JP6203036B2 - 電気車制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電気車制御装置に関する。

近年、インバータに内蔵されている高速スイッチング可能な半導体デバイスや、高温動作可能な半導体デバイスが開発されてきた。一方、それらのデバイスを有効に活用し鉄道や新交通システム等に適用される電気車を省エネルギーかつ安定的に駆動する方法が明らかになっていなかった。

そのような背景下において、電気車の駆動システムにおいて省エネ対策として、同期パルス（１パルス）制御を行わず、全速度領域に非同期制御を適用し、キャリア周波数を高くすることでインバータ出力電流を正弦波に近づける制御が提案されている。インバータの出力電流を正弦波に近づけば、モータの巻き線へ流れる電流が最適化されるため、モータの巻き線の損失である銅損を低減することが可能となる。

このような駆動システムの方法として、例えば、全速度領域において、ある一定の高いキャリア周波数によりインバータの出力電流を制御する方法がある。

特開２００８−２２０１０６号公報

しかしながら、実際の電気車の駆動を行う場合の駆動条件は様々であり、駆動条件の変化に対しては、必ずしも省エネルギーを図ることができないという虞があった。
そこで、本発明は、さまざま駆動条件下であっても電気車を駆動する装置が発生する損失を低減し、省エネルギー化を図ることが可能な電気車制御装置を提供することを目的としている。

実施形態の電気車制御装置は、インバータを全速度域で非同期ＰＷＭ制御して電動機を駆動する電気車制御装置である。
そして、電気車制御装置の制御部は、電動機の定出力制御域においてインバータの出力周波数の増加に比例してキャリア周波数を増加させる。

図１は、第１実施形態の電気車制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図２は、インバータ出力電流損失比の説明図である。 図３は、電動機損失と、インバータの１周期あたりのパルス数と、の関係説明図である。 図４は、第１実施形態における好適な制御の説明図である。 図５は、第１実施形態の制御態様の第１変形例の説明図である。 図６は、第１実施形態の制御態様の第２変形例の説明図である。 図７は、第１実施形態の制御態様の第３変形例の説明図である。 図８は、第１実施形態の制御態様の第４変形例の説明図である。 図９は、第１実施形態の制御態様の第５変形例の説明図である。 図１０は、第１実施形態の電気車制御装置の制御部の動作説明図である。 図１１は、キャリア周波数をディジタル的（離散的）に変化させる場合の説明図である。 図１２は、非常時動作領域における制御説明図である。 図１３は、第１実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｄ、電圧ｖの出力説明図である。 図１４は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｄ、電圧ｖの出力説明図（その１）である。 図１５は、図１４の最適な励磁電流値（ｉ１ｄ０）の説明図である。 図１６は、図１５に鉄損曲線と銅損＋鉄損曲線を追加した図である。 図１７は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｌｄ、電圧ｖの出力説明図（その２）である。 図１８は、第２実施形態の電気車制御装置のトルク電流指令作成用テーブルの説明図である。 図１９は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｌｄ、電圧ｖの出力説明図（その３）である。 図２０は、図１９の最適な励磁電流値の説明図である。

以下、実施形態の制御装置制御装置を図面を参照して説明する。

［１］第１実施形態
まず、第１実施形態の説明に先立ち、本第１実施形態の目的について説明する。

高速スイッチングが可能な半導体デバイスを用いて全領域で非同期ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用し、更にキャリア周波数を一定とした場合、定出力領域及び特性領域において、インバータ周波数が高くなるにつれて、インバータ周波数の一周期ごとのパルス数（キャリア周波数／インバータ周波数）が低くなって、非同期ＰＷＭ制御による銅損の損失低減効果が減少することとなることが判った。

そこで、本第１実施形態においては、インバータの周波数が比較的高くなる領域（定出力領域及び特性領域）であっても、電気車を駆動する装置が発生する損失を低減することができる電気車制御装置を提供することを目的としている。

次に、第１実施形態について詳細に説明する。
図１は、第１実施形態の電気車制御装置の全体構成を示すブロック図である。
電気車制御装置１００は、大別すると、インバータ１、誘導電動機２、電流検出器３、パルスジェネレータ（ＰＧ）４、フィルタコンデンサ（ＦＣ）１０、フィルタリアクトル（ＦＬ）１１、パンタグラフ１２、架線１３、車輪１４、レール１５、車両速度センサ１６、台車１７、荷重検出器１８、列車制御装置１９及びモータ制御装置２０を有している。

ここで、モータ制御装置２０は、積分器２１、ＰＷＭ変調２２、第１座標変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）２３、座標変換手段（ｄｑ／ＵＶＷ）２４、電流制御系２５、電流生成部３０、すべり演算部２７、電流指令一次遅れフィルタ２８、加算器２９、キャリア周波数演算部４０を有している。

パンタグラフ１２は、架線１３より直流電力を集電し、フィルタリアクトル１１を介してフィルタコンデンサ１０の一端及びインバータ１に接続されている。
フィルタコンデンサ１０の他端は、電気車両の車輪１４を介してレール１５に接地される。

そして、架線１３からの直流電力は、フィルタリアクトル１１を介してインバータ１に供給されている。
インバータ１は、モータ制御装置２０から入力されたゲート指令ＧＣに基づいて、図示しない内蔵される主回路スイッチング素子のオン／オフを切替えることによって架線電力の直流／交流変換を行って誘導電動機２に供給する。

誘導電動機２は、インバータ１が供給した交流電力を受け取り、誘導電動機２内の各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界が発生し、回転子の誘導電流による磁界との磁気的相互作用によりトルクを発生して回転駆動される。

