JP6464924B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整することで、回転電機の制御を行う回転電機の制御装置に関する。

インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する制御において、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）と、矩形波制御とが用いられている。

ＰＷＭ制御は、回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及びインバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、基本波と、基本波より周波数の高い搬送波とを比較する。そして、基本波と搬送波との比較に基づいて、インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する。また、矩形波制御では、インバータ装置から回転電機に対して、矩形波状の電圧を出力する。さらに、出力電流に基づいて、出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、そのトルク推定値及びトルク指令値に基づいて、矩形波状の電圧の位相を調整する。

ＰＷＭ制御では、低回転領域においてトルク変動を抑制することができる一方で、電圧利用率に限界があるという問題がある。また、矩形波制御では、電圧利用率を最大化することが可能となる一方で、低回転領域においてトルク変動が増加する。そこで、ＰＷＭ制御と、矩形波制御とを使い分ける構成が用いられている（例えば、特許文献１）。

特許第４４０４７９０号公報

上記特許文献１に記載の構成では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えは、ＰＷＭ制御における入力電圧に対する基本波の振幅の比である変調率に基づいて実施される。

ここで、本願の発明者は、基本波の一周期に含まれる搬送波のパルス数が減少すると、変調率が高い領域において、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力される状況が生じることを発見した。これにより、回転電機の出力トルクが不安定化する。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを抑制し、回転電機の出力トルクを安定化させることを主たる目的とする。

第１の構成は、インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、前記出力電流に基づいて、前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、そのトルク推定値及び前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、前記第１制御部によるパルス幅変調制御を実施している場合に、前記基本波の振幅と、前記インバータ装置の入力電圧との比である変調率が所定の変調率閾値を超えることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部による矩形波制御へ制御を切り替える切り替え制御部（４３）と、を備え、前記切り替え制御部は、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、前記変調率閾値を設定することを特徴とする。

ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに用いる変調率閾値を、基本波の一周期に含まれる搬送波のパルス数に基づいて設定する構成とした。これにより、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを抑制し、回転電機の出力トルクを安定化させることが可能になる。

第２の構成は、インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、所定の変調率閾値を設定し、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替え後において、前記第１制御部によるパルス幅変調制御の前記変調率の初期値が前記変調率閾値となるように、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替えを実施する切り替え制御部（４３）と、を備えることを特徴とする。

矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行った後、基本波の一周期に含まれる搬送波のパルス数が少ない場合、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ装置から回転電機に対し、矩形波電圧が出力されることが懸念される。そこで、変調率閾値を、基本波の一周期に含まれる搬送波のパルス数に基づいて設定し、第１制御部によるＰＷＭ制御の変調率の初期値が変調率閾値となるように、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施する。このような制御を実施することで、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え後において、パルス数が少ない場合に、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ装置から回転電機に対し、矩形波電圧が出力されることを抑制することができる。

本実施形態の回転電機及びインバータ装置を表す電気的構成図。 本実施形態の制御装置を表す機能ブロック図。 所望のトルク及び所望の回転速度を実現可能な制御モードを表す図。 過変調ＰＷＭ制御を表す図。 ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを表す図。 高変調率、かつ、パルス数が少ない場合に、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず矩形波電圧が出力される状態を表す図。 高変調率、かつ、パルス数が少ない場合に、ＰＷＭ制御を実施している場合に、通常の過変調ＰＷＭ電圧が出力される状態を表す図。 パルス数の減少に伴う出力トルクの不安定化の原理を表す図。 基本波の一周期におけるパルス数と、変調率閾値との対応を表す図。 変調率閾値設定処理を表すフローチャート。 ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理を表すフローチャート。 ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えにおいて、本願と従来技術との差異を表す図。 矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えにおいて、本願と従来技術との差異を表す図。 矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え処理を表すフローチャート。

以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、回転電機１０は、多相巻線を有する永久磁石型同期電動機であり、具体的には、３相巻線を有する永久磁石型同期電動機である。回転電機１０のステータ１３（固定子）には、電機子巻線１４が巻回されている。電機子巻線１４は、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、回転電機１０は、巻線界磁型同期電動機であってもよい。

