JPH07106002B2 - 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 - Google Patents
電気自動車用誘導モ−タの制御方法Info
- Publication number
- JPH07106002B2 JPH07106002B2 JP61091913A JP9191386A JPH07106002B2 JP H07106002 B2 JPH07106002 B2 JP H07106002B2 JP 61091913 A JP61091913 A JP 61091913A JP 9191386 A JP9191386 A JP 9191386A JP H07106002 B2 JPH07106002 B2 JP H07106002B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- magnetic flux
- torque
- current
- motor magnetic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電気自動車用誘導モータの制御方法、特に誘導
モータに与えられる一次電流を制御して目標の出力トル
クを得るための最適制御方法に関するものである。
モータに与えられる一次電流を制御して目標の出力トル
クを得るための最適制御方法に関するものである。
［従来の技術］ 有害な排出ガスを生じない無公害自動車として電気自動
車が研究されており、一部に既に実用化の段階となって
いる。
車が研究されており、一部に既に実用化の段階となって
いる。
初期の電気自動車の駆動源としては制御が容易な直流モ
ータが用いられていたが、この直流モータはブラシその
他の保守が面倒であり、近年において電気自動車の駆動
源としては保守の容易なインバータ制御された誘導モー
タが用いられるようになってきた。
ータが用いられていたが、この直流モータはブラシその
他の保守が面倒であり、近年において電気自動車の駆動
源としては保守の容易なインバータ制御された誘導モー
タが用いられるようになってきた。
周知のごとく、電気自動車に用いられるモータは通常の
産業用モータと異なりトルク制御され、必要なトルク制
御を行い自動車の操縦性能を安定化させるために、ベク
トル制御あるいは滑り周波数制御等によって誘導モータ
が制御されている。
産業用モータと異なりトルク制御され、必要なトルク制
御を行い自動車の操縦性能を安定化させるために、ベク
トル制御あるいは滑り周波数制御等によって誘導モータ
が制御されている。
［発明が解決しようとする問題点］ 周知のごとく、誘導モータの出力トルクはモータ磁束と
トルク電流との積に比例し、必要なトルクを得るために
は前記モータ磁束とトルク電流のいずれかを変更して必
要な一次電流を誘導モータに与えれば良い。
トルク電流との積に比例し、必要なトルクを得るために
は前記モータ磁束とトルク電流のいずれかを変更して必
要な一次電流を誘導モータに与えれば良い。
しかしながら、従来の装置においては、磁束一定領域で
の制御が行われ、トルク電流を変更することによっての
み出力トルクを変えていた。
の制御が行われ、トルク電流を変更することによっての
み出力トルクを変えていた。
このような従来の制御方法によれば、制御工程を簡素化
することができるが、一方において、広範囲に変動する
トルクに対応して常にモータ損失を小さくすることがで
きないとう問題があった。
することができるが、一方において、広範囲に変動する
トルクに対応して常にモータ損失を小さくすることがで
きないとう問題があった。
すなわち、誘導モータのモータ損失はモータ磁束による
磁束損失とトルク電流によるトルク電流損失の両者が存
在し、これらの両損失はそれぞれ設定されたモータ磁束
及びトルク電流に依存し、従来のごとくモータ磁束を一
定に保持している場合には、誘導モータの出力トルクに
よっては損失が著しく増大してしまうという問題があっ
た。
磁束損失とトルク電流によるトルク電流損失の両者が存
在し、これらの両損失はそれぞれ設定されたモータ磁束
及びトルク電流に依存し、従来のごとくモータ磁束を一
定に保持している場合には、誘導モータの出力トルクに
よっては損失が著しく増大してしまうという問題があっ
た。
特に、モータ磁束を一定にした制御の場合、通常は、前
記一定の磁束はモータ磁束を最大値に固定した領域とし
て設定され、到底広範囲の出力トルク領域において常に
最適な効率を得ることは不可能である。
記一定の磁束はモータ磁束を最大値に固定した領域とし
て設定され、到底広範囲の出力トルク領域において常に
最適な効率を得ることは不可能である。
このようなモータ損失の増大は電気自動車の消費電流を
増加させ、限られたバッテリ容量で走行できる距離を低
下させ、電気自動車の開発に大きな阻害要因となってい
た。
増加させ、限られたバッテリ容量で走行できる距離を低
下させ、電気自動車の開発に大きな阻害要因となってい
た。
本発明は上記従来の課題に鑑み為されたものであり、そ
の目的は大きく変動する目標トルクを常に確保しつつ、
磁束損失とトルク電流損失の両者の総合モータ損失を最
小値にする最適制御方法を提供することにある。
の目的は大きく変動する目標トルクを常に確保しつつ、
磁束損失とトルク電流損失の両者の総合モータ損失を最
小値にする最適制御方法を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、従来のモータ磁