電流検出器３は、誘導電動機２とインバータ１間に流れる３相交流電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）のうち少なくとも２相（図１の例の場合、Ｕ相電流及びＷ相電流）の電流を検出する。

パルスジェネレータ４は、誘導電動機２の付近に設置され、誘導電動機２の回転子の角速度を検出し、回転子角速度ωｍを加算器２９に出力する。
車両速度センサ１６は、車輪１４に設置されており、検出した車両速度に対応する車両速度情報ｖｃａｒを列車制御装置１９に出力する。

荷重検出器１８は、台車１７の図示しない車体と台車１７を接続する枕バネに設置され、車体の重量（車体本体及び乗客等の積載物の重量）を測定して荷重情報Ｍｃａｒを列車制御装置１９に出力する。

これらの結果、列車制御装置１９は、車両速度センサ１６からの車両速度情報ｖｃａｒ、荷重検出器１８からの荷重情報Ｍｃａｒの他、図示しない操作盤からのノッチ指令等が入力され、入力された情報に基づいてトルク指令等の列車情報（制御）ＴＲをモータ制御装置２０に出力する。

モータ制御装置２０のキャリア周波数演算部４０は、列車制御装置１９から列車情報ＴＲが入力されると、入力された列車情報ＴＲにしたがって、キャリア周波数信号ｆｃを生成し、ＰＷＭ変調部２２に出力する。

ＰＷＭ変調部２２は、キャリア周波数演算部４０から入力されたキャリア周波数信号ｆｃに基づいてキャリア波（搬送波）を生成する。そして、ＰＷＭ変調部２２は、キャリア波を、変調波に相当する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と比較してＰＷＭ変調し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応するインバータ１を構成するスイッチング素子のオン／オフを指示するためのゲート指令ＧＣをインバータ１に出力する。

次に変調波に相当する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の生成方法について説明する。
電流指令生成部３０は、列車情報装置１９からの列車情報ＴＲが入力されると、列車情報ＴＲに基づいて電流指令（ｄ軸電流指令）ｉ１ｄ＊及び電流指令（ｑ軸電流指令）ｉ１ｑ＊を生成し、電流制御部２５に出力する。

電流指令生成部３０は、電流指令ｉ１ｄ＊、ｉ１ｑ＊の電流制御部２５への出力と並行して、電流指令ｉ１ｑ＊をすべり演算部２７に出力するとともに、電流指令ｉ１ｄ＊を電流指令一次遅れフィルタ２８に出力する。

ここで、電流指令生成部３０が、電流指令ｉ１ｑ＊を電流指令一次遅れフィルタ２８に出力するのは、回転子側の磁束ベクトルの応答を考慮するためである。
このため、電流指令一次遅れフィルタ２８は、２次時定数Ｔ２を有している。

これにより、電流指令一次遅れフィルタ２８は、入力された電流指令ｉ１ｑ＊に基づいて電流指令一次遅れｉ１ｑｆを生成し、すべり演算器２７に出力する。
すべり演算器２７は、電流指令一次遅れｉ１ｑｆと電流指令生成部３０から入力された電流指令ｉ１ｑ＊に基づいて、すべり演算を行いすべり指令値ωｓ＊を算出して、加算器２９に出力する。
これらの結果、加算器２９は、すべり指令値ωｓ＊と、パルスジェネレータ４により検出される誘導電動機２の回転子角速度ωｍと、を加算し、積分器２１に出力する。

一方、電流検出器３は、誘導電動機２とインバータ１間に流れる３相交流電流のうちＵ相電流及びＷ相電流を検出し、電流検出値ｉｕ、ｉｗを第１座標変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）２３に出力する。
第１座標変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）２３は、電流検出値ｉｕ、ｉｖ及び後述するｄ軸位相θに基づいて、三相固定座標系からｄｑ軸回転座標系へと座標変換を行い、ｄ軸電流値ｉ１ｄ及びｑ軸電流値ｉ１ｑを算出し、電流制御部２５に出力する。

電流制御部２５は、電流検出器３が出力した電流検出値ｉ１ｄ、ｉ１ｑと、電流指令生成部３０により生成された電流指令値ｉ１ｄ＊、ｉ１ｑ＊と、を比較し、電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を設定し、第２座標変換部２４に出力する。

加算器２９が出力したすべり指令値ωｓ＊と、回転子角速度ωｍと、の加算結果は、積分器２１に入力され、積分器２１は、加算結果を積分してｄ軸位相θを生成し、第１座標変換部２３及び第２座標変換部２４に出力する。

また、電流指令生成部３０で生成された電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊は、第２座標変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）２４に出力される。そして、第２座標変換部２４は、電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊及びｄ軸位相θに基づいて、電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ変調部２２に出力する。
これらの結果、前述したようにＰＷＭ変調部２２は、入力されたキャリア周波数信号ｆｃ及び電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、ゲート指令ＧＣを生成し、インバータ１に出力することとなる。

以上は、概要動作の説明であったが、以下、キャリア周波数演算部４０を中心とした詳細動作を説明する。

まず、インバータ１の制御と損失との関係について説明する。
図２は、インバータ出力電流損失比の説明図である。
図２において、従来技術に相当する損失比５０は、インバータ１の出力電流をキャリア周波数一定で非同期ＰＷＭ制御した場合の損失／１パルス制御した場合の損失である。
また、理想的な損失比５１は、インバータ１の出力電流が理想的な正弦波である場合の損失／１パルス制御した場合の損失である。

図２に示すように、速度向上が誘導電動機２の特性に依存するいわゆる特性領域（高速域）では、損失比５０は、ほぼ「１」となり、非同期ＰＷＭ制御をすることによる１パルス制御からの損失低減効果が小さくなっていることがわかる。