回転電機１０の電機子巻線１４には、インバータ２０が接続されている。インバータ２０には、直流電源２２が接続されている。インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、電機子巻線１４のＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。

本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎにはそれぞれ、還流ダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが並列に接続されている。また、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。

インバータ２０の高電位側の端子（各高電位側スイッチのコレクタ側の端子）には、直流電源２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのエミッタ側の端子）には、直流電源２２の負極端子が接続されている。また、インバータ２０は、高電位側の端子と、低電位側の端子との間に平滑コンデンサ２１を有している。なお、直流電源２２は、例えば、二次電池や、二次電池から供給される電力を昇降圧する昇降圧回路である。

また、制御装置４０は、回転電機１０のトルク指令値Ｔ＊と、インバータ２０から回転電機１０に対して出力される相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値と、直流電源２２の出力電圧ＶＢ（インバータ２０の入力電圧）の検出値と、ロータ１１の回転角度θの検出値と、を取得する。制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊を、制御装置４０より上位の制御装置から取得する。また、制御装置４０は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を電流センサ３１から取得する。また、制御装置４０は、電圧ＶＢの検出値を電圧センサ３２から取得する。また、制御装置４０は、回転角度θの検出値を回転電機１０に設けられた回転角センサ３３から取得する。そして、制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ、電圧ＶＢ、回転角度θに基づいて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオン制御（開閉制御）を実施する。

図２に、制御装置４０の機能ブロック図を示す。制御装置４０は、ＰＷＭ制御部４１（第１制御部）と、矩形波制御部４２（第２制御部）と、ＰＷＭ制御（電流フィードバック制御）と、矩形波制御（トルクフィードバック制御）との切り替えを行う切り替え制御部４３とを備える。ここで、矩形波制御とは、ワンパルス制御ともいい、電気角θｅの一周期において、所定の通電期間（例えば、１８０度）にわたって、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの電圧が、ＶＢ／２→０→−ＶＢ／２の順に変化するような制御をいう。以下、ＰＷＭ制御、矩形波制御、切り替え制御の順に説明を行う。

（ＰＷＭ制御）
３相２相変換部４５は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を、回転角度θに基づいて、ＵＶＷ座標系（３相）からｄｑ座標系（２相）に変換し、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。電流指令値生成部４６は、トルク指令値Ｔ＊に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。

偏差算出部４７ｄ，４７ｑは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑをそれぞれ算出する。ＰＩＤ演算部４８ｄ，４８ｑは、それぞれ偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、ＰＩＤ演算（比例・積分・微分演算）を実施する。ＰＩＤ演算部４８ｄの出力値が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１の基準値となるｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊であり、ＰＩＤ演算部４８ｑの出力値が、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１の基準値となるｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊である。

ここで、電機子巻線１４に印加される電圧のｄｑ軸成分は、電機子巻線１４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項に加えて、異なる軸成分に比例する項や逆起電力といった、いわゆる干渉項を含む。

そこで、非干渉化制御部４９は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸干渉電圧Ｖｄ０及びｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を算出する。そして、補正部５０ｄは、ｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊からｄ軸干渉電圧Ｖｄ０を減算することで補正し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１を算出する。また、補正部５０ｑは、ｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊からｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を減算することで補正し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を算出する。

２相３相変換部５１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を、回転角度θに基づいて、ｄｑ座標系からＵＶＷ座標系に変換し、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１、及び、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１を算出する。電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、それぞれ、正弦波であり、かつ、その中央値がゼロとされている。ここで、電圧ＶＢに対し、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１が大きい場合、つまり、変調率Ａｍｐが大きいときには、正弦波に所定の高調波を重畳したものを最終的な電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１として出力する。

搬送波生成部５２は、搬送波ＣＡとして三角波を生成する。本実施形態の搬送波生成部５２は、基本波の周波数に依存しない所定の周波数を有する搬送波ＣＡを出力する。つまり、本実施形態のＰＷＭ制御は、周波数非同期ＰＷＭ制御である。

