JP6690956B2 - 過変調ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、過変調ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）制御を行う過変調ＰＷＭインバータ装置に関する。

従来、交流電動機をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御するために、インバータを用いた駆動手法が知られている。インバータは、当該インバータを駆動するための制御回路によりスイッチング制御される。

例えばＰＷＭ制御が行われる場合、インバータは、制御回路からＰＷＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号に基づいて、電源から供給された直流バス電圧ｅ_busを任意の周波数及び振幅の３相交流電圧に変換し、３相交流電圧を交流電動機へ供給する。

制御回路は、電流制御により電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊）を電圧指令（ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊）に変換する。そして、制御回路は、電圧指令を座標変換してＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令（Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊）を生成する。

制御回路は、３相交流電圧指令及び予め設定されたキャリア（搬送波）を比較することでＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。ここで、ＰＷＭ制御には、例えば正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御がある。

図９は、正弦波ＰＷＭ制御を説明する図である。図９において、上側の図は、３相交流電圧指令のうちの１相の交流電圧指令及びキャリアの波形を示し、下側の図は、インバータから交流電動機へ供給される３相交流電圧のうちの１相の交流電圧であるインバータ出力電圧を示す。下側の図の点線は、交流電圧指令を示す。横軸は時間である。

正弦波ＰＷＭ制御は、前述した制御回路により行われる一般的な制御であり、交流電圧指令の振幅がキャリアの振幅の最大値以下の範囲で動作する。

このような正弦波ＰＷＭ制御を行うインバータ装置において、制御対象及びその制御状況等によっては、交流電圧指令がキャリアの振幅よりも大きくなってしまう、いわゆる過変調の状態となることがある。通常は、このような過変調の状態では交流電動機を制御することができない。

しかしながら、インバータを用いた交流電動機の制御の分野では、過変調の状態で交流電動機の制御を実現する過変調ＰＷＭ制御も行われている。図１０は、過変調ＰＷＭ制御を説明する図である。図１０において、図９と同様に、上側の図は、３相交流電圧指令のうちの１相の交流電圧指令及びキャリアの波形を示し、下側の図は、インバータから交流電動機へ供給される３相交流電圧のうちの１相の交流電圧であるインバータ出力電圧を示す。下側の図の点線は、交流電圧指令を示す。横軸は時間である。

過変調ＰＷＭ制御は、交流電圧指令の振幅がキャリアの振幅の最大値を超える範囲を有して動作する。この過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御よりも高出力を実現するため、すなわち交流電動機へ供給する交流電圧の基本波成分（実効値）を高めるために用いられる。

ここで、インバータに入力される直流バス電圧ｅ_busに対するインバータ出力電圧の基本波成分の比を「過変調率」という。過変調率は、図１０の過変調ＰＷＭ制御の方が図９の正弦波ＰＷＭ制御よりも高いことがわかる。過変調ＰＷＭ制御を用いることにより、正弦波ＰＷＭ制御よりも、交流電動機へ供給する交流電圧の基本波成分を高めることができ、インバータの運転効率を向上させことができる。

このような過変調ＰＷＭ制御の特性を利用したインバータ装置として、例えば、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との間の移行を円滑に行う技術が開示されている（例えば、特許文献１を参照）。このインバータ装置は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との間で切り替えを行う際に、過変調ＰＷＭ制御を行う。矩形波制御は、交流電圧指令に対応した１周期の期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比を１：１の矩形波１パルス分とした交流電圧を交流電動機へ供給するものである。

特開２０１５−１２６６２号公報

インバータ装置は、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busを、当該直流バス電圧ｅ_busの指令である端子電圧指令ｖ１＊に一致させるように制御を行う。この端子電圧指令ｖ１＊は、ｖ１＊＝√（ｖｄ＊^２＋ｖｑ＊^２）の数式にて表される。

インバータを駆動させる制御回路は、電流制御にて電流指令を電圧指令に変換する電流制御器にて、ＰＩ制御（比例制御及び積分制御）を行う。具体的には、電流制御器は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの間の偏差が０となるように、ＰＩ制御にてｄ軸電圧指令ｖｄ＊を生成する。また、電流制御器は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの間の偏差が０となるように、ＰＩ制御にてｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する。