これは、キャリア周波数を一定で非同期ＰＷＭ制御した場合、高速域でインバータ周波数が高くなるにしたがい、インバータ１の１周期あたりのパルス数（キャリア周波数／インバータ周波数）が小さくなることによるものである。

図３は、スイッチング高調波銅損（基本波銅損比）と、インバータの１周期あたりのパルス数と、の関係説明図である。
図３に示すように、誘導電動機２の高調波銅損は、パルス数が小さくなると増える傾向にある。これは、パルス数が小さくなるとインバータ１の出力電流に高調波が増加することになり、その高調波により銅損が増加するためである。
このことから、インバータ１の周波数が高い特性領域（高速域）ではキャリア周波数（＝ｆｃ）を上げることでインバータの１周期あたりのパルス数が増え、銅損を低減するのに効果的なことがわかった。
さらに、図３より、インバータの１周期あたりのパルス数＝１５パルスまでは線形に高調波銅損が低減できるが、それ以上では、低減効果が低下する。したがって、定出力領域や特性領域でも１５パルス以上になるように、キャリア周波数を設定することで、効果的に高調波銅損の低減が可能になる。
また、インバータの１周期あたりのパルス数が、２１パルスを越えると高調波銅損が低減できなくなり、インバータのスイッチング損のみが増加していくことになる。

以上から、定トルク領域ではキャリア周波数を一定とし、インバータ周波数が増加してインバータの１周期あたりのパルス数が、１５パルス、あるいは、２１パルスと一致したキャリア周波数から、キャリア周波数を高くして１５パルス、あるいは２１パルスになるように同期ＰＷＭを実施すれば、システム損失を最小にすることが可能となる。

図４は、第１実施形態における好適な制御の説明図である。
本実施形態においては、上記考察に基づいて、図４に示すように、インバータ１の周波数が高い特性領域（高速域）においてキャリア周波数を上げることとした。

より詳細には、誘導電動機２の定出力領域においてインバータ１の出力周波数の増加、すなわち、モータ制御装置２０のキャリア周波数演算部４０は、列車情報ＴＲあるいはインバータ１の出力周波数に基づいて電気車の速度の増加に比例してキャリア周波数（ｆｃ）を増加させる。そして、キャリア周波数演算部は、少なくとも特性領域において、キャリア周波数（ｆｃ）を、定トルク制御域におけるキャリア周波数よりも高い一定周波数に設定している。

ところで、定出力領域では一般的にトルクの減少に合わせて電流も減少する。インバータの損失は概ね電流の二乗に比例するため、電流が低下している定出力領域ではキャリア周波数を上昇してもインバータの損失が定トルク領域以下となる。

したがって、キャリア周波数の上昇が可能になる。ここでは定出力領域に合わせてキャリア周波数を増加させる例を示したが、定トルク領域よりも電流が低下している領域でキャリア周波数を定トルク領域よりも高い周波数にすれば、本第１実施形態と同様の効果が得られる。
これにより、本第１実施形態においては、電気車の運転において、より高効率を実現することが可能となっている。

図５は、第１実施形態の制御態様の第１変形例の説明図である。
上述した考察に基づいて、図５に示す制御態様の第１変形例では、定トルク領域ではキャリア周波数を一定として非同期ＰＷＭ制御を行う。

そして、図５に示す制御態様の第１変形例では、インバータ周波数が増加してインバータの１周期あたりのパルス数が１５パルスと一致したキャリア周波数（ｆｃ）にいたった以降は、インバータの１周期あたりのパルス数が１５パルスを維持するように、キャリア周波数（ｆｃ）を高くしていく同期ＰＷＭ制御を実施している。

図６は、第１実施形態の制御態様の第２変形例の説明図である。
図６に示す制御態様の第２変形例においても、図５に示した第１変形例と同様に、定トルク領域ではキャリア周波数を一定として非同期ＰＷＭ制御を行う。

そして、図６に示す制御態様の第２変形例では、インバータ周波数が増加してインバータの１周期あたりのパルス数が２１パルスと一致したキャリア周波数（ｆｃ）にいたった以降は、インバータの１周期あたりのパルス数が２１パルスを維持するように、キャリア周波数（ｆｃ）を高くしていく同期ＰＷＭ制御を実施している。

図７は、第１実施形態の制御態様の第３変形例の説明図である。
図７が図５の第１変形例と異なる点は、同期ＰＷＭ制御において、インバータの１周期あたりのパルス数が１５パルスを維持するように、キャリア周波数を高くしていった結果、キャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった点である。なお、最高値ｆｃｍａｘは、装置自体の限界、あるいはこの限界に対して一定の余裕（例えば、安全を考慮した余裕）を持たせて設定することが好ましく、熱や演算処理時間によって制限される。

本第３変形例の場合には、キャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった以降は、キャリア周波数を最高値ｆｃｍａｘで維持することにより、インバータの１周期あたりのパルス数は１５パルスから徐々に低下するものの、可能な限り損失を低減することができる。

図８は、第１実施形態の制御態様の第４変形例の説明図である。
図８が図５の第１変形例と異なる点は、同期ＰＷＭ制御において、インバータの１周期あたりのパルス数が２１パルスを維持するように、キャリア周波数を高くしていった結果、キャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった点である。

本第４変形例の場合にも、第３変形例と同様に、キャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった以降は、キャリア周波数を最高値ｆｃｍａｘで維持することにより、インバータの１周期あたりのパルス数は２１パルスから徐々に低下するものの、可能な限り損失を低減することができる。

図９は、第１実施形態の制御態様の第５変形例の説明図である。
図９が図５の第１変形例と異なる点は、同期ＰＷＭ制御において、インバータの１周期あたりのパルス数が２１パルスを維持するように、キャリア周波数を高くしていった結果、キャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった場合には、今度は、インバータの１周期あたりのパルス数が１５パルスを維持するように、キャリア周波数を高くしていく。