束一定制御とは異なり、モータ磁束とトルク電流の双方
を調整して一次電流を制御しており、まず必要な目標ト
ルク及びモータ回転数によって総合モータ損失が最小と
なる最適モータ磁束を演算し、 次に、前記一次電流によるモータ磁束指令に対するモー
タ磁束の変化遅れが所定値を超えない過渡モータ磁束指
令値を段階的に演算し、 該段階的に演算された各過渡モータ磁束に対応して前記
目標トルクを得るに必要な補償トルク電流をモータ磁束
／トルク電流特性データから演算し、 前記最適モータ磁束を得るまでの調整過渡時において
は、前記段階的に演算される過渡モータ磁束を得る磁化
電流と、前記補償トルク電流と、から定まる一次電流指
令を誘導モータに供給し、 過渡モータ磁束が前記最適モータ磁束に達した後には、
最適モータ磁束を得る磁化電流と、前記モータ磁束／ト
ルク電流特性に基づき前記目標トルク及び最適モータ磁
束に応じて演算された最適トルク電流と、から定まるモ
ータ損失を最小にする一次電流指令を誘導モータに供給
することを特徴とする。
束一定制御とは異なり、モータ磁束とトルク電流の双方
を調整して一次電流を制御しており、まず必要な目標ト
ルク及びモータ回転数によって総合モータ損失が最小と
なる最適モータ磁束を演算し、 次に、前記一次電流によるモータ磁束指令に対するモー
タ磁束の変化遅れが所定値を超えない過渡モータ磁束指
令値を段階的に演算し、 該段階的に演算された各過渡モータ磁束に対応して前記
目標トルクを得るに必要な補償トルク電流をモータ磁束
／トルク電流特性データから演算し、 前記最適モータ磁束を得るまでの調整過渡時において
は、前記段階的に演算される過渡モータ磁束を得る磁化
電流と、前記補償トルク電流と、から定まる一次電流指
令を誘導モータに供給し、 過渡モータ磁束が前記最適モータ磁束に達した後には、
最適モータ磁束を得る磁化電流と、前記モータ磁束／ト
ルク電流特性に基づき前記目標トルク及び最適モータ磁
束に応じて演算された最適トルク電流と、から定まるモ
ータ損失を最小にする一次電流指令を誘導モータに供給
することを特徴とする。
［作用］ 従って、本発明によれば、最適モータ磁束を得るまでの
モータ磁束の調整過渡時並びに調整後ののいずれの時も
常に目標トルクを得、かつ調整後においてはモータ損失
の最も少なくなる一次電流を誘導モータに供給すること
ができ、これにより全トルク領域及び周波数領域におい
て効率良い電流消費がなされる結果、電気自動車の走行
距離を著しく拡大することが可能となる。
モータ磁束の調整過渡時並びに調整後ののいずれの時も
常に目標トルクを得、かつ調整後においてはモータ損失
の最も少なくなる一次電流を誘導モータに供給すること
ができ、これにより全トルク領域及び周波数領域におい
て効率良い電流消費がなされる結果、電気自動車の走行
距離を著しく拡大することが可能となる。
［実施例］ 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。
第３図には誘導モータにおける理想的なベクトル図が示
されており、縦軸の磁化電流I0によつて誘導モータのモ
ータ磁束Φが生じ、また横軸のトルク電流ITによって前
記モータ磁束ΦとともにモータにトルクＴを発生させる
ことができる。従って、誘導モータには前記磁化電流I0
とトルク電流ITとのベクトル和である一次電流I1が供給
されることとなる。
されており、縦軸の磁化電流I0によつて誘導モータのモ
ータ磁束Φが生じ、また横軸のトルク電流ITによって前
記モータ磁束ΦとともにモータにトルクＴを発生させる
ことができる。従って、誘導モータには前記磁化電流I0
とトルク電流ITとのベクトル和である一次電流I1が供給
されることとなる。
従って、本発明において、従来と異なり、モータ磁束Φ
を変化した場合においても、これに見合うトルク電流IT
を設定することによって、必要な目標トルクＴ＊を得る
ことが可能となる。
を変化した場合においても、これに見合うトルク電流IT
を設定することによって、必要な目標トルクＴ＊を得る
ことが可能となる。
これにより、前記モータ磁束Φとトルク電流ITのそれぞ
れによって定まる別個の損失の総合損失が最小となるよ
うな一次電流I1を任意に選択可能であることが理解され
る。
れによって定まる別個の損失の総合損失が最小となるよ
うな一次電流I1を任意に選択可能であることが理解され
る。
また、第３図において、定トルク線はモータコイルの抵
抗成分、インダクタンス成分による位相のずれを無視し
た理想的なトルク一定の特性を示しているが、実際に
は、これら成分により、モータ磁束Φはトルク電流に対
し変化遅れを生じる。
抗成分、インダクタンス成分による位相のずれを無視し
た理想的なトルク一定の特性を示しているが、実際に
は、これら成分により、モータ磁束Φはトルク電流に対
し変化遅れを生じる。
従って、このモータ磁束が最適モータ磁束となるまでの
過渡時においては、モータ出力トルクは目標トルクＴ＊
に達していない。
過渡時においては、モータ出力トルクは目標トルクＴ＊
に達していない。
本発明においては、このような原理に基づき、まず必要
な目標トルクＴ＊を得るために最小のモータ損失となる
最適モータ磁束Φ＊を求め、次に、前記最適モータ磁束
Φ＊を得る磁化電流にてモータ磁束を調整する際に生じ
るモータ磁束の変化遅れを考慮し、変化遅れが所定値を
超えない程度の過渡モータ磁束指令値を段階的に演算
し、該段階的に演算される過渡モータ磁束Φ＊ ｔに応じ