比較器５３Ｕは、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＵ１を出力する。比較器５３Ｖは、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＶ１を出力する。比較器５３Ｗは、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＷ１を出力する。比較器５３Ｕ，５３Ｖ，５３Ｗの出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、それぞれ、基本波である電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１をパルス幅変調したものである。

出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によってＰＷＭ制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。

デッドタイム生成部５５は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの組み合わせにおいて、同一のレグに属するものが同時にオンされることで、直流電源２２が短絡されることを抑制する。具体的には、出力信号ｇＵ１と、その反転信号とがともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＶ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＷ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制する。

デッドタイム生成部５５によって、整形された出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１及び出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号は、ゲート駆動回路５６に入力される。ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１を駆動信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐとして、スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのそれぞれのゲートに出力する。また、ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号を駆動信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとして、スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのそれぞれのゲートに出力する。

上述したＰＷＭ制御部４１の動作によって、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｄｑ座標に変換したｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが、それぞれ、トルク指令値Ｔ＊に基づき算出されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊となるように制御される。

（矩形波制御）
トルク推定部５７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、回転電機１０の出力トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｅを算出する。トルク推定値Ｔｅは、例えば回転電機１０の極対数ｐ、誘起電圧定数φ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出できる。

Ｔｅ＝ｐ｛φ・Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ｝
偏差算出部５８は、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差ΔＴを算出する。電圧位相算出部５９は、偏差ΔＴ、及び、回転速度ＦＲに基づいて、電圧位相操作量α＊を算出する。出力信号生成部６０は、電圧位相操作量α＊に基づいて、矩形波の位相を操作するべく、信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２を生成する。

出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によって矩形波制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。デッドタイム生成部５５及びゲート駆動回路５６の動作は、ＰＷＭ制御と同等であるため、説明を省略する。

（切り替え制御）
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域とを示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、トルク指令値Ｔ＊が大きいほど低回転速度側となる。高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。

電機子巻線１４の各相に印加可能な電圧の最大値は、直流電源２２の電圧ＶＢである。このため、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、即ち、変調率Ａｍｐが１００％以上（３次高調波を重畳した場合、１１５％以上であり、以下、１００％の記述について同じ）の状態では、電機子巻線１４の各相に実際に印加される電圧を電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１とすることができない。

図４（ａ）に、変調率Ａｍｐが１００％の場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示す。図示されるように、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合には電機子巻線１４の各相に印加される電圧ＶＵの振幅は、直流電源２２の電圧ＶＢの１／２に制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。

これにより、電機子巻線１４の各相に印加される電圧の実効値を、図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができ、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流指令値を電機子巻線１４に流すことが可能となる。したがって、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となった場合に、ＰＷＭ制御を継続することで、電機子巻線１４、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流を流すことが可能となる。図３に示すように、この変調率Ａｍｐが１００％以上とされる領域を過変調ＰＷＭ制御領域と呼ぶ。

電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が増加していくと、最終的には、電機子巻線１４の各相に印加される電圧は、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と同一周期で「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。ここで、理論的に、変調率Ａｍｐが４／πを超えることでＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。そこで、一般的に、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が、直流電源２２の電圧ＶＢの１２７％（＜４／π）の値となることでＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが行われる。

図５に、ＰＷＭ制御及び矩形波制御によってとり得るｄｑ座標系の電流Ｉｄ，Ｉｑを示す。実線にて示す電流指令値ラインＣＬは、電流指令値生成部４６（図２）によって生成される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の描く曲線である。電流指令値ラインＣＬは、回転電機１０の制御に対する要求に応じ、適宜設定されるものであり、本実施形態では、トルク指令値Ｔ＊を最小の電流で実現することのできる電流Ｉｄ，Ｉｑとなるように設定されている。なお、ＣＴは、等トルク線を示している。

一方、２点鎖線にて示すのは、実際に回転電機１０に流すことの可能な電流の境界をｄｑ座標系上で定める制限ラインＬＬである。制限ラインＬＬは、直流電源２２の電圧ＶＢ及び回転電機１０の回転速度ＦＲに応じて定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時には、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、電流指令値ラインＣＬと制限ラインＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。そこで、電流指令値Ｉｑ＊，Ｉｄ＊が上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることになる。