そして、再びキャリア周波数が最高値ｆｃｍａｘに達してしまった以降は、キャリア周波数を最高値ｆｃｍａｘで維持することにより、インバータの１周期あたりのパルス数は１５パルスから徐々に低下するものの、損失の少ない同期ＰＷＭ制御をより広い領域で維持することができる。
これらの制御態様の変形例によれば、電気車の運転において、より高効率を実現することが可能となっている。

次に、図１に示した列車制御装置１９が複数接続されて制御されている編成制御システムを前提として説明する。
ここで、編成制御システムとは、列車の編成を構成する複数車両の編成の車両構成、荷重状態、（車載）機器稼働状態、ブレーキ制御、トルク制御（若しくはノッチ指令、定速走行指令等の加速指令）を統括し管理するシステムをいう。

以下においては、ある現在速度において、列車制御装置１９が列車情報ＴＲとしてのトルク指令を、電流指令生成部３０及びキャリア周波数演算部４０に対して与えた場合について説明する。

図１０は、第１実施形態の電気車制御装置の制御部の動作説明図である。
図１０（ａ）は、現在速度ｖと、その現在速度に対応するトルク指令ＴＡがモータ制御装置２０に対して入力されている状態の説明図である。図１０（ａ）において、Ａはトルク指令ＴＡに対応するトルクで、トルクＢは、トルクＡから最大出力トルクまでの差分トルクである。トルクＡ＋トルクＢで当該編成制御システムにおける通常時（常用動作時）の最大出力トルク（トルク最大出力曲線）となっている。

このとき、キャリア周波数演算部４０は、所定のトルク性能に対するトルク指令の割合からキャリア周波数（ｆｃ）を算出する。なお、キャリア周波数（ｆｃ）の算出に代えて、予め定めたテーブルから参照してキャリア周波数（ｆｃ）を求める等の他の構成とすることも可能である。

図１０（ｂ）は、トルク指令に対応するトルクの最大出力トルクとの比である。
例えば、図１０（ｂ）に示すように、Ａ／（Ａ＋Ｂ）が低くなるほどキャリア周波数（スイッチング周波数）を上げるように制御する。このときＡ／（Ａ＋Ｂ）＝１は、モータ制御装置２０における通常時のトルク出力最大値であり、冷却性能の限界値でインバータ１を駆動していることになる。
そのため、Ａ／（Ａ＋Ｂ）＞１の場合は、インバータを停止する。

このような制御方法を用いることで、インバータ１の冷却性能の限界値内においてキャリア周波数をより高くすることが可能となる。
したがって、図４に示すようなインバータ周波数（速度）と併せてキャリア周波数（ｆｃ）を増加させることで、図３における１５パルスあるいは２１パルスと同様の制御を行っていることになり、誘導電動機２の高調波銅損を低減することが出来る。

次に、列車制御装置１９が列車情報ＴＲとして、列車の荷重（Ｍｃａｒ）を電流指令生成部３０及びキャリア周波数演算部４０に対して与えた場合について説明する。

荷重検出器１８によりある時点の荷重または全荷重を検出する。
通常、トルク指令は荷重に比例して設定するため、荷重が大きければトルクが増大するようにトルク指令を出力することになる。

したがって、上述した場合と同様にモータ制御装置２０の性能によりトルク出力最大曲線を有しているため、荷重（トルク）の減少に合わせて、キャリア周波数を増加させることが可能となる。
この場合においても、同様に図４に示したようなインバータ周波数の増加に併せてキャリア周波数（ｆｃ）を増加させることで、誘導電動機２の銅損を低減することが出来る。

以上の説明のように、本第１実施形態によれば、インバータの出力性能の限界値内において、速度（トルク出力）に応じてキャリア周波数を可変にすることで、全速度域で電気車を駆動する装置が発生する損失を低減することが可能となる。

［１．１］第１実施形態の変形例
［１．１．１］第１変形例
以上の説明においては、キャリア周波数（ｆｃ）を速度（インバータ周波数）に応じてアナログ的（連続的）に変化させていたが、トルク指令や荷重条件に基づいて、ディジタル的（離散的）に変化させるように構成することも可能である。

図１１は、キャリア周波数をディジタル的（離散的）に変化させる場合の説明図である。
例えば、図１１に示すように、Ａ／（Ａ＋Ｂ）の比率が所定値Ｄの閾値を超えた場合にキャリア周波数周波数を約３０％低減させ、次の所定値Ｅの閾値を超えた場合にさらに３０％低減させ、次の所定値Ｆの閾値を超えた場合にゼロ（すなわちインバータ停止）とする。このとき、所定値の設定はトルク指令、荷重条件等の列車情報ＴＲに基づいて適宜設定可能である。

このようにキャリア周波数（ｆｃ）を離散的に変化させる制御とすれば、制御自体を簡易的とすることができ、容易に省エネ効果の高い電気車制御装置を提供することが可能となる。

［１．１．２］第２変形例
また、本第１実施形態では誘導電動機（ＩＭ）の例を示したが、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）でも同様の効果が得られる。

［１．１．３］第３変形例
また、以上の第１実施形態の説明においては、トルク指令や荷重条件に応じてキャリア周波数を変える場合について述べたが、このキャリア周波数可変の特性を、列車が走行する路線条件、走行曲線（列車種別）、編成条件（編成両数・ＭＴ比）に応じて適宜変更することも可能である。

