、前記出力スイッチのデューティに応じて前記出力スイッチのオン時間を変化させるように前記オン時間設定信号を生成することを特徴とする請求項４または請求項４に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
6. 前記オン時間設定部は、
   キャパシタの充放電動作に応じた第１電圧を生成する第１電圧生成回路と、
   前記出力スイッチのデューティに応じた第２電圧を生成する第２電圧生成回路と、
   前記第１電圧と前記第２電圧とを比較して前記オン時間設定信号を生成するコンパレータと、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
7. 前記第２電圧生成回路は、前記ドライバ制御信号または前記出力スイッチ制御信号を平滑化するＣＲフィルタを含むことを特徴とする請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
8. 請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の絶縁型スイッチング電源装置と、
   前記絶縁型スイッチング電源装置から出力電圧の供給を受けて動作する負荷と、
   を有することを特徴とする電子機器。
9. 請求項８に記載の電子機器と、
   前記電子機器に電力を供給するバッテリと、
   を有することを特徴とする車両。

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