て目標トルクＴ＊を得るために必要なトルク電流値であ
る補償トルク電流Iq′を演算し、前記最適モータ磁束を
得るまでの調整過渡時においては、モータ磁束Φの増加
に応じ段階的に演算される前記過渡モータ磁束Φ＊ ｔを
得るための磁化電流と前記補償トルク電流Iq′の両者か
ら決定される一次電流I1を誘導モータに供給し、調整後
過渡モータ磁束Φ＊ ｔが最適モータ磁束Φ＊に達した後
は、最適モータ磁束Φ＊を得るための磁化電流と目標ト
ルクＴ＊及び最適モータ磁束のΦ＊に対応する最適トル
ク電流IT ＊の両者から決定される一次電流I1を誘導モー
タに供給することを特徴とする。
な目標トルクＴ＊を得るために最小のモータ損失となる
最適モータ磁束Φ＊を求め、次に、前記最適モータ磁束
Φ＊を得る磁化電流にてモータ磁束を調整する際に生じ
るモータ磁束の変化遅れを考慮し、変化遅れが所定値を
超えない程度の過渡モータ磁束指令値を段階的に演算
し、該段階的に演算される過渡モータ磁束Φ＊ ｔに応じ
て目標トルクＴ＊を得るために必要なトルク電流値であ
る補償トルク電流Iq′を演算し、前記最適モータ磁束を
得るまでの調整過渡時においては、モータ磁束Φの増加
に応じ段階的に演算される前記過渡モータ磁束Φ＊ ｔを
得るための磁化電流と前記補償トルク電流Iq′の両者か
ら決定される一次電流I1を誘導モータに供給し、調整後
過渡モータ磁束Φ＊ ｔが最適モータ磁束Φ＊に達した後
は、最適モータ磁束Φ＊を得るための磁化電流と目標ト
ルクＴ＊及び最適モータ磁束のΦ＊に対応する最適トル
ク電流IT ＊の両者から決定される一次電流I1を誘導モー
タに供給することを特徴とする。
第４図は誘導モータの総合的な最小モータ損失を求める
ための磁束／損失特性であり、横軸にはモータ磁束Φそ
して縦軸にはモータ磁束とトルク電流の両者によって生
じる総合的なモータ損失ηが示されている。
ための磁束／損失特性であり、横軸にはモータ磁束Φそ
して縦軸にはモータ磁束とトルク電流の両者によって生
じる総合的なモータ損失ηが示されている。
第４図において、誘導モータの回転数は一定に保持さ
れ、３本の特性はそれぞれモータの出力トルクをパラメ
ータとし、図のごとくモータ出力トルクの大、中、及び
小の特性が図示されている。
れ、３本の特性はそれぞれモータの出力トルクをパラメ
ータとし、図のごとくモータ出力トルクの大、中、及び
小の特性が図示されている。
従って、第４図から、各特性の底値となる領域を結べ
ば、図の斜線を施したモータ損失最小領域を知ることが
可能となる。本図から、モータ出力トルクが小さくなる
に従い、モータ磁束が少ないところでモータ損失が最小
になる傾向にあることが理解される。もちろん、第４図
は任意に定めた一定回転数における特性であり、電気自
動車に必要な全てのモータ回転数に対してこのような特
性を得ることが可能である。
ば、図の斜線を施したモータ損失最小領域を知ることが
可能となる。本図から、モータ出力トルクが小さくなる
に従い、モータ磁束が少ないところでモータ損失が最小
になる傾向にあることが理解される。もちろん、第４図
は任意に定めた一定回転数における特性であり、電気自
動車に必要な全てのモータ回転数に対してこのような特
性を得ることが可能である。
第５図は前記第４図で説明した磁束／損失特性をモータ
回転数Ｎの各変化に応じて総合的なモータ損失が最小と
なるデータをマップ上に示した図であり、モータ出力ト
ルクＴを得るために現在のモータ回転数Ｎによれば損失
最小のモータ磁束Φをどの値に定めればよいかが明らか
となる。
回転数Ｎの各変化に応じて総合的なモータ損失が最小と
なるデータをマップ上に示した図であり、モータ出力ト
ルクＴを得るために現在のモータ回転数Ｎによれば損失
最小のモータ磁束Φをどの値に定めればよいかが明らか
となる。
このような磁束／損失特性データはもちろん各誘導モー
タあるいは実装される電気自動車によって異なり、これ
らのデータは予め特定機種の電気自動車に対して実験又
は計算のいずれかによって決定することができ、このマ
ップデータをモータ制御用の回路にROMその他の記憶情
報として任意に読出し可能に組込むことができる。
タあるいは実装される電気自動車によって異なり、これ
らのデータは予め特定機種の電気自動車に対して実験又
は計算のいずれかによって決定することができ、このマ
ップデータをモータ制御用の回路にROMその他の記憶情
報として任意に読出し可能に組込むことができる。
そして、以上のようにして最適モータ磁束Φ＊が決定さ
れれば、前述した第３図の定トルク特性に基づいて最適
トルク電流IT ＊を求めることが可能となり、このトルク
電流IT ＊の決定も予め定めたデータから容易に導き出す
ことができ、このようなデータも回路のROM上に記録す
ることができる。
れれば、前述した第３図の定トルク特性に基づいて最適
トルク電流IT ＊を求めることが可能となり、このトルク
電流IT ＊の決定も予め定めたデータから容易に導き出す
ことができ、このようなデータも回路のROM上に記録す
ることができる。
第６図は所定のトルク電流ITを求めるためのマップの一
例を示し、モータ磁束Φとモータ出力トルクＴに応じて
求められるモータトルク電流ITが図示のごときマップ上
に表示されている。モータ出力トルクを一定とした場
合、モータトルク電流ITは理論的にはモータ磁束Φに反
比例した値となるが（第３図参照）、実際には実機に適
用するため補正が必要となり、補正した値をマップとし