［１．１．４］第４変形例
また、図１に示したキャリア周波数演算部４０は、モータ制御装置２０内に設けられている場合について説明したが、モータ制御装置２０外に設けるように構成することも可能である。例えば、列車制御装置１９において、キャリア周波数特性を変更するデータを外部のモータ制御装置２０に送信し、それによってキャリア周波数特性を前述の路線条件、列車種別、編成条件等に応じて書き換えてもよい。

［１．１．５］第５変形例
また、キャリア周波数演算部４０を、車両の編成全体を統括する編成制御システム側に設け、編成内の各モータ制御装置２０に対してキャリア周波数指令を送る構成とすることも可能である。

［１．１．６］第６変形例
以上の説明においては、編成制御システムにおける通常時（常用動作時）の最大出力トルク（トルク最大出力曲線）を超えないように制御していたが、例えば、故障停止した列車の救援措置の場合（健全な編成を連結し故障列車を救援運転する場合等）のように非常時（非常動作時）には、通常時（常用動作時）の最大出力トルク（トルク最大出力曲線）を超えて制御し動作させることが必要となる場合がある（非常時動作領域）。

図１２は、非常時動作領域における制御説明図である。
図１２に示す非常動作領域は、通常時（常用動作時）のトルク出力最大曲線を超えた領域でトルクを出力し、車両を走行させる領域（モード）である。

非常動作領域においては、通常時のトルク出力最大値をトルクＡが超えることとなるので、実効的にＢ＜０となる。
従って、トルク指令ＴＡの割合からキャリア周波数を変更する場合、トルク指令ＴＡの割合｛Ａ／（Ａ＋Ｂ）｝＞１となり、この場合には、逆にキャリア周波数（ｆｃ）を下げるように動作する。
この結果、通常時のトルク出力最大値を超えるトルクＡを得ることが可能となる。

［１．１．７］第７変形例
また、列車制御装置１９からモータ制御装置２０へ伝送される指令が、連続値を採ることが可能な指令（連続指令）であるトルク指令ではなく、ノッチ指令等の離散指令（指令値が離散値を採る場合）である場合において、例えば、高加速スイッチ等の何らかの外部トリガによって非常動作領域にいたってしまう場合には、図１２に示した非常動作領域のスイッチング周波数領域で動作するよう制御することも可能である。

［１．１．８］第８変形例
以上の説明は、インバータ１が正常動作していることを前提として説明したが、実際には、インバータ１を構成している半導体デバイス（半導体素子：トランジスタ、ダイオード等）は、寿命があり、信頼性の低下につながる。

そこで、本第８変形例は、列車制御装置１９において、インバータ１を構成している半導体デバイスの寿命を推定することにより、全速度域で電気車を駆動する装置が発生する損失を低減しつつ、その信頼性を向上させる場合の変形例である。

すなわち、インバータ１を構成している半導体デバイスの寿命を推定することにより、半導体デバイスが故障に至る前に交換等のメンテナンスを行うことで信頼性を向上させるものである。

本第８変形例において、半導体デバイス寿命の推定は、半導体デバイスのヒートサイクル継続時間（継続期間）の積算値（熱負荷情報：熱責務情報）、あるいは、半導体デバイス温度が所定熱温度以上になった場合の継続時間（継続期間）の積算値（熱負荷情報）に基づいて行うようにしている。

これらの推定に用いる温度情報（熱負荷情報）としては、所定期間内のスイッチング回数や、スイッチングの継続時間、半導体デバイスへの電流量等に対応づけて、予め半導体デバイスの温度上昇の程度をデータテーブルなどとして格納しておき、格納したデータテーブルを参照して行うようにすれば、温度計測器を設けることなく簡易に温度情報として取得することができる。

この場合において、熱負荷を、インバータ１を構成する半導体デバイスに通電する電流値、半導体デバイスに供給されるキャリア周波数及び半導体デバイスの特性を用いて計算される半導体デバイスの損失に基づいて算出するようにしてもよい。

さらに、インバータ１を構成する半導体デバイスに通電する電流値、半導体デバイスに供給されるキャリア周波数及び半導体デバイスの特性を用いて計算される半導体デバイスの損失に基づいて算出した熱負荷の算出結果を予め格納したテーブルを参照し、あるいは、熱負荷の算出結果を近似した近似式に基づいて算出するようにしてもよい。

これらの場合において、電気車制御装置が搭載される電気車の車両の走行速度から得られる素子冷却条件に関する情報を用いて熱負荷を補正するようにしてもよい。

また、インバータ１の半導体デバイスの近傍にサーミスタ等の温度計測器を設け、温度を検出するようにしてもよい。

これらの場合において、インバータ１を構成している半導体デバイスの推定された寿命については、モニタ出力をすることで、各モータ制御装置に搭載されるインバータ１を構成する半導体デバイスの状態を把握し、半導体デバイスが故障に至る前に把握し、対応可能となり、信頼性を向上させることができる。

［１．１．９］第９変形例
また、列車制御装置１９からトルク指令をモータ制御装置２０に伝送し、駆動システムの力行動作及び回生動作を実施するように構成してもよい。

この場合には、誘導電動機２の電流検出器３により得られる実際の力行トルク及び回生トルクを情報制御装置１９にフィードバックする。
これにより、情報制御装置１９は、実際の力行トルク及び回生トルクにより全体のトルク指令を管理し、編成全体としての加速度・減速度が変化しないように制御する。

この場合において、キャリア周波数を増加させることにより、インバータ１を構成している半導体デバイスの温度が上昇し、インバータ電流の絞り制御が行われることが考えられる。

そのため、実際の力行トルク及び回生トルクを編成全体を統括する列車制御装置１９にフィードバックのために送信し、全体統括の列車制御装置１９から同一編成に搭載されている各モータ制御装置２０に負荷を分散させる制御を行う。

