JP6674765B2

JP6674765B2 - 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両

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Publication number: JP6674765B2
Application number: JP2015229271A
Authority: JP
Inventors: 隆宏荒木; 宮崎　英樹; 英樹宮崎; 利貞三井
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Astemo Ltd
Priority date: 2015-11-25
Filing date: 2015-11-25
Publication date: 2020-04-01
Anticipated expiration: 2035-11-25
Also published as: EP3382889A4; EP3382889B1; US20180375454A1; WO2017090350A1; EP3382889A1; CN108352801A; CN108352801B; JP2017099150A

Description

本発明は電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車は、車両走行中の故障発生防止の観点から信頼性の向上と、車両軽量化の観点から車両の単位体積当たりの出力トルクの向上が要求される。これらの要求に対して三相６線式の駆動装置が考えられているが、中性点が接続されていない電動機を用いるため、電動機を駆動する駆動電流に３ｎ次高調波電流が重畳し、銅損などの損失が増加するという課題があった。

本技術分野の背景技術として、特開２００４−８０９７５号公報（特許文献１）がある。この特許文献１には、「電動機を駆動するための駆動電流に含まれる３ｎ次高調波電流（３は相数、ｎは整数）を検出し、打ち消すための３ｎ次高調波電圧指令値を算出して三相電圧指令値を補正する」と記載されている。これにより３ｎ次高調波電流を打ち消す様に目標電圧を補正するので、駆動電流中の高調波電流を除去し、高調波電流による損失を低減することができる。

特開２００４−８０９７５号公報

電流検出期間中に零相電圧が出力された場合、零相電流の検出値に誤差が発生し、零相電流を除去できない恐れがある。

本発明の目的は、零相電流の検出誤差を低減することである。

上記の課題を解決するため、本発明に係る電動機の制御装置は、巻線が相毎に独立して結線された電動機の制御装置であって、トルク指令値に基づいて前記電動機へ印加する電圧を制御する制御部を備え、前記制御部は、各相の交流電流に基づいて求められる零相電流を低減する零相電圧を出力するための零相電圧パルスが出力される第１期間と、前記電動機に流れる各相の電流を検出する第２期間と、を設け、前記第１期間と第２期間は、互いに重ならない。

本発明に係る電動機の制御装置によれば、零相電流の検出誤差を低減することができる。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。第１の実施例を説明する制御ブロック図である。スイッチング信号生成部４０のフローチャートである。本実施形態を適用した場合の零相電圧出力タイミングの波形例を示す図である。第２の実施例を説明する制御ブロック図である。第３の実施例を説明する制御ブロック図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。モータ駆動システムは、モータ２００と、位置センサ２１０と、電流センサ２２０と、インバータ１００と、モータ制御装置１を有する。

モータ２００は、中性点が接続されていない埋込磁石同期電動機などにより構成される。モータ２００の固定子に巻かれたＵ相巻線２０１は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＶ相巻線２０２は、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＷ相巻線２０３は、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２の出力端子に接続される。モータ２００は中性点が接続されていないことにより、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる電流をそれぞれ独立に制御することができる。ただし、モータ２００は中性点が接続されていないため、特許文献１に記載されている通り、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる駆動電流には、３ｎ次高調波電流が含まれる。

位置センサ２１０は、モータ２００の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θを出力する。

電流センサ２２０は、モータ２００の固定子に巻かれた、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる電流を検出し、検出した三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを出力する。

インバータ１００は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、により構成される。Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、は、図略の直流電源に並列接続される。

Ｕ相フルブリッジインバータ１１０は、スイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄにより構成される。スイッチング素子１１０ａはＵ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｂはＵ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１０ｃはＵ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｄはＵ相右レグ下アームに配置される。

Ｖ相フルブリッジインバータ１１１は、スイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄにより構成される。スイッチング素子１１１ａはＶ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｂはＶ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１１ｃはＶ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｄはＶ相右レグ下アームに配置される。

Ｗ相フルブリッジインバータ１１２は、スイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄにより構成される。スイッチング素子１１２ａはＷ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｂはＷ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１２ｃはＷ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｄはＷ相右レグ下アームに配置される。

スイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄをインバータ制御装置１で生成されたスイッチング信号に基づいてオンもしくはオフすることで、インバータ１００は、図略の直流電源から印加された直流電圧を交流電圧に変換する。変換された交流電圧は、モータ２００の固定子に巻かれた３相巻線２０１〜２０３に印加され、３相交流電流を発生させる。この３相交流電流がモータ２００に回転磁界を発生させ、回転子が回転する。

スイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄは、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などと、ダイオードを組み合わせて構成される。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴとダイオードを用いる構成で説明する。

モータ制御装置１は、外部からのトルク指令Ｔ^*、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ、位置センサ２１０で検出された回転子位置θに基づいてインバータ１００をＰＷＭ制御する。