このようなインバータ装置において、制御対象及びその制御状況等によっては、直流バス電圧ｅ_busと端子電圧指令ｖ１＊との間の関係がｖ１＊＞ｅ_busとなり、直流バス電圧ｅ_busが飽和してしまうことがあり得る。また、ｖ１＊＞ｅ_busの状態では、インバータが過変調の状態になっているといえる。

この直流バス電圧ｅ_busの飽和状態においては、直流バス電圧ｅ_busを端子電圧指令ｖ１＊に一致させる（到達させる）ように制御することができない。つまり、この状態は、交流電動機を制御できない状態であって、過変調ＰＷＭ制御が適切に行われていない状態である。

この直流バス電圧ｅ_busの飽和状態は、電流制御器による積分制御がワインドアップの状態となっていることが一因である。ワインドアップとは、偏差があるときに、積分要素Ｉが飽和限界を超えて当該偏差に応じて加算されることをいい、電流制御器のＰＩ制御による出力が、制御対象を含む制御系において、当該出力に対して課せられたリミットを超えたときに生じる現象である。当該出力がリミットを超えているときは、積分要素Ｉの値に比例して出力も増加するというフィードバック制御の基本機能が失われており、積分要素Ｉの値が巻き上げ（ワインドアップ）られてしまう状態になっている。

この状態では、電流制御器において、偏差が０となるようにｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を算出するＰＩ制御が正常に行われていない。つまり、正常なｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊が算出されないから、インバータは、交流電動機を適切に制御できる状態ではない。

このように、ｖ１＊＞ｅ_busとなり、直流バス電圧ｅ_busが飽和すると共に、電流制御器による積分制御がワインドアップの状態となった場合には、過変調の状態においてＰＷＭ制御を正常に実現することができず、交流電動機を適切に制御することができないという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＰＩ制御にて電流指令から電圧指令を生成する際のワインドアップを防止し、過変調ＰＷＭ制御を実現可能な過変調ＰＷＭインバータ装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の過変調ＰＷＭインバータ装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて過変調ＰＷＭ制御を行い、３相交流電圧を交流電動機へ供給する過変調ＰＷＭインバータ装置であって、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御器と、前記電流制御器により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する座標変換器と、前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調制御にて直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成するＰＷＭ比較器と、前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果が当該直流バス電圧の指令である端子電圧指令よりも小さい場合に、前記電流制御器にて前記積分制御が停止し前記比例制御が行われるように、前記直流バス電圧の飽和に伴う前記積分制御のワインドアップを防止するための積分ゲインを０に設定するワインドアップ防止制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２の過変調ＰＷＭインバータ装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて過変調ＰＷＭ制御を行い、３相交流電圧を交流電動機へ供給する過変調ＰＷＭインバータ装置であって、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御器と、前記電流制御器により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する座標変換器と、前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調ＰＷＭ制御にて直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成するＰＷＭ比較器と、前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果が当該直流バス電圧の指令である端子電圧指令よりも小さい場合に、前記電流制御器における前記積分制御のワインドアップを防止するための積分ゲインを設定するワインドアップ防止制御部と、を備え、さらに、前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果から前記端子電圧指令を減算して偏差を求め、前記偏差が０になるように補正値を算出し、前記補正値が０よりも小さい場合に、前記補正値を、前記過変調ＰＷＭ制御を抑制するためのｄ軸電流補正として求める過変調抑制部と、前記過変調抑制部により求めた前記ｄ軸電流補正に前記ｄ軸電流指令を加算し、新たなｄ軸電流指令を求める加算器と、を備え、前記電流制御器が、前記加算器により求めた前記新たなｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、前記比例制御及び前記積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、前記比例制御及び前記積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する、ことを特徴とする。