たのが第６図である。このようなモータトルク電流デー
タも前述したごとく回路のROM上に任意に読出し可能に
記録可能である。
例を示し、モータ磁束Φとモータ出力トルクＴに応じて
求められるモータトルク電流ITが図示のごときマップ上
に表示されている。モータ出力トルクを一定とした場
合、モータトルク電流ITは理論的にはモータ磁束Φに反
比例した値となるが（第３図参照）、実際には実機に適
用するため補正が必要となり、補正した値をマップとし
たのが第６図である。このようなモータトルク電流デー
タも前述したごとく回路のROM上に任意に読出し可能に
記録可能である。
第１図には前述した本発明に係る制御方法を実際の電気
自動車用誘導モータ制御に用いた場合のフローチャート
を示し、更に第１図のフローチャートを実行するための
制御回路が第２図に示されている。
自動車用誘導モータ制御に用いた場合のフローチャート
を示し、更に第１図のフローチャートを実行するための
制御回路が第２図に示されている。
第２図において、電気自動車の駆動源である誘導モータ
10はインバータ制御されており、また前記インバータ制
御を行うために、ベクトル制御が用いられている。
10はインバータ制御されており、また前記インバータ制
御を行うために、ベクトル制御が用いられている。
トルク演算装置12は車両の走行指令及び走行条件に応じ
て必要な目標トルクＴ＊を出力し、この目標トルクは効
率最適化回路14に送られ、本発明の特徴的なモータ磁束
及びトルク電流の両者の演算が行われる。そして、この
ようにして求められた最適モータ磁束Φ＊とモータ磁束
の調整過渡時における各過渡モータ磁束Φ＊ ｔに応じて
常に目標トルクＴ＊が得られるように演算される補償ト
ルクIq′がベクトル制御のためのベクトル演算回路16に
供給され、その出力がPWM制御回路18によってインバー
タ主回路20に供給され、前記誘導モータ10の一次電流が
制御される。
て必要な目標トルクＴ＊を出力し、この目標トルクは効
率最適化回路14に送られ、本発明の特徴的なモータ磁束
及びトルク電流の両者の演算が行われる。そして、この
ようにして求められた最適モータ磁束Φ＊とモータ磁束
の調整過渡時における各過渡モータ磁束Φ＊ ｔに応じて
常に目標トルクＴ＊が得られるように演算される補償ト
ルクIq′がベクトル制御のためのベクトル演算回路16に
供給され、その出力がPWM制御回路18によってインバー
タ主回路20に供給され、前記誘導モータ10の一次電流が
制御される。
前記誘導モータ10の電流はバッテリ22から前記インバー
タ主回路20を介して供給されている。
タ主回路20を介して供給されている。
更に、前記バッテリ22の電圧は電圧検出回路24により検
出されまたインバータ主回路20から誘導モータ10に供給
される電流が電流検出回路26により検出され、更に誘導
モータ10の回転数はパルスジェネレータ28により検出さ
れ、これら各検出信号がそれぞれ所望の演算装置及び制
御回路に供給されている。
出されまたインバータ主回路20から誘導モータ10に供給
される電流が電流検出回路26により検出され、更に誘導
モータ10の回転数はパルスジェネレータ28により検出さ
れ、これら各検出信号がそれぞれ所望の演算装置及び制
御回路に供給されている。
第１図において制御回路の初期化が行われると、本発明
によるモータ制御が実行され、ステップ101において各
種データの読込みが行われる。
によるモータ制御が実行され、ステップ101において各
種データの読込みが行われる。
前記読込みデータは前後進スイッチ、アクセルセンサ、
アクセルスイッチ、ブレーキセンサ及びブレーキスイッ
チからそれぞれ与えられる走行指令とモータ温度、イン
バータ温度、モータ回転数、バッテリ温度、バッテリ電
圧を含む走行条件の両者を含み、トルク演算装置12はこ
れらの走行指令及び走行条件に基づき必要な目標トルク
Ｔ＊を演算する（ステップ102,103）。
アクセルスイッチ、ブレーキセンサ及びブレーキスイッ
チからそれぞれ与えられる走行指令とモータ温度、イン
バータ温度、モータ回転数、バッテリ温度、バッテリ電
圧を含む走行条件の両者を含み、トルク演算装置12はこ
れらの走行指令及び走行条件に基づき必要な目標トルク
Ｔ＊を演算する（ステップ102,103）。
実施例においてステップ103はバッテリ温度あるいはイ
ンバータ温度による補正作用をを示し、温度上昇時に通
常の場合ステップ102で求めた必要トルクを所定分減算
して目標トルクＴ＊を定める。
ンバータ温度による補正作用をを示し、温度上昇時に通
常の場合ステップ102で求めた必要トルクを所定分減算
して目標トルクＴ＊を定める。
前記モータ走行指令及び走行条件における目標トルクの
設定は従来と同様に各電気自動車に定められた特性デー
タから演算され、第７図はこのような特性データの一例
を示す。
設定は従来と同様に各電気自動車に定められた特性デー
タから演算され、第７図はこのような特性データの一例
を示す。
第７図において、横軸はモータ回転数Ｎを示し、正領域
は正転、そして負領域は逆転を示している。また、縦軸
はモータ出力トルクＴを示す。
は正転、そして負領域は逆転を示している。また、縦軸
はモータ出力トルクＴを示す。
今電気自動車が停止している状態では符号ａで示した位
置にあり、この状態で前進する場合にはアクセルが開か
れ、アクセル100％の特性までモータ出力トルクがｂに
向って急激に増加する。このモータ出力トルク発生にて
電気自動車は発進し、太い実線で示されるごとく、モー