矩形波制御が実施されている場合、電流Ｉｄ，Ｉｑは、電流指令値ラインＣＬによって規定される電流Ｉｄ，Ｉｑとは一致しない。即ち、矩形波制御とＰＷＭ制御とでは、例えば図５のベクトルＩ１とベクトルＩ２とが互いに等しいトルクＴを実現するにもかかわらず電流Ｉｄ，Ｉｑが異なるというように、トルク指令値Ｔ＊が同一でも、電流Ｉｄ，Ｉｑが相違する。しかし、矩形波制御によって生成されるトルクＴをＰＷＭ制御によって実現する際の電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）の長さが上限ＰＭ以下であるなら、矩形波制御によって生成されていたトルクＴをＰＷＭ制御によって生成することが可能である。

切り替え制御部４３（図２）は、ＰＷＭ制御における変調率Ａｍｐ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ＰＷＭ制御と矩形波制御との切り替えを行う。ＰＷＭ制御における変調率Ａｍｐは、インバータ２０の入力電圧ＶＢと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１とに基づいて算出される。

上述したとおり、ＰＷＭ制御では、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの比較に基づいて、正弦波状の相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを出力する。ここで、変調率Ａｍｐが１２６％〜１２７％となる高変調領域において、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１（基本波）の一周期における搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが少ない場合に、トルクＴが不安定化するという問題が生じる。ここで、基本波の一周期における搬送波ＣＡのパルス数が少ない、とは、具体的には、基本波の一周期におけるパルス数が１２未満となる場合である。基本波の一周期における搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが減少する原因は、主として、回転電機１０の回転速度ＦＲが増加した結果、基本波の一周期が短くなることで生じる。

図６，７を用いて、高変調領域、かつ、基本波の一周期における搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが減少している場合に、トルクＴが不安定化する原因を説明する。図６，７に示す状態では、ともに変調率が１２６％であり、過変調ＰＷＭ制御が実施されている。過変調ＰＷＭ制御において、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１に対し、三次高調波が重畳されている。図６（ａ）では、基本波ＶＶ＊１，ＶＷ＊１，ＶＷ＊１と、搬送波ＣＡとの位相差が１５度となっており、図６（ｂ）基本波ＶＶ＊１，ＶＷ＊１，ＶＷ＊１と、搬送波ＣＡとの位相差が２０度となっている。

図６では、時刻Ｔ１０において、実線で示す基本波ＶＵ＊１が、−ＶＢ／２から増加し始める。時刻Ｔ１１において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより大きくなり、出力信号ｇＵ１がハイ状態とされ、スイッチＳＵｐがオン状態、スイッチＳＵｎがオフ状態とされる。時刻Ｔ１２において、基本波ＶＵ＊１は、ＶＢ／２となる。つまり、基本波ＶＵ＊１の立ち上がり時において、基本波ＶＵ＊１は、搬送波ＣＡと一回だけ交差する。

時刻Ｔ１３において、基本波ＶＵ＊１は、ＶＢ／２から減少し始める。その後、時刻Ｔ１４において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより小さくなり、出力信号ｇＵ１がロー状態とされ、スイッチＳＵｐがオフ状態、スイッチＳＵｎがオン状態とされる。時刻Ｔ１５において、基本波ＶＵ＊１は、−ＶＢ／２となる。つまり、基本波ＶＵ＊１の立ち下がり時において、基本波ＶＵ＊１は、搬送波ＣＡと一回だけ交差する。

このように図６に示す状態では、基本波ＶＵ＊１の立ち上がり時において、基本波ＶＵ＊１は、搬送波ＣＡと一回だけ交差し、基本波ＶＵ＊１の立ち下がり時において、基本波ＶＵ＊１は、搬送波ＣＡと一回だけ交差する。これにより、矩形波状の相電圧ＶＵ、つまり、矩形波制御（ワンパルス制御）を実施しているときと同様の波形の相電圧ＶＵが出力される。なお、相電圧ＶＶ，ＶＷも同様に矩形波状となる。ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波状の相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが出力されることで、回転電機１０のトルクＴが過剰に出力される。