また、請求項３の過変調ＰＷＭインバータ装置は、請求項２に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、さらに、前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令を前記直流バス電圧で除算した結果に対し、予め設定された過変調率をγとし、上限値を＋γ及び下限値を−γとして制限を加え、制限後の３相交流電圧指令を出力するリミッタを備え、前記ＰＷＭ比較器が、前記リミッタにより出力された前記制限後の３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調ＰＷＭ制御にて前記直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成する、ことを特徴とする。

また、請求項４の過変調ＰＷＭインバータ装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、前記ワインドアップ防止制御部が、前記直流バス電圧に予め設定されたバス電圧利用率を乗算する乗算器と、前記乗算器による乗算結果から前記端子電圧指令を減算し、バス電圧偏差を求める減算器と、前記減算器により求めた前記バス電圧偏差に対し、０から所定のマイナスの値までの範囲で制限を加え、制限後のバス電圧偏差を出力するリミッタと、前記リミッタにより出力された前記制限後のバス電圧偏差がマイナスの場合、前記積分制御のワインドアップを防止するための前記積分ゲインを設定する演算器と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項５の過変調ＰＷＭインバータ装置は、請求項２または３に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、前記過変調抑制部が、前記直流バス電圧に予め設定された過変調率を乗算する乗算器と、前記乗算器による乗算結果から前記端子電圧指令を減算し、バス電圧偏差を求める減算器と、前記減算器により求めた前記バス電圧偏差が０になるように前記補正値を算出する制御器と、前記制御器により算出された前記補正値に対し、０から所定のマイナスの値までの範囲で制限を加え、制限後の補正値を前記ｄ軸電流補正として出力するリミッタと、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＰＩ制御にて電流指令から電圧指令を生成する際のワインドアップを防止することができ、過変調ＰＷＭ制御を実現することができる。

実施例１の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。 実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。 実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。 ワインドアップ防止制御部の構成例を示すブロック図である。 過変調抑制部の構成例を示すブロック図である。 実施例２において、過変調ＰＷＭ制御が抑制されることを説明する図である。 実施例３において、過変調ＰＷＭ制御のシミュレーション結果を示すグラフである。 実施例３において、過変調なしの場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 正弦波ＰＷＭ制御を説明する図である。 過変調ＰＷＭ制御を説明する図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busが飽和するときに、電流制御器の積分要素を小さくして当該電流制御器の出力を維持することで、過変調ＰＷＭ制御を実現することを特徴とする。

〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。実施例１は、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busが飽和するときに、電流制御器の積分要素を小さくして当該電流制御器の出力を維持することで、過変調ＰＷＭ制御を実現する例である。

図１は、実施例１の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。この過変調ＰＷＭインバータ装置１−１は、交流電動機２をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する装置であり、図示しないインバータを備える。後述する図２及び図３に示す過変調ＰＷＭインバータ装置１−２，１−３についても同様である。

この過変調ＰＷＭインバータ装置１−１は、減算器１０，１１、ワインドアップ防止制御部１２、電流制御器１３，１４、減算器１５、加算器１６、座標変換器１７、積分器１８、座標変換器１９、除算器２０〜２２、ＰＷＭ比較器２３〜２５及びキャリア発生器２６を備えている。図示しないインバータは、ＰＷＭ比較器２３〜２４に含まれるものとし、ＰＷＭ比較器２３〜２４の出力がインバータの出力である。尚、図１に示す過変調ＰＷＭインバータ装置１−１には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、その他の構成部は省略してある。

減算器１０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力すると共に、後述する座標変換器１９からｄ軸電流検出値ｉｄを入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算してｄ軸電流偏差を求める。そして、減算器１０は、ｄ軸電流偏差を電流制御器１３に出力する。

減算器１１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、後述する座標変換器１９からｑ軸電流検出値ｉｑを入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算してｑ軸電流偏差を求める。そして、減算器１１は、ｑ軸電流偏差を電流制御器１４に出力する。

ワインドアップ防止制御部１２は、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busを入力すると共に、端子電圧指令ｖ１＊を入力する。そして、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_bus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づいて、電流制御器１３，１４における積分制御のワインドアップを防止するためのＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑを求める。