タ回転数Ｎは順次増加し、一定のモータ回転数すなわち
ｃ位置においてモータ出力トルクも順次ｄに向って減少
する。ｄからアクセルを戻すと一定のモータ回転数Ｎを
保ちながらモータ出力トルクＴもｅまで減少し、更にこ
のアクセル開度においてモータ回転数Ｎはｆに向って増
加する。
置にあり、この状態で前進する場合にはアクセルが開か
れ、アクセル100％の特性までモータ出力トルクがｂに
向って急激に増加する。このモータ出力トルク発生にて
電気自動車は発進し、太い実線で示されるごとく、モー
タ回転数Ｎは順次増加し、一定のモータ回転数すなわち
ｃ位置においてモータ出力トルクも順次ｄに向って減少
する。ｄからアクセルを戻すと一定のモータ回転数Ｎを
保ちながらモータ出力トルクＴもｅまで減少し、更にこ
のアクセル開度においてモータ回転数Ｎはｆに向って増
加する。
ｆから自動車を停止する場合アクセルの戻しとブレーキ
の踏込みが行われ、モータ出力トルクＴは負領域に移行
し、ブレーキの踏込み状態で定まるｇにモータ出力トル
クＴが保持され、この状態は回生状態を示している。ブ
レーキの踏込みに応じ、モータ回転数Ｎは順次減少し、
ｈにて自動車は停止し、再び元の位置ａまで戻る。
の踏込みが行われ、モータ出力トルクＴは負領域に移行
し、ブレーキの踏込み状態で定まるｇにモータ出力トル
クＴが保持され、この状態は回生状態を示している。ブ
レーキの踏込みに応じ、モータ回転数Ｎは順次減少し、
ｈにて自動車は停止し、再び元の位置ａまで戻る。
このような第７図に示した特性は予め各電気自動車の機
種に応じて定められ、この特性データは第２図に示した
トルク演算装置12のROM等に書込まれており、前記走行
指令及び走行条件に応じて適宜この目標トルクＴ＊が読
出される。
種に応じて定められ、この特性データは第２図に示した
トルク演算装置12のROM等に書込まれており、前記走行
指令及び走行条件に応じて適宜この目標トルクＴ＊が読
出される。
前記目標トルクＴ＊はパルスジェネレータ28から出力さ
れるモータ回転数、実施例においては、モータ周波数fm
とともに効率最適化回路14において、モータ磁束を最適
モータ磁束Φ＊までステップ状に増加させるための過渡
モータ磁束指令値Φ＊ ｔ及びこの過渡モータ磁束に対応
して常に目標トルクＴ＊を得るための補償トルク電流
Iq′に変換される。この演算は第１図のステップ104〜1
06において行われる。まず、ステップ104では目標トル
クＴ＊とモータ回転数Ｎ（fm）から前述した第４あるい
は第５図で示した磁束／損失特性データに基づき全体的
なモータ損失を最小とする最適モータ磁束Φ＊が求めら
れる。
れるモータ回転数、実施例においては、モータ周波数fm
とともに効率最適化回路14において、モータ磁束を最適
モータ磁束Φ＊までステップ状に増加させるための過渡
モータ磁束指令値Φ＊ ｔ及びこの過渡モータ磁束に対応
して常に目標トルクＴ＊を得るための補償トルク電流
Iq′に変換される。この演算は第１図のステップ104〜1
06において行われる。まず、ステップ104では目標トル
クＴ＊とモータ回転数Ｎ（fm）から前述した第４あるい
は第５図で示した磁束／損失特性データに基づき全体的
なモータ損失を最小とする最適モータ磁束Φ＊が求めら
れる。
そして、ステップ105において、前記求められた最適モ
ータ磁束Φ＊を得るための磁化電流を供給した場合に生
じるモータ磁束の変化遅れを考慮して、モータ磁束指令
に対しての実際のモータ磁束の変化遅れが所定値を超え
ない程度の過渡モータ磁束指令値を段階的に演算する。
ータ磁束Φ＊を得るための磁化電流を供給した場合に生
じるモータ磁束の変化遅れを考慮して、モータ磁束指令
に対しての実際のモータ磁束の変化遅れが所定値を超え
ない程度の過渡モータ磁束指令値を段階的に演算する。
前記過渡モータ磁束Φ＊ ｔは、最適モータ磁束Φ＊と現
在のモータ磁束Φ＊ t-1との差に応じた所定の演算式、
例えば Φ＊ ｔ＝Φ＊ t-1＋Ｋ（Φ＊−Φ＊ t-1） …（１） にて導かれる。
在のモータ磁束Φ＊ t-1との差に応じた所定の演算式、
例えば Φ＊ ｔ＝Φ＊ t-1＋Ｋ（Φ＊−Φ＊ t-1） …（１） にて導かれる。
上記過渡モータ磁束Φ＊ ｔを求めるための過渡項定数Ｋ
は、誘導モータの回路時定数から定められ、主としてコ
イルの抵抗成分とインダクト成分とから決定される。
は、誘導モータの回路時定数から定められ、主としてコ
イルの抵抗成分とインダクト成分とから決定される。
従って、誘導モータの時定数が小さい、すなわちモータ
磁束の上昇に際して過渡的遅れが少ない場合は、定数Ｋ
を大きく設定し、また誘導モータの時定数が大きく、す
なわち磁束立上がり遅れが大きいモータに対しては、前
記定数径を小さく設定して過渡的なモータ磁束の上昇を
ゆっくりと制御する。またステップ105においては、最
適モータ磁束Φ＊と現在のモータ磁束Φ＊ t-1との差が
所定値以下となったときには、式（１）による演算を止
め、最適モータ磁束Φ＊を指令するように制御されてい
る。
磁束の上昇に際して過渡的遅れが少ない場合は、定数Ｋ
を大きく設定し、また誘導モータの時定数が大きく、す
なわち磁束立上がり遅れが大きいモータに対しては、前
記定数径を小さく設定して過渡的なモータ磁束の上昇を
ゆっくりと制御する。またステップ105においては、最
適モータ磁束Φ＊と現在のモータ磁束Φ＊ t-1との差が
所定値以下となったときには、式（１）による演算を止
め、最適モータ磁束Φ＊を指令するように制御されてい