図７では、時刻Ｔ２０において、基本波ＶＵ＊１が、−ＶＢ／２から増加し始める。時刻Ｔ２１において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより大きくなり、出力信号ｇＵ１がハイ状態とされ、スイッチＳＵｐがオン状態、スイッチＳＵｎがオフ状態とされる。その後、時刻Ｔ２２において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより小さくなり、出力信号ｇＵ１がロー状態とされ、スイッチＳＵｐがオフ状態、スイッチＳＵｎがオン状態とされる。時刻Ｔ２３において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより大きくなり、出力信号ｇＵ１がハイ状態とされ、スイッチＳＵｐがオン状態、スイッチＳＵｎがオフ状態とされる。時刻Ｔ２４において、基本波ＶＵ＊１は、ＶＢ／２となる。

時刻Ｔ２５において、基本波ＶＵ＊１が、ＶＢ／２から減少し始める。時刻Ｔ２６において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより小さくなり、出力信号ｇＵ１がロー状態とされ、スイッチＳＵｐがオフ状態、スイッチＳＵｎがオン状態とされる。その後、時刻Ｔ２７において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより大きくなり、出力信号ｇＵ１がハイ状態とされ、スイッチＳＵｐがオン状態、スイッチＳＵｎがオフ状態とされる。時刻Ｔ２８において、基本波ＶＵ＊１が搬送波ＣＡより小さくなり、出力信号ｇＵ１がロー状態とされ、スイッチＳＵｐがオフ状態、スイッチＳＵｎがオン状態とされる。時刻Ｔ２９において、基本波ＶＵ＊１は、−ＶＢ／２となる。

このように、図７に示す状態では、通常の過変調ＰＷＭ制御が実施されており、回転電機１０のトルクＴが過剰に出力される現象は生じない。

図６に示す状態では、基本波の一周期における搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが減少する場合に、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの位相差によって、ＰＷＭ制御で出力可能な変調率Ａｍｐの最大値が減少し、矩形波電圧が出力されていると言える。

図８に示すように、基本波の一周期における搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが減少する場合に、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの位相差によって、出力可能な変調率Ａｍｐの最大値に対応する制限ラインＬＬが、出力トルクが減少する方向、つまり、ｄ軸方向に変化する。これにより、電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）が、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの３状態で変動する。ここで、電流ベクトルＩａは、制限ラインＬＬと、制限ラインＬＬａとの間であって、電流指令値ラインＣＬ上の点を指すベクトルである。また、電流ベクトルＩｂは、電流指令値ラインＣＬと、制限ラインＬＬａとの交点を指すベクトルである。また、電流ベクトルＩｃは、等トルク線ＣＴと制限ラインＬＬａとの交点を指すベクトルである。電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）が、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの３状態で変動することで、トルクＴが変動し不安定化する。

そこで、本実施形態の切り替え制御部４３は、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えの判定に用いる変調率Ａｍｐの閾値である変調率閾値Ａｔｈを基本波の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに応じて設定する。

図９に基本波の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づく、変調率閾値Ａｔｈの設定について示す。この変調率閾値Ａｔｈは、ＰＷＭ制御を実施している状態で、基本波と搬送波ＣＡとの位相差によらず、インバータ２０から回転電機１０に対して、矩形波電圧が出力される変調率Ａｍｐ未満となるように設定されている。具体的には、パルス数Ｐｎが１２未満の場合、変調率閾値Ａｔｈを１２７未満に設定する。また、パルス数Ｐｎが１２未満の場合、パルス数Ｐｎが小さいほど変調率閾値Ａｔｈを小さく設定する。切り替え制御部４３は、回転電機１０の回転速度ＦＲ及び搬送波周波数ＦＣに基づいて、パルス数Ｐｎを算出する。また、回転電機１０の回転速度ＦＲは、回転角度θの微分値として算出する。