具体的には、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_busにバス電圧利用率ηを乗算した結果が端子電圧指令ｖ１＊以上の場合に（ｅ_bus×η≧ｖ１＊）、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊をそれぞれＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑとする。また、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_busにバス電圧利用率ηを乗算した結果が端子電圧指令ｖ１＊よりも小さい場合に（ｅ_bus×η＜ｖ１＊）、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊よりも小さくなるように、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑをそれぞれ算出する。そして、ワインドアップ防止制御部１２は、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄを電流制御器１３に出力し、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｑを電流制御器１４に出力する。ワインドアップ防止制御部１２の詳細については後述する。

電流制御器１３は、減算器１０からｄ軸電流偏差を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部１２からＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄを入力し、ｄ軸電流偏差が０になるように電流制御し、ｄ軸電圧指令を算出する。ここで、電流制御器１３は、予め設定された比例ゲインＫｐｄ、及びワインドアップ防止制御部１２から入力したＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄを用いてＰＩ制御を行い、ｄ軸電圧指令を算出する。そして、電流制御器１３は、ｄ軸電圧指令を減算器１５に出力する。

電流制御器１４は、減算器１１からｑ軸電流偏差を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部１２からＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｑを入力し、ｑ軸電流偏差が０になるように電流制御し、ｑ軸電圧指令を算出する。ここで、電流制御器１４は、予め設定された比例ゲインＫｐｑ、及びワインドアップ防止制御部１２から入力したＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｑを用いてＰＩ制御を行い、ｑ軸電圧指令を算出する。そして、電流制御器１４は、ｑ軸電圧指令を加算器１６に出力する。

減算器１５は、電流制御器１３からｄ軸電圧指令を入力すると共に、ｄ軸電圧補正指令を入力する。ｄ軸電圧補正指令は、ω１×Ｘｑ＾×ｉｑ＊の指令であり、図示しない構成部により算出される。ω１は電気角速度、Ｘｑ＾はｑ軸リアクタンス同定値である。そして、減算器１５は、ｄ軸電圧指令からｄ軸電圧補正指令を減算してｄ軸電圧指令ｖｄ＊を求め、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を座標変換器１７に出力する。

加算器１６は、電流制御器１４からｑ軸電圧指令を入力すると共に、第１のｑ軸電圧補正指令及び第２のｑ軸電圧補正指令を入力する。第１のｑ軸電圧補正指令は、ω１×Ｘｄ＾×ｉｄ＊の指令であり、第２のｑ軸電圧補正指令は、ω１×ｅｃ＾の指令であり、これらの指令は、図示しない構成部により算出される。Ｘｄ＾はｄ軸リアクタンス同定値であり、ｅｃ＾は逆起電圧同定値である。そして、加算器１６は、ｑ軸電圧指令に第１のｑ軸電圧補正指令を加算し、その結果に第２のｑ軸電圧補正指令を加算し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を求める。加算器１６は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を座標変換器１７に出力する。

座標変換器１７は、減算器１５からｄ軸電圧指令ｖｄ＊を入力すると共に、加算器１６からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力し、さらに、後述する積分器１８から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１７は、電気角θｅに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊をＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊に変換する。座標変換器１７は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊を除算器２０に出力し、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊を除算器２１に出力し、Ｗ相交流電圧指令Ｖｗ＊を除算器２２に出力する。

積分器１８は、電気角速度ω１を入力し、電気角速度ω１を積分することで電気角θｅを求める。電気角速度ω１は、交流電動機２の回転に応じた回転子角速度に基づいて、図示しない構成部により算出される。そして、積分器１８は、電気角θｅを座標変換器１７，１９に出力する。

座標変換器１９は、後述するＰＷＭ比較器２３，２４，２５と交流電動機２との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗを入力すると共に、積分器１８から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１９は、電気角θｅに基づいて、Ｕ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗを回転座標系のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑに変換する。座標変換器１９は、ｄ軸電流検出値ｉｄを減算器１０に出力すると共に、ｑ軸電流検出値ｉｑを減算器１１に出力する。