る。
次に、ステップ106においては、求められた各段階の過
渡モータ磁束Φ＊ ｔから第３図あるいは第６図のデータ
に基づいて目標トルクＴ＊を得るに必要な補償トルク電
流Iq′が求められる。
渡モータ磁束Φ＊ ｔから第３図あるいは第６図のデータ
に基づいて目標トルクＴ＊を得るに必要な補償トルク電
流Iq′が求められる。
すなわち、補償トルク電流Iq′は最適トルク電流IT ＊よ
りも大きな値であり、モータ磁束Φが最適モータ磁束Φ
＊まで立上がる過渡時において過渡モータ磁束Φ＊ ｔが
増加するにつれ減少し、過渡モータ磁束Φ＊ ｔが最適モ
ータ磁束Φ＊に達した時に最適トルク電流IT ＊となる。
りも大きな値であり、モータ磁束Φが最適モータ磁束Φ
＊まで立上がる過渡時において過渡モータ磁束Φ＊ ｔが
増加するにつれ減少し、過渡モータ磁束Φ＊ ｔが最適モ
ータ磁束Φ＊に達した時に最適トルク電流IT ＊となる。
以上のステップ104〜106までの演算は効率最適回路14に
て、例えば数msecごとに常時繰り返し行われており、従
って、モータ磁束が最適モータ磁束Φ＊に達するまでの
過渡時においてもモータ磁束指令値に追従した変化遅れ
のない実際のモータ磁束が得られ、かつ効率最適化回路
14からは最適モータ磁束Φ＊までステップ状に増加する
過渡モータ磁束Φ＊ ｔに対応して定まる目標トルクＴ＊
を得るに必要な補償トルク電流Iq′が常に出力される。
従って、トルク電流Iq′もステップ状に減少し最終的に
は最適トルク電流It ＊まで変化している。
て、例えば数msecごとに常時繰り返し行われており、従
って、モータ磁束が最適モータ磁束Φ＊に達するまでの
過渡時においてもモータ磁束指令値に追従した変化遅れ
のない実際のモータ磁束が得られ、かつ効率最適化回路
14からは最適モータ磁束Φ＊までステップ状に増加する
過渡モータ磁束Φ＊ ｔに対応して定まる目標トルクＴ＊
を得るに必要な補償トルク電流Iq′が常に出力される。
従って、トルク電流Iq′もステップ状に減少し最終的に
は最適トルク電流It ＊まで変化している。
以上のようにして、過渡モータ磁束Φ＊ ｔと補償トルク
電流Iq′が定まると、次に本実施例においては、ベクト
ル制御によってモータ電圧V1とモータ一次周波数f1との
演算をベクトル演算回路16によって行う（ステップ10
8）。
電流Iq′が定まると、次に本実施例においては、ベクト
ル制御によってモータ電圧V1とモータ一次周波数f1との
演算をベクトル演算回路16によって行う（ステップ10
8）。
前記ベクトル演算回路16にはパルスジェネレータ28から
与えられるモータ周波数fm、電流検出回路26から検出さ
れたモータ電流I1そして、電圧検出回路24から検出され
たバッテリ電圧V0が入力されており、これらの検出信号
と前記与えられた過渡モータ磁束Φ＊ ｔ及び補償トルク
電流Iq′によって所望のベクトル演算が行われる。ベク
トル演算の結果はモータ電圧V1としてPWM制御回路18に
供給され、また滑り周波数Fsが前記モータ周波数fmと加
算されてモータ一次周波数f1としてPWM制御回路18に供
給される。
与えられるモータ周波数fm、電流検出回路26から検出さ
れたモータ電流I1そして、電圧検出回路24から検出され
たバッテリ電圧V0が入力されており、これらの検出信号
と前記与えられた過渡モータ磁束Φ＊ ｔ及び補償トルク
電流Iq′によって所望のベクトル演算が行われる。ベク
トル演算の結果はモータ電圧V1としてPWM制御回路18に
供給され、また滑り周波数Fsが前記モータ周波数fmと加
算されてモータ一次周波数f1としてPWM制御回路18に供
給される。
前記PWM制御回路18は供給されたモータ電圧V1とモータ
一次周波数f1とからインバータ制御信号であるパルス信
号Ｐをインバータ主回路20に供給し（ステップ109）、
インバータ主回路20はこの与えられたパルス信号Ｐに基
づいてバッテリ22の直流電力を必要な交流電力に変換し
誘導モータ16に所望の一次電流を供給する。
一次周波数f1とからインバータ制御信号であるパルス信
号Ｐをインバータ主回路20に供給し（ステップ109）、
インバータ主回路20はこの与えられたパルス信号Ｐに基
づいてバッテリ22の直流電力を必要な交流電力に変換し
誘導モータ16に所望の一次電流を供給する。
すなわち、段階的に最適値まで増加される過渡モータ磁
束Φ＊ ｔを得る磁化電流と、各段階のモータ磁束に対応
して常に目標トルクＴ＊を得るように定められる補償ト
ルク電流Iq′とから決定される一次電流が指令される。
束Φ＊ ｔを得る磁化電流と、各段階のモータ磁束に対応
して常に目標トルクＴ＊を得るように定められる補償ト
ルク電流Iq′とから決定される一次電流が指令される。
従って、目標トルクＴ＊を得るための以上の一次電流制
御により、モータ磁束を変化遅れなくモータ磁束指令に
追従させて最適モータ磁束Φ＊まで増加させることがで
き、モータ磁束調整過渡時においても常に目標トルクを
確保することが可能となる。
御により、モータ磁束を変化遅れなくモータ磁束指令に
追従させて最適モータ磁束Φ＊まで増加させることがで
き、モータ磁束調整過渡時においても常に目標トルクを
確保することが可能となる。
［発明の効果］ 以上のごとく、本発明によれば、誘導モータは定常時だ
けでなくモータ磁束の調整過渡時においても常に目標ト
ルクを出力することができ、更にモータ磁束調整後の定
常時には最も効率良く制御された一次電流にて駆動され