図１０に、変調率閾値Ａｔｈの設定処理を示す。本処理は、切り替え制御部４３によって、所定周期ごとに実施される。

ステップＳ０１において、回転角度θ及び搬送波周波数ＦＣを取得する。ステップＳ０２において、回転角度θに基づいて回転速度ＦＲを算出する。ステップＳ０３において、回転速度ＦＲが所定値を超えるか否かを判定する。回転速度ＦＲが所定値以下の場合（Ｓ０３：ＮＯ）、ステップＳ０４において、変調率閾値Ａｔｈを１２７％に設定し、処理を終了する。回転速度ＦＲが所定値を超える場合（Ｓ０３：ＹＥＳ）、ステップＳ０５において、回転速度ＦＲ及び搬送波周波数ＦＣに基づいて、パルス数Ｐｎを算出する。

ステップＳ０６において、パルス数Ｐｎが１２未満か否かを判定する。パルス数Ｐｎが１２以上の場合（Ｓ０６：ＮＯ）、ステップＳ０４において、変調率閾値Ａｔｈを１２７％に設定し、処理を終了する。パルス数Ｐｎが１２未満の場合（Ｓ０６：ＹＥＳ）、ステップＳ０７において、図９に示すマップを用い、パルス数Ｐｎに基づいて変調率閾値Ａｔｈ（ｎ）を算出する。ステップＳ０８において、ステップＳ０７で算出した変調率閾値Ａｔｈ（ｎ）を新たな変調率閾値Ａｔｈとして設定し、処理を終了する。

図１１に、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理を示す。本処理は、切り替え制御部４３によって、所定周期ごとに実施される。

ステップＳ１１において、電圧指令値Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１を取得する。ステップＳ１２において、電圧指令値Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１に基づいて、変調率Ａｍｐを算出する。具体的には、Ａｍｐ＝√（Ｖｄ＊１＾２＋Ｖｑ＊１＾２）／（ＶＢ・√（３／８））として変調率Ａｍｐを算出する。ステップＳ１３において、変調率Ａｍｐと変調率閾値Ａｔｈとを比較する。変調率Ａｍｐが変調率閾値Ａｔｈより大きい場合（Ｓ１３：ＹＥＳ）、ステップＳ１４において、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えを実施し、処理を終了する。変調率Ａｍｐが変調率閾値Ａｔｈ以下の場合（Ｓ１３：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。

図１２を用いて、本実施形態と従来技術との差異を示す。従来技術（破線）では、変調率Ａｍｐが時間の経過とともに増加し、変調率Ａｍｐが約１２６から１２７へ増加する領域（時刻ＴＡ〜時刻ＴＢ）において、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力される。その後、時刻ＴＢにおいて、変調率Ａｍｐが変調率閾値Ａｔｈである１２７に達するため、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが実施される。

本実施形態（実線）では、パルス数Ｐｎに基づいて変調率閾値Ａｔｈを設定するため、時刻ＴＡにおいて、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが実施される。このため、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力されることを抑制でき、その結果、トルクＴが不安定化することを抑制することができる。

また、本実施形態では、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え時において、切り替え直後の変調率Ａｍｐがパルス数Ｐｎに基づく変調率閾値Ａｔｈ以下となるように、切り替え制御を実施する。

図１３を用いて、本実施形態と従来技術との差異を示す。従来技術（破線）では、時刻ＴＣにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えが実施される。その後、変調率Ａｍｐが時間の経過とともに減少し、変調率Ａｍｐが１２７から約１２６へ減少する領域（時刻ＴＣ〜時刻ＴＤ）において、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力される。その後、時刻ＴＤにおいて、変調率Ａｍｐの低下により、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力される状態が解消される。

本実施形態（実線）では、パルス数Ｐｎに基づいて変調率閾値Ａｔｈを設定する。そして、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えにおいて、ＰＷＭ制御の変調率Ａｍｐの初期値を変調率閾値Ａｔｈに設定する。これにより、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力され、トルクＴが不安定化することを抑制することができる。