除算器２０は、座標変換器１７からＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊を入力し、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊を直流バス電圧ｅ_busで除算し、除算結果をＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果としてＰＷＭ比較器２３に出力する。除算器２１，２２は、座標変換器１７からＶ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊をそれぞれ入力し、除算器２０と同様の処理を行う。そして、除算器２１，２２は、それぞれの除算結果をＶ相交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の除算結果として、ＰＷＭ比較器２４，２５にそれぞれ出力する。直流バス電圧ｅ_busは、図示しない検出器により検出される。

ＰＷＭ比較器２３は、除算器２０からＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果を入力すると共に、後述するキャリア発生器２６からキャリアを入力し、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果の振幅とキャリアの振幅とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ比較器２３は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータに入力される直流バス電圧ｅ_busをスイッチングして交流電圧に変換し、交流電圧を交流電動機２へ供給する。

ＰＷＭ比較器２４，２５は、除算器２１，２２からＶ相交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の除算結果をそれぞれ入力すると共に、後述するキャリア発生器２６からキャリアを入力し、ＰＷＭ比較器２３と同様の処理を行う。そして、ＰＷＭ比較器２４，２５は、交流電圧を交流電動機２へそれぞれ供給する。

図９及び図１０に示したとおり、ＰＷＭ比較器２３は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果である交流電圧指令とキャリアとを比較し、インバータ出力電圧である交流電圧を生成する。具体的には、ＰＷＭ比較器２３は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果の振幅がキャリアの振幅以下の場合、直流バス電圧ｅ_busを２で除算した結果であるｅ_bus／２のインバータ出力電圧を出力する。一方、ＰＷＭ比較器２３は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果の振幅がキャリアの振幅よりも大きい場合、直流バス電圧ｅ_busを−２で除算した結果であるｅ_bus／−２のインバータ出力電圧を出力する。後者の場合は過変調の状態になっている。

つまり、ＰＷＭ比較器２３は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果の振幅の最大値がキャリアの振幅の最大値以下の場合において、図９に示した正弦波ＰＷＭ制御を行う。また、ＰＷＭ比較器２３は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果の振幅の最大値がキャリアの振幅の最大値よりも大きい範囲がある場合において、図１０に示した過変調ＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ比較器２４，２５についても同様である。

（ワインドアップ防止制御部１２）
次に、図１に示したワインドアップ防止制御部１２について詳細に説明する。前述のとおり、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_busにバス電圧利用率ηを乗算した結果が端子電圧指令ｖ１＊以上の場合に（ｅ_bus×η≧ｖ１＊）、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊をそれぞれＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑとする。また、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_busにバス電圧利用率ηを乗算した結果が端子電圧指令ｖ１＊よりも小さい場合に（ｅ_bus×η＜ｖ１＊）、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊よりも小さくなるように、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑをそれぞれ算出する。

図４は、ワインドアップ防止制御部１２の構成例を示すブロック図である。このワインドアップ防止制御部１２は、乗算器４０、減算器４１、リミッタ４２及び演算器４３，４４を備えている。乗算器４０は、直流バス電圧ｅ_busを入力し、直流バス電圧ｅ_busに予め設定されたバス電圧利用率ηを乗算し、乗算結果を減算器４１に出力する。

減算器４１は、乗算器４０から乗算結果（バス電圧利用率ηが乗算された直流バス電圧ｅ_bus）を入力すると共に、端子電圧指令ｖ１＊を入力し、バス電圧利用率ηが乗算された直流バス電圧ｅ_busから端子電圧指令ｖ１＊を減算し、バス電圧偏差を求める。そして、減算器４１は、バス電圧偏差をリミッタ４２に出力する。

リミッタ４２は、減算器４１からバス電圧偏差を入力し、バス電圧偏差に対して０から−１までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）のバス電圧偏差εを演算器４３，４４に出力する。具体的には、リミッタ４２は、入力したバス電圧偏差が０以上である場合、リミッタ後のバス電圧偏差ε＝０を出力する。入力したバス電圧偏差が０以上である場合とは、バス電圧利用率ηが乗算された直流バス電圧ｅ_busが端子電圧指令ｖ１＊以上である（ｅ_bus×η≧ｖ１＊）ことを示し、インバータは過変調の状態ではないといえる。