る。この結果、バッテリ充電走行距離を著しく延長さ
せ、電気自動車の行動範囲を拡大することが可能とな
る。
けでなくモータ磁束の調整過渡時においても常に目標ト
ルクを出力することができ、更にモータ磁束調整後の定
常時には最も効率良く制御された一次電流にて駆動され
る。この結果、バッテリ充電走行距離を著しく延長さ
せ、電気自動車の行動範囲を拡大することが可能とな
る。
前記走行距離の延長はバッテリの充電回数を減少させ、
メンテナンスの煩雑さを減すことから電気自動車の実用
化に極めて有用である。
メンテナンスの煩雑さを減すことから電気自動車の実用
化に極めて有用である。
もちろん、走行距離の延長は必要な走行距離を短く設定
することによってバッテリ自体の小型化及び自動車重量
の減少をもたらすことができ、更に、バッテリの小型化
は自動車のデザインの自由度を増大させる効果を生じ
る。
することによってバッテリ自体の小型化及び自動車重量
の減少をもたらすことができ、更に、バッテリの小型化
は自動車のデザインの自由度を増大させる効果を生じ
る。
第１図は本発明に係る制御方法の好適な実施例を示すフ
ローチャート図、 第２図は第１図のフローチャートを実行するための制御
回路図、 第３図は誘導モータにおけるモータ磁束Φとトルク電流
ITとの関係を示す特性図、 第４図は回転数を一定としたときにモータ出力トルクを
パラメータとしたモータ磁束／損失特性図、 第５図及び第６図はそれぞれ本発明に用いられるモータ
磁束及びモータトルク電流のデータマップ図、 第７図は本発明を用いた自動車走行状態を示す特性図で
ある。 10……誘導モータ 12……トルク演算装置 14……効率最適化回路 16……ベクトル演算回路 18……PWM制御回路 20……インバータ主回路 22……バッテリ。
ローチャート図、 第２図は第１図のフローチャートを実行するための制御
回路図、 第３図は誘導モータにおけるモータ磁束Φとトルク電流
ITとの関係を示す特性図、 第４図は回転数を一定としたときにモータ出力トルクを
パラメータとしたモータ磁束／損失特性図、 第５図及び第６図はそれぞれ本発明に用いられるモータ
磁束及びモータトルク電流のデータマップ図、 第７図は本発明を用いた自動車走行状態を示す特性図で
ある。 10……誘導モータ 12……トルク演算装置 14……効率最適化回路 16……ベクトル演算回路 18……PWM制御回路 20……インバータ主回路 22……バッテリ。
Claims (1)
- 【請求項１】走行指令及び走行条件に基づいて誘導モー
タに必要な目標トルクを求め、前記目標トルクが出力さ
れるように誘導モータに所望の一次電流を供給する電気
自動車用誘導モータの制御方法において、 予め定められている磁束／損失特性データから前記目標
トルクとモータ回転数に応じてモータ損失が最小となる
最適モータ磁束を演算し、 次に、前記一次電流によるモータ磁束指令に対するモー
タ磁束の変化遅れが所定値を超えない過渡モータ磁束指
令値を段階的に演算し、 該段階的に演算された各過渡モータ磁束に対応して前記
目標トルクを得るに必要な補償トルク電流をモータ磁束
／トルク電流特性データから演算し、 前記最適モータ磁束を得るまでの調整過渡時において
は、前記段階的に演算される過渡モータ磁束を得る磁化
電流と、前記補償トルク電流と、から定まる一次電流指
令を誘導モータに供給し、 過渡モータ磁束が前記最適モータ磁束に達した後には、
最適モータ磁束を得る磁化電流と、前記モータ磁束／ト
ルク電流特性に基づき前記目標トルク及び最適モータ磁
束に応じて演算された最適トルク電流と、から定まるモ
ータ損失を最小にする一次電流指令を誘導モータに供給
することとし、 モータ磁束の調整過渡時並びに調整後のいずれにおいて
も目標トルクを得、かつ調整後においては最高効率とな
る一次電流を誘導モータに供給することを特徴とする電
気自動車用誘導モータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61091913A JPH07106002B2 (ja) | 1986-04-21 | 1986-04-21 | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61091913A JPH07106002B2 (ja) | 1986-04-21 | 1986-04-21 | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62250803A JPS62250803A (ja) | 1987-10-31 |
| JPH07106002B2 true JPH07106002B2 (ja) | 1995-11-13 |
Family
ID=14039821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61091913A Expired - Lifetime JPH07106002B2 (ja) | 1986-04-21 | 1986-04-21 | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07106002B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2774722B2 (ja) * | 1991-12-27 | 1998-07-09 | 株式会社エクォス・リサーチ | 電気自動車の駆動モータ制御装置 |