図１４に、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え処理を示す。本処理は、切り替え制御部４３によって、所定周期ごとに実施される。

ステップＳ２１において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを取得する。ステップＳ２２において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、電流位相αを算出する。ステップＳ２３において、電流位相αが所定の閾値αｔｈ未満か否かを判定する。電流位相αが閾値αｔｈ以上の場合（Ｓ２３：ＮＯ）、切り替え処理を実施せず、処理を終了する。

電流位相αが閾値αｔｈ未満の場合（Ｓ２３：ＹＥＳ）、ステップＳ２４において、変調率閾値Ａｔｈ及び入力電圧ＶＢに基づいて、電圧指令値Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１を算出する。ステップＳ２５において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施し、処理を終了する。

以下、本実施形態の効果を述べる。

ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに用いる変調率閾値Ａｔｈを、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて設定する構成とした。これにより、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを抑制し、回転電機１０の出力トルクＴを安定化させることが可能になる。

基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期は、回転電機１０の回転速度ＦＲに反比例する。このため、回転電機１０の回転速度ＦＲが増加するほど、パルス数Ｐｎは減少する。そこで、パルス数Ｐｎを回転速度ＦＲに基づいて算出する構成とした。

変調率閾値Ａｔｈを、基本波と搬送波ＣＡとの位相差によらず、インバータ２０から回転電機１０に対して、矩形波電圧が出力されない変調率Ａｍｐに設定する。このような構成とすることで、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力される状況をより確実に抑制することができる。

基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期は、回転電機１０の回転速度ＦＲに反比例する。このため、回転速度ＦＲが大きい場合に、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが減少し、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力される状況が生じる。つまり、回転速度ＦＲが所定値より小さい場合には、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力される状況が生じない。そこで、回転速度ＦＲが所定値を超えることを条件として、パルス数Ｐｎに基づいて、変調率閾値Ａｔｈを設定する構成とした。このような構成とすることで、制御装置４０の処理負荷を低減することができる。

本願の発明者は、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが１２未満である場合に、変調率閾値を１２７に設定すると、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを発見した。そこで、パルス数Ｐｎが１２未満であることを条件として、閾値を１２７未満に設定する構成とした。これにより、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを抑制することができる。

矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行った後、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎが少ない場合、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力されることが懸念される。そこで、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え時において、ＰＷＭ制御の変調率Ａｍｐの初期値が閾値Ａｔｈとなるように、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施する。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え後において、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、インバータ２０から回転電機１０に対し、矩形波電圧が出力されることを抑制することができる。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、パルス数Ｐｎが小さくなるほど、変調率閾値Ａｔｈを小さく設定する構成とした。これを変更し、パルス数Ｐｎが１２未満となる場合に、変調率閾値Ａｔｈを１２７％未満の所定値、例えば、１２６％とする構成としてもよい。

・搬送波ＣＡは三角波に代えて、のこぎり波であってもよい。

・切り替え制御部４３は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに代えて、回転電機１０の出力トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｅや回転速度ＦＲに基づいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行ってもよい。

・矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え時において、ＰＷＭ制御の変調率Ａｍｐの初期値を変調率閾値Ａｔｈに設定する制御を省略する構成としてもよい。

・矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え時において、ＰＷＭ制御の変調率Ａｍｐの初期値を変調率閾値Ａｔｈに設定する上記制御のみを行い、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時において、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて、変調率閾値Ａｔｈを設定する制御を省略する構成としてもよい。

・搬送波生成部５２は、搬送波ＣＡの周波数を、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の周波数の自然数倍とする同期ＰＷＭ制御を実施してもよい。さらに、搬送波ＣＡの位相を、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の位相と同期させる位相同期ＰＷＭ制御を実施してもよい。