図２は、本発明の第１の実施例を説明する制御ブロック図である。電流指令演算部１０は、入力されたトルク指令値Ｔ^*と、角速度ωに基づき、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*、ｉ_ｑ ^*を計算する。ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*、ｉ_ｑ ^*の計算方法としては、最大トルク電流制御や弱め界磁制御などがあるが、周知のため説明を省略する。なお、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*、ｉ_ｑ ^*の計算には、予め設定したテーブルを使用してもよい。

ｄｑ軸電流制御部２０には、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*、ｉ_ｑ ^*と、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ、ｉ_ｑが入力され、比例制御や積分制御などを用いてｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*、ｖ_ｑ ^*を出力する。

三相変換部３０には、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*、ｖ_ｑ ^*と、回転子位置θが入力され、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*出力する。

スイッチング信号生成部４０には、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*と、零相電圧指令値ｖ_０ ^*と、電流検出タイミング信号ｔ１、ｔ２が入力され、スイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄと、をオンもしくはオフするスイッチング信号を生成する。

インバータ１００には、スイッチング信号が入力され、前記動作によりモータを運転する。

ｄｑ変換部５０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ、ｉ_ｑを出力する。

零相電流算出部６０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、零相電流ｉ_０が出力される。零相電流ｉ_０の計算式を（１）式に示す。

なお、零相電流ｉ_０はモータ２００の回転速度により変化するため、モータ２００の角速度ωから推定した零相電流値を考慮して算出してもよい。

零相電流制御部７０は、零相電流ｉ_０を取得し、比例制御や積分制御などを用いて零相電圧指令値ｖ_０ ^*を出力する。速度変換部８０は、位置センサ２１０で検出された回転子位置θを取得し、角速度ωを出力する。

図３は、スイッチング信号生成部４０のフローチャートである。まず、スイッチング信号生成部４０は、ステップ１において、三相変換部３０から出力される三相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*と、零相電圧制御部７０から出力される零相電圧指令値ｖ_０ ^*と、直流電源電圧Ｖ_ＤＣと、キャリア周波数ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}に基づき、Ｕ相電圧パルス幅Ｔ_Ｕと、Ｖ相電圧パルス幅Ｔ_Ｖと、Ｗ相電圧パルス幅Ｔ_Ｗを計算する。なお、零相電圧を出力するパルスの組み合わせは複数あるが、以降では、１キャリア周期中に各相でそれぞれ１つのパルスを出力する場合を想定して説明する。前記の条件におけるＵ相電圧パルス幅Ｔ_Ｕの計算式を（２）式に、Ｖ相電圧パルス幅Ｔ_Ｖの計算式を（３）式に、Ｗ相電圧パルス幅Ｔ_Ｗの計算式を（４）式に示す。

次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ２において、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４を取得する。

次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ３において、零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２を算出する。このとき、電流検出期間と零相電圧出力期間を重複させないため、零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２は、（５）式、または（６）式の関係を満足するよう設定される。

次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ４において、ステップ１で計算したＵ相電圧パルス幅Ｔ_Ｕと、Ｖ相電圧パルス幅Ｔ_Ｖと、Ｗ相電圧パルス幅Ｔ_Ｗ、および、ステップ３で計算した零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２に基づき、各相のパルスを出力するタイミングを算出する。

図４は、本実施形態を適用した場合の零相電圧出力タイミングの波形例を示す図である。Ｖ_０は、零相電圧パルスを示す。

１キャリア周期中に各相でそれぞれ１つのパルスを出力して零相電圧を出力する場合、まず、パルス幅が最も長いＵ相パルスが出力される。したがって、Ｕ相パルスの出力タイミングは、零相電圧出力開始タイミングｔ１と一致する。次に、零相電圧出力終了タイミングに、残る２相のうちの１相である、Ｖ相パルスが出力される。最後に、Ｖ相パルスの出力が完了した後、残る１相であるＷ相のパルスが出力される。なお、図中ではＶ相パルスが先に出力されているが、Ｗ相パルスを先に出力することも可能である。

これにより、零相電圧パルスＶ_０が生成される期間であるｔ１からｔ２（例えば第１期間）は、電流検出期間であるｔ３からｔ４（例えば第２期間）を避けるように設定される。したがって、電流検出期間中に零相電圧を発生させない各相のパルスが出力される。また、電流検出期間である第２期間が、零相電圧パルスＶ_０が生成される第１期間を避けるように設定されていてもよい。

図５は、本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図５に示されるブロック図は、図２に示されるブロック図に電流検出タイミング演算３００を追加した構成である。

図５において、スイッチング信号生成部４０は、入力された三相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*と、零相電圧指令値ｖ_０ ^*と、電流検出タイミング信号ｔ３、ｔ４に基づき、図１に示されたスイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄとスイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄ及びスイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄをオンもしくはオフするスイッチング信号を生成するだけでなく、零相電圧出力タイミングｔ１、ｔ２を出力する。

電流検出タイミング演算３００では、入力された零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２に基づき、零相電圧が出力される期間と電流を検出する期間が重複しないように、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４を出力する。