また、リミッタ４２は、入力したバス電圧偏差が０よりも小さく、かつ−１よりも大きい場合、入力したバス電圧偏差をリミッタ後のバス電圧偏差εとしてそのまま出力する。また、リミッタ４２は、入力したバス電圧偏差が−１以下の場合、リミッタ後のバス電圧偏差ε＝−１を出力する。ここで、入力したバス電圧偏差が０よりも小さい場合とは、バス電圧利用率ηが乗算された直流バス電圧ｅ_busが端子電圧指令ｖ１＊よりも小さい（ｅ_bus×η＜ｖ１＊）ことを示し、インバータは過変調の状態であるといえる。

演算器４３は、リミッタ４２からリミッタ後のバス電圧偏差εを入力し、ＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊及びパラメータＰ₀を用いて、Ｋｉｄ＊／（１＋Ｐ₀×ε）の演算を行い、演算結果をＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄとして出力する。ＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊は、電流制御器１３にて使用する積分ゲインの基準値であり、予め設定される。パラメータＰ₀も予め設定される。

演算器４４は、リミッタ４２からリミッタ後のバス電圧偏差εを入力し、ＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｑ＊及びパラメータＰ₁を用いて、Ｋｉｑ＊／（１＋Ｐ₁×ε）の演算を行い、演算結果をＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｑとして出力する。ＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｑ＊は、電流制御器１４にて使用する積分ゲインの基準値であり、予め設定される。パラメータＰ₁も予め設定される。

ここで、制御対象及びその制御状況等によっては、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busと端子電圧指令ｖ１＊との間の関係がｖ１＊＞ｅ_busとなり、直流バス電圧ｅ_busが飽和してしまうことがある。直流バス電圧ｅ_busが飽和するときは、この電流制御器１３，１４による積分制御がワインドアップの状態となる。

このような状態においては、減算器４１により算出されるバス電圧偏差は、０よりも小さく、リミッタ４２により出力されるリミッタ後のバス電圧偏差εも０よりも小さい。したがって、過変調の状態では、演算器４３，４４により算出されるＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑは、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊よりもそれぞれ小さい値となり、０に近くなる（実質的に０となる）。

このように、ワインドアップ防止制御部１２は、過変調でない状態において、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊をそれぞれＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑとして、電流制御器１３，１４に出力する。これにより、電流制御器１３，１４にて、基準値であるＡＣＲ積分ゲイン設定Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊を用いたＰＩ制御が行われる。

一方、ワインドアップ防止制御部１２は、過変調の状態において、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑ＝０を電流制御器１３，１４に出力する。これにより、電流制御器１３，１４にて、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑ＝０のＰ制御が行われるから、積分機能を停止することができ、比例機能にて制御が行われる。この結果、電流制御器１３，１４の出力を維持することができる。つまり、過変調の状態において、電流制御器１３，１４による積分制御がワインドアップの状態となることを防止することができる。

以上のように、実施例１の過変調ＰＷＭインバータ装置１−１によれば、ワインドアップ防止制御部１２は、直流バス電圧ｅ_busにバス電圧利用率ηを乗算した結果が端子電圧指令ｖ１＊よりも小さい場合に（ｅ_bus×η＜ｖ１＊）、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑ＝０を算出する。そして、電流制御器１３，１４は、積分機能を停止し、比例機能によりｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を算出する。

これにより、直流バス電圧ｅ_busが飽和状態にあり、インバータが過変調の状態にある場合、ＡＣＲ可変積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑ＝０とし、電流制御器１３，１４の積分機能を停止することで、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を維持することができる。

したがって、電流制御器１３，１４による積分制御がワインドアップの状態となることを防止し、電流制御器１３，１４により出力されるｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を抑えることができ、端子電圧指令ｖ１＊を小さくすることができる。そして、過変調の状態において、直流バス電圧ｅ_busを端子電圧指令ｖ１＊に抑制する制御を行うことができ、交流電動機２を適切に制御可能な状態とし、図１０に示した過変調ＰＷＭ制御を実現することができる。