ここで、同期ＰＷＭ制御を実施している場合でも、回転速度ＦＲが所定値以上となると、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのスイッチング特性や、制御装置４０の処理負荷によって、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１における搬送波のパルス数Ｐｎが減少する。このため、同期ＰＷＭ制御においても、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力される状況が生じる。そこで、同期ＰＷＭ制御において、搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて、変調率閾値Ａｔｈを設定する構成を適用することで、ＰＷＭ制御を実施しているにも関わらず、矩形波電圧が出力されることを抑制し、回転電機１０の出力トルクを安定化させることが可能になる。要するに、搬送波ＣＡの周波数と相対的に基本波の周波数が上昇する場合に、搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて変調率閾値Ａｔｈを設定すればよい。換言すれば、搬送波ＣＡの周期と相対的に基本波の周期が短縮する場合に、搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて変調率閾値Ａｔｈを設定すればよい。

・ＰＷＭ制御を実施している状態で、基本波と搬送波ＣＡとの位相差によらず、インバータ２０から回転電機１０に対して、矩形波電圧が出力されない変調率Ａｍｐとなるように、基本波の一周期に含まれる搬送波ＣＡのパルス数Ｐｎに基づいて、変調率閾値Ａｔｈを設定する構成としてもよい。

・以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明は、こうした実施例に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得る。

１０…回転電機、２０…インバータ、４０…制御装置、４１…ＰＷＭ制御部、４２…矩形波制御部、４３…切り替え制御部。

Claims (8)

1. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
   前記出力電流に基づいて、前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、そのトルク推定値及び前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、
   前記第１制御部によるパルス幅変調制御を実施している場合に、前記基本波の振幅と、前記インバータ装置の入力電圧との比である変調率が所定の変調率閾値を超えることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部による矩形波制御へ制御を切り替える切り替え制御部（４３）と、
   を備え、
   前記切り替え制御部は、前記回転電機の回転速度が所定値を超えることを条件として、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、前記変調率閾値を設定することを特徴とする制御装置。
2. 前記切り替え制御部は、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数が１２未満であることを条件として、前記変調率閾値を１２７パーセント未満に設定することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
   前記出力電流に基づいて、前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、そのトルク推定値及び前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、
   前記第１制御部によるパルス幅変調制御を実施している場合に、前記基本波の振幅と、前記インバータ装置の入力電圧との比である変調率が所定の変調率閾値を超えることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部による矩形波制御へ制御を切り替える切り替え制御部（４３）と、
   を備え、
   前記切り替え制御部は、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数が１２未満であることを条件として、前記変調率閾値を１２７パーセント未満に設定することを特徴とする制御装置。
4. 前記切り替え制御部は、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替え後において、前記第１制御部によるパルス幅変調制御の前記変調率の初期値が前記変調率閾値となるように、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替えを実施することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御装置。
5. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
   前記出力電流に基づいて、前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、そのトルク推定値及び前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、
   前記第１制御部によるパルス幅変調制御を実施している場合に、前記基本波の振幅と、前記インバータ装置の入力電圧との比である変調率が所定の変調率閾値を超えることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部による矩形波制御へ制御を切り替える切り替え制御部（４３）と、
   を備え、
   前記切り替え制御部は、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、前記変調率閾値を設定し、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替え後において、前記第１制御部によるパルス幅変調制御の前記変調率の初期値が前記変調率閾値となるように、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替えを実施することを特徴とする制御装置。
6. 前記切り替え制御部は、前記搬送波のパルス数を、前記回転電機の回転速度に基づいて算出することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。
7. 前記切り替え制御部は、前記第１制御部によるパルス幅変調制御を実施している状態で、前記基本波と前記搬送波との位相差によらず、前記インバータ装置から回転電機に対して、矩形波電圧が出力される変調率未満となるように、前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、前記変調率閾値を設定することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の制御装置。
8. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
   前記トルク指令値に基づいて、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する制御である矩形波制御を実施する第２制御部（４２）と、
   前記基本波の一周期に含まれる前記搬送波のパルス数に基づいて、所定の変調率閾値を設定し、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替え後において、前記第１制御部によるパルス幅変調制御の前記変調率の初期値が前記変調率閾値となるように、前記第２制御部による矩形波制御から前記第１制御部によるパルス幅変調制御への切り替えを実施する切り替え制御部（４３）と、
   を備えることを特徴とする制御装置。

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