この結果、キャリア周波数（ｆｃ）を上げた場合に、第９変形例にしたがっていずれかのインバータでトルクを絞ることになったとしても目標とする、編成全体として加減速度を維持できる。

［１．１．１０］第１０変形例
また、インバータ１の回生動作中において、インバータ１の装置温度が上昇した場合、インバータ１の回生動作（回生カット）を停止し、インバータ１装置の発熱を抑制することが考えられる。

このような場合に、従来はキャリア周波数を下げると誘導電動機２の制御性能が悪化し、軽負荷回生時の直流電圧が高くなることがあった。
そこで、本第１０変形例においては、耐圧が高いＳｉＣデバイス等の低損失デバイス・高温動作デバイスをインバータを構成する半導体デバイスに適用することで、スイッチング周波数を高く設定して使用できる。

したがって、インバータ１の温度上昇時に回生動作をカットする動作モード（インバータを停止して回生電力を機械ブレーキとして消費するモード）に移行する前にキャリア周波数を低減させることで、インバータ１の高温動作時においても回生カットせずにインバータの変換動作を継続できる。
これによって回生動作をカットする動作モードへの移行の可能性を減らし、省エネルギー化を安定的に維持することができる。

また、推定もしくは計測されたインバータ１を構成する半導体デバイスの温度が所定の第１閾値に達した後には、半導体デバイスの温度が上昇するにしたがってキャリア周波数を低減させ、さらに当該キャリア周波数が所定値に達した後に、推定もしくは計測される半導体デバイスの温度が上昇する場合には、回生時の電流指令を減少させるようにしてもよい。

［１．２］第１実施形態の効果
以上の説明のように、本第１実施形態の電気車制御装置によれば、インバータの出力性能の限界値内において、トルク出力に応じてキャリア周波数を可変にすることで、全速度域で電気車を駆動する装置が発生する損失を低減することが可能となる。

［２］第２実施形態
次に、第２実施形態について図面を参照して、詳細に説明する。

本第２実施形態が上記第１実施形態と異なる点は、励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）を生成させる電流指令生成部３０の構成であり、本第２実施形態は、省エネルギーを図るとともに、応答性を確保することを目的としている。
以下、励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）を生成する電流指令生成部３０の構成について詳細に説明する。

ここで、本第２実施形態と第１実施形態との差を明確にするため、第１実施形態と比較して第２実施形態を説明する。
図１３は、第１実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｄ、電圧ｖの出力説明図である。

第１実施形態の電気車制御装置では、図１３に示すように電圧が制限されるＺ点までは励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）が一定になるように電流指令（ｉ１ｄ＊）が生成されている。
これは鉄道分野における電気車制御において、仮にトルク指令によって励磁電流を変更する構成を採った場合には、ノッチ指令、空転等に伴なって励磁電流が急変すると、磁束が遅れて追従するため、実際のトルク応答が遅くなってしまい好ましくないからである。

このため、鉄道用に用いられる電気車制御装置においては、励磁電流が一定となるように電流指令（ｉ１ｄ＊）が生成されている。

本第２実施形態においては、鉄道で特有のノッチ指令や空転などの過渡変化に対して実際のトルク応答を確保しつつ、励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）が損失最小となるような値を選択することで、高効率化を達成している。

図１４は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉｄ、電圧ｖの出力説明図（その１）である。
すなわち、本第２実施形態においては、図１４に示すように、定トルク領域（低速域）において励磁電流ｉｄを速度に応じて変更している。

この場合において、空転や滑走による過渡変化に対応するため、本第２実施形態においは、励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）を列車制御装置１９から入力された車両速度情報ｖｃａｒに基づいて変更する構成を採っている。この構成によれば、速度の変化が励磁電流に直接的に反映されることとなる。従って、励磁電流（ｄ軸電流ｉ１ｄ）に応答して生成される磁束が、速度変化と対応することとなる。
このため、急激な過渡変化時の応答の遅れを防ぐことができる。

図１５は、図１４の最適な励磁電流値（ｉ１ｄ０）の説明図である。
ここで、図１４及び図１５を用いて励磁電流の設定方法について説明する。図１４に示すように電圧ｖ０における励磁電流を励磁電流ｉ１ｄ０と設定する。励磁電流ｉ１ｄ０は、銅損が最小となるように設定する。具体的には設定方法を以下に説明する。

図１５の等トルク曲線ＴＱｅｑは、トルクを一定にした場合の励磁電流とトルク電流が描く関数曲線である。また、図１５の等トルク曲線に対応した、銅損関数が銅損曲線である。このとき、銅損曲線の最小点と同じ励磁電流値から求められる等トルク曲線の励磁電流値が、最適動作点（ｉ１ｄ０）である。つまり、銅損ＣｕＬｏｓｓが最小となる励磁電流ｉ１ｄ０であり、下記の（１）式で計算される。

ここで、ｒ１は固定子抵抗、ｒ２は回転子抵抗、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は回転子インダクタンスのパラメータをそれぞれ表す。これらのパラメータとしては、設計値を用いても良いし、実測値を用いても良い。可能であれば、相互インダクタンスＭは磁気飽和を考慮した値を用いた方が良い。