図６は、本発明の第３の実施例を示すブロック図である。図６に示されるブロック図は、図２に示されるブロック図に零相電流算出可否判定４００を追加した構成である。

図６において、スイッチング信号生成部４０は、入力された三相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*と、零相電圧指令値ｖ_０ ^*に基づき、図１に示されたスイッチング素子１１０ａ〜１１０ｄとスイッチング素子１１１ａ〜１１１ｄ及びスイッチング素子１１２ａ〜１１２ｄをオンもしくはオフするスイッチング信号を生成するだけでなく、零相電圧出力タイミング信号ｔ１、ｔ２を出力する。

零相電流算出可否判定４００では、入力された零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２と、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４に基づき、電流検出期間に零相電圧が出力されるかを判定する。判定方法として、例えば、電流検出期間であるｔ３からｔ４が１キャリア周期中において確保できるか否か等である。電流検出期間中に零相電圧が出力される場合、零相電流算出停止信号を出力し、該当キャリア周期において、零相電流算出部６０での零相電流の算出を停止する。

以上の通り、本発明においては、零相電圧を出力しない期間を生成し、前記期間に電流を検出することで、零相電流の検出誤差が低減される、という効果が得られる。

１０・・・電流指令演算部
２０・・・ｄｑ軸電流制御部
３０・・・三相変換部
４０・・・スイッチング信号生成部
５０・・・ｄｑ変換部
６０・・・零相電流算出部
７０・・・零相電流制御部
８０・・・速度変換部
１００・・・インバータ
１１０・・・Ｕ相フルブリッジインバータ
１１０ａ・・・スイッチング素子
１１０ｂ・・・スイッチング素子
１１０ｃ・・・スイッチング素子
１１０ｄ・・・スイッチング素子
１１１・・・Ｖ相フルブリッジインバータ
１１０ａ・・・スイッチング素子
１１０ｂ・・・スイッチング素子
１１０ｃ・・・スイッチング素子
１１０ｄ・・・スイッチング素子
１１２・・・Ｗ相フルブリッジインバータ
１１２ａ・・・スイッチング素子
１１２ｂ・・・スイッチング素子
１１２ｃ・・・スイッチング素子
１１２ｄ・・・スイッチング素子
２００・・・モータ
２１０・・・位置センサ
２２０・・・電流センサ
３００・・・電流検出タイミング演算
４００・・・零相電流算出可否判定
ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}・・・キャリア周波数
ｉ_ｕ・・・Ｕ相電流
ｉ_ｖ・・・Ｖ相電流
ｉ_ｗ・・・Ｗ相電流
ｉ_ｄ ^*・・・ｄ軸電流指令値
ｉ_ｑ ^*・・・ｑ軸電流指令値
ｉ_ｄ・・・ｄ軸電流検出値
ｉ_ｑ・・・ｑ軸電流検出値
ｉ_０・・・零相電流
ｉ_０ ^＊・・・零相電流指令値
ｔ１・・・零相電圧出力開始タイミング
ｔ２・・・零相電圧出力終了タイミング
ｔ３・・・電流検出開始タイミング
ｔ４・・・電流検出終了タイミング
Ｔ^*・・・トルク指令値
Ｔ_Ｕ・・・Ｕ相電圧パルス幅
Ｔ_Ｖ・・・Ｖ相電圧パルス幅
Ｔ_Ｗ・・・Ｗ相電圧パルス幅
ｖ_ＤＣ・・・直流電源電圧
ｖ_ｕ・・・Ｕ相出力電圧
ｖ_ｖ・・・Ｖ相出力電圧
ｖ_ｗ・・・Ｗ相出力電圧
ｖ_０・・・零相出力電圧
ｖ_ｕ ^*・・・Ｕ相電圧指令値
ｖ_ｖ ^*・・・Ｖ相電圧指令値
ｖ_ｗ ^*・・・Ｗ相電圧指令値
ｖ_ｄ ^*・・・ｄ軸電圧指令値
ｖ_ｑ ^*・・・ｑ軸電圧指令値
ｖ_０ ^＊・・・零相電圧指令値
ω・・・角速度

Claims

巻線が相毎に独立して結線された電動機の制御装置であって、
トルク指令値に基づいて前記電動機へ印加する電圧を制御する制御部を備え、
前記制御部は、各相の交流電流に基づいて求められる零相電流を低減する零相電圧を出力するための零相電圧パルスが出力される第１期間と、前記電動機に流れる各相の電流を検出する第２期間と、を設け、
前記第１期間と第２期間は、互いに重ならないように制御され、
前記第２期間中に、零相電圧を発生させない各相の電圧パルスを出力する電動機の制御装置。
請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
前記制御部は、前記第１期間と第２期間が重ならないように、前記零相電圧パルスを制御する電動機の制御装置。
請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
前記制御部は、前記第１期間と第２期間が重ならないように、前記第２期間を変更する電動機の制御装置。
請求項１ないし３に記載のいずれかの電動機の制御装置であって、
前記制御部は、前記第１期間と重ならない前記第２期間を設定できない場合、当該第２期間において検出した電流から算出される零相電流を制御に用いない電動機の制御装置。
請求項１ないし４のいずれかに記載の電動機の制御装置を備えた電動車両。