| US5481168A (en) * | 1993-01-29 | 1996-01-02 | Hitachi, Ltd. | Electric vehicle torque controller |
| KR101283892B1 (ko) * | 2011-12-07 | 2013-07-08 | 기아자동차주식회사 | 친환경 차량에서 ｄｃ-ｄｃ컨버터 제어장치 및 방법 |
| JP6203036B2 (ja) * | 2013-03-01 | 2017-09-27 | 株式会社東芝 | 電気車制御装置 |
-
1986
- 1986-04-21 JP JP61091913A patent/JPH07106002B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62250803A (ja) | 1987-10-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7928686B2 (en) | Electric motor control device, electric vehicle, and hybrid electric vehicle | |
| Inderka et al. | Control of switched reluctance drives for electric vehicle applications | |
| US5583411A (en) | Synchronous motor control system for electric vehicle | |
| Sozer et al. | Guidance in selecting advanced control techniques for switched reluctance machine drives in emerging applications | |
| JP3700059B2 (ja) | 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 | |
| JP4052195B2 (ja) | 電圧変換装置および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 | |
| US5444351A (en) | System and method for controlling induction motor applicable to electric motor-driven vehicle | |
| CN110247586B (zh) | 基于效率最优的电动公交车用永磁同步电机转矩分配方法 | |
| JPH05236608A (ja) | 電気自動車の主回路システム | |
| WO2013001634A1 (ja) | 電動機駆動装置およびそれを備えた車両、ならびに電動機駆動装置の制御方法 | |
| JP2000032799A (ja) | 回転電機の制御装置及び制御方法 | |
| CN114465540A (zh) | 基于区间分段的srm转矩分配函数控制系统及方法 | |
| JPH07106002B2 (ja) | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 | |
| JP2623529B2 (ja) | 電気自動車用誘導モータの制御方法 | |
| JP3259735B2 (ja) | 電気自動車 | |
| US6605917B2 (en) | Method and a device for controlling and regulating an alternating current rotating electrical machine, in particular a synchronous alternating current rotating electrical machine | |
| JP3800012B2 (ja) | シリーズハイブリッド電気自動車用発電機の制御方式 | |
| JPS62213503A (ja) | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 | |
| JPH0624403B2 (ja) | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 | |
| US20240239328A1 (en) | Electric machine speed dependent variable frequency pulsed torque control for electric machine | |
| Huang et al. | A Control Method of Switched Reluctance Motor Based on Non-Unity TSF and Adaptive Overlapping Angle. | |
| JPS62247703A (ja) | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 | |
| CN118418753A (zh) | 用于提高电机效率的方法和系统 | |
| JP2000324899A (ja) | 回転機械を調節する方法、および回転機械用の電源回路 | |
| JPS62250802A (ja) | 電気自動車用誘導モ−タの制御方法 |