また、電圧ｖ１における励磁電流ｉ１ｄ１は銅損＋鉄損が最小となる励磁電流ｉ１ｄに設定する。具体的な設定方法を以下に説明する。

銅損ＣｕＬｏｓｓについては、電圧ｖ０の時と同様に（１）式で演算できる。
また、鉄損ＣｏｒｅＬｏｓｓについては、（２）式で演算できる。

ここで、ｒｍは鉄損抵抗を表す。
この場合において、鉄損抵抗ｒｍとして、設計値を用いても良いし、実測値を用いても良い。

図１６は、図１５に鉄損曲線と銅損＋鉄損曲線を追加した図である。
励磁電流ｉ１ｄ１は、銅損＋鉄損曲線が最小となるｉ１ｄ１に設定する。
電圧ｖ０から電圧ｖ１の間の励磁電流ｉ１ｄは、鉄損ＣｏｒｅＬｏｓｓのうち、ヒステリシス損は速度に比例、ジュール損は速度の２乗に比例することから、この間に設定すると良い。

図１７は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉ１ｄ、電圧ｖの出力説明図（その２）である。
例えば、図１４に示したように一次の式、あるいは、図１７に示すように二次の式で近似すると処理が簡略でありながら、効率を向上することができる。

図１８は、第２実施形態の電気車制御装置のトルク電流指令作成用テーブルの説明図である。
トルク電流指令については、電流指令生成部３０は、図１８に示すように、必要トルクを満たすように、励磁電流指令ｉ１ｄ＊、トルク指令、車両速度、インバータ直流電圧からテーブルＴＢを参照して、インバータ直流電圧によらずに図１３や図１４のようなトルク曲線を満たすようにトルク電流指令ｉ１ｑ＊を生成すればよい。

また、図１８に示したようなテーブルを用いずに、励磁電流指令ｉ１ｄ＊、トルク指令、車両速度、インバータ直流電圧から、近似式を用いて計算しても良い。

これにより、インバータ直流電圧によらずに、所定のトルク曲線を満たすようにトルクを制御することができる。

電流指令生成部３０は、荷重情報Ｍｃａｒを列車情報ＴＲとして列車制御装置１９から入力させ、荷重に応じても励磁電流を変更するように構成することも可能である。
図１９は、第２実施形態の電気車制御装置のトルクＴＱ、励磁電流ｉ１ｄ、電圧ｖの出力説明図（その３）である。

図２０は、図１９の最適な励磁電流値の説明図である。
例えば、図１９に示すように、荷重が小さいときには励磁電流ｉ１ｄを小さくする。銅損（高負荷時＝ＣｕＬｏｓｓａ、低負荷時＝ＣｕＬｏｓｓｂ）が最小になる励磁電流ｉ１ｄは、図２０に示すように、高負荷時（＝ｉ１ｄａ）と軽負荷時（＝ｉ１ｄｂ）には異なる。

したがって、荷重が大きい高負荷の時には励磁電流ｉ１ｄを大きくし（＝励磁電流ｉ１ｄａ）、荷重が小さい軽負荷の際には励磁電流ｉ１ｄを小さくする（＝励磁電流ｉ１ｄｂ）ことで、効率を向上することができる。

このように、トルク指令ではなく荷重によって励磁電流ｉ１ｄを変更するようにしているので、ノッチ変更や空転時のトルク絞込み、軽負荷回生制御のトルク絞り込み時にも応答性を保ったまま、効率の向上が実現できる。

［２．１］第２実施形態の変形例
［２．１．１］第１変形例
上記第２実施形態の構成に対し、さらに、勾配情報を列車制御装置１９から列車情報ＴＲとしてもらい、勾配に応じても励磁電流を変更するように行使することも可能である。

例えば、勾配が登り勾配の時には、高負荷になるため励磁電流を大きくし、下り勾配の時には、軽負荷になるため励磁電流を小さくすることで効率を向上することができる。この時、トルク指令ではなく、勾配によって変更することで、トルクの応答性を保ったまま、効率の向上が実現できる。

または、定速走行指令を列車情報ＴＲとして列車制御装置１９から入力させる構成とし、定速走行指令が出ている際には励磁電流を小さくする。そして、定速走行指令が出ている際には、車両の速度を一定に保つようにトルクを発生させる。このとき、軽負荷になるため励磁電流を小さくすることで効率を向上することが出来る。

さらに定速走行の際は、加速時や減速時と比較して軽負荷であるため、励磁電流を小さくすることによる効率向上効果が大きい。したがって、定速走行指令によって励磁電流を小さくすることで、簡単に大きな効率向上効果が期待できる。

［２．２］第２実施形態の効果
以上の説明のように、本第２実施形態の電気車制御装置によれば、励磁電流を車両の特性に応じて可変とすることで、制御応答速度を従来と同等に確保しつつも、さらなる高効率化を実現することが可能となる。

［３］実施形態の効果
以上の説明のように、各実施形態によれば、さまざま駆動条件下であっても電気車を駆動する装置が発生する損失を低減し、省エネルギー化を図ることが可能となる。

［４］実施形態の他の態様
以上の説明においては、第１実施形態の構成と、第２実施形態の構成と、を別個のものとして説明していたが、両実施形態の構成を組み合わせた構成とすることも可能である。
この構成によれば、制御応答速度を従来と同等に確保しつつ、全速度量域において、高効率化を実現し、省エネルギー化を図ることが可能となる。

上記で説明された全ての実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定するものではない。そのため、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００ 電気車制御装置
１ インバータ
２ 誘導電動機
３ 電流検出器
４ パルスジェネレータ（ＰＧ）
１０ フィルタコンデンサ（ＦＣ）
１１ フィルタリアクトル（ＦＬ）
１２ パンタグラフ
１３ 架線
１４ 車輪
１５ レール
１６ 車両速度センサ
１７ 台車
１８ 荷重検出器
１９ 列車制御装置
２０ モータ制御装置
２１ 積分器
２２ ＰＷＭ変調
２３ 第１座標変換部（ＵＶＷ／ｄｑ）
２４ 第２座標変換部（ｄｑ／ＵＶＷ）
２５ 電流制御部
２７ すべり演算器
２８ 電流指令一次遅れフィルタ
２９ 加算器
４０ キャリア周波数演算部

Claims (24)

1. インバータを全速度域で非同期ＰＷＭ制御して電動機を駆動する電気車制御装置において、
   前記電動機の定出力制御域において前記インバータの出力周波数の増加に比例してキャリア周波数を増加させる制御部を備えた電気車制御装置。
2. 前記制御部は、少なくとも電気車の速度が高速域であり前記インバータの周波数が高い特性領域において、前記キャリア周波数を、前記インバータの周波数によらず定トルク制御域におけるキャリア周波数よりも高い一定周波数に設定する、
   請求項１記載の電気車制御装置。
3. 前記制御部は、前記キャリア周波数の増加割合を予め取得したキャリア周波数−損失特性、あるいは、電気車の走行時に取得した走行情報に基づいて設定する、
   請求項１又は請求項２に記載の電気車制御装置。
4. 電気車の荷重の増加に応じて前記キャリア周波数を下げる、
   請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電気車制御装置。
5. 電気車の荷重の減少に応じて前記キャリア周波数を上げる、
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電気車制御装置。
6. 予め設定した所定トルク値に対する実出力トルクもしくはモニタ装置等の外部機器から指令されるトルク指令値の割合が下がる場合に前記キャリア周波数を上げ、前記割合が上がる場合に前記キャリア周波数を下げる、
   請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電気車制御装置。
7. 前記制御部は、通常時の最大出力トルクよりも高いトルクが出力トルクとして設定された場合に、前記通常時に用いられるキャリア周波数よりも低いキャリア周波数に設定する、
   請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電気車制御装置。
8. 前記制御部は、予め取得した励磁電流−損失特性および電気車の速度に基づいて前記電動機に供給させる励磁電流を制御する、
   請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の電気車制御装置。
9. 前記制御部は、前記電動機の銅損と鉄損が最小になるように、励磁電流を制御する、
   請求項８記載の電気車制御装置。
10. 前記制御部は、前記電気車の荷重に応じて、前記電動機に供給させる励磁電流を設定する、
    請求項８又は請求項９記載の電気車制御装置。
11. 前記制御部は、前記電気車の荷重が大きい場合は電動機に対する励磁電流を大きく設定し、荷重が小さい場合には小さく設定する、
    請求項１０記載の電気車制御装置。
12. 前記制御部は、前記車両速度情報に応じて、車両速度が加速するのに従って励磁電流を大きく設定し、車両速度が減速するのに従って励磁電流を小さく設定する、
    請求項８乃至請求項１１のいずれかに記載の電気車制御装置。
13. 前記制御部は、前記励磁電流を設定するに際し、入力された目標トルク指令に従って、トルク電流を補正する、
    請求項８乃至請求項１２のいずれかに記載の電気車制御装置。
14. インバータを全速度域で非同期ＰＷＭ制御して電動機を駆動する電気車制御装置において、
    予め取得した励磁電流−損失特性および電気車の速度に基づいて定トルク領域において前記電動機に供給させる励磁電流を前記電気車の速度に応じて変更するように制御する制御部を備えた電気車制御装置。
15. 前記制御部は、前記電動機の銅損と鉄損が最小になるように、励磁電流を制御する、
    請求項１４記載の電気車制御装置。
16. 前記制御部は、前記電気車の荷重に応じて、前記電動機に供給させる励磁電流を設定する、
    請求項１４又は請求項１５記載の電気車制御装置。
17. 前記制御部は、前記電気車の荷重が大きい場合は電動機に対する励磁電流を大きく設定し、荷重が小さい場合には小さく設定する、
    請求項１６記載の電気車制御装置。
18. 前記制御部は、前記車両速度情報に応じて、車両速度が加速するのに従って励磁電流を大きく設定し、車両速度が減速するのに従って励磁電流を小さく設定する、
    請求項１４乃至請求項１７のいずれかに記載の電気車制御装置。
19. 前記制御部は、前記励磁電流を設定するに際し、入力された目標トルク指令に従って、トルク電流を補正する、
    請求項１４乃至請求項１８のいずれかに記載の電気車制御装置。
20. 前記制御部は、前記インバータを構成する半導体デバイスの熱負荷を算出し、算出した前記熱負荷に基づいて前記半導体デバイスの寿命の推定を行う、
    請求項１乃至請求項１９のいずれかに記載の電気車制御装置。
21. 前記制御部は、前記熱負荷を、前記インバータを構成する半導体デバイスのヒートサイクル継続時間の積算値、あるいは、半導体デバイス温度が所定熱温度以上になった場合の継続時間の積算値として求める、
    請求項２０記載の電気車制御装置。
22. 前記制御部は、前記熱負荷を、前記インバータを構成する半導体デバイスに通電する電流値、半導体デバイスに供給されるキャリア周波数及び半導体デバイスの特性を用いて計算される半導体デバイスの損失に基づいて算出する、
    請求項２０又は請求項２１記載の電気車制御装置。
23. 前記制御部は、前記インバータを構成する半導体デバイスに通電する電流値、半導体デバイスに供給されるキャリア周波数及び半導体デバイスの特性を用いて計算される半導体デバイスの損失に基づいて算出した前記熱負荷の算出結果を予め格納したテーブルを参照し、あるいは、前記熱負荷の算出結果を近似した近似式に基づいて算出する、
    請求項２０乃至請求項２２のいずれかに記載の電気車制御装置。
24. 前記制御部は、当該電気車制御装置が搭載される車両の走行速度から得られる素子冷却条件に関する情報を用いて前記熱負荷を補正する、
    請求項２０乃至請求項２３のいずれかに記載の電気車制御装置。

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