つまり、過変調ＰＷＭ制御にて交流電動機２を制御することができ、全体として交流電動機２へ供給する交流電圧の基本波成分を高め、インバータの運転効率を向上させることができる。特に、交流電動機２の高速回転時に過変調ＰＷＭ制御を行うことで、スイッチングロスを低減することができる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例２は、実施例１に加え、過変調ＰＷＭ制御を抑制する例である。つまり、実施例２は、直流バス電圧ｅ_busが飽和するときに、電流制御器の積分要素を小さくして当該電流制御器の出力を維持することで、過変調ＰＷＭ制御を実現することに加え、この過変調ＰＷＭ制御を抑制する。

図２は、実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。この過変調ＰＷＭインバータ装置１−２は、図１に示した過変調ＰＷＭインバータ装置１−１の構成に加え、さらに、過変調抑制部３０及び加算器３１を備えている。

図１に示した実施例１の過変調ＰＷＭインバータ装置１−１と、実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置１−２とを比較すると、両過変調ＰＷＭインバータ装置１−１，１−２は、減算器１０，１１、・・・及びキャリア発生器２６を備えている点で同一である。一方、過変調ＰＷＭインバータ装置１−２は、さらに、過変調抑制部３０及び加算器３１を備えている点で、これらを備えていない過変調ＰＷＭインバータ装置１−１と相違する。図２において、図１と共通する部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

加算器３１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力すると共に、後述する過変調抑制部３０からｄ軸電流補正Δｉｄを入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊にｄ軸電流補正Δｉｄを加算して新たなｄ軸電流指令を求める。そして、加算器３１は、新たなｄ軸電流指令を減算器１０に出力する。

減算器１０は、加算器３１から新たなｄ軸電流指令を入力すると共に、座標変換器１９からｄ軸電流検出値ｉｄを入力し、新たなｄ軸電流指令からｄ軸電流検出値ｉｄを減算してｄ軸電流偏差を求め、ｄ軸電流偏差を電流制御器１３に出力する。

過変調抑制部３０は、インバータの入力電圧である直流バス電圧ｅ_busを入力すると共に、端子電圧指令ｖ１＊を入力する。そして、過変調抑制部３０は、直流バス電圧ｅ_bus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づいて、過変調ＰＷＭ制御を抑制する（過変調を抑制する）ためのｄ軸電流補正Δｉｄを求める。

具体的には、過変調抑制部３０は、ＰＩ制御により、直流バス電圧ｅ_busに過変調率γ（≧１）を乗算した結果と端子電圧指令ｖ１＊との間の過変調バス電圧偏差が０になるようにｄ軸電流補正Δｉｄを算出する。そして、過変調抑制部３０は、ｄ軸電流補正Δｉｄを加算器３１に出力する。

（過変調抑制部３０）
次に、図２に示した過変調抑制部３０について詳細に説明する。図５は、過変調抑制部３０の構成例を示すブロック図である。この過変調抑制部３０は、乗算器５０、減算器５１、制御器５２及びリミッタ５３を備えている。乗算器５０は、直流バス電圧ｅ_busを入力し、直流バス電圧ｅ_busに予め設定された過変調率γを乗算し、乗算結果を減算器５１に出力する。

減算器５１は、乗算器５０から乗算結果（過変調率γが乗算された直流バス電圧ｅ_bus）を入力すると共に、端子電圧指令ｖ１＊を入力し、過変調率γが乗算された直流バス電圧ｅ_busから端子電圧指令ｖ１＊を減算し、過変調バス電圧偏差を求める。そして、減算器５１は、過変調バス電圧偏差を制御器５２に出力する。

制御器５２は、減算器５１から過変調バス電圧偏差を入力し、ＰＩ制御により過変調バス電圧偏差が０になるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の補正値であるｄ軸電流補正を算出する。そして、制御器５２は、ｄ軸電流補正をリミッタ５３に出力する。

リミッタ５３は、制御器５２からｄ軸電流補正を入力し、ｄ軸電流補正に対して０から−１．５までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）のｄ軸電流補正Δｉｄを出力する。つまり、リミッタ５３は、ｄ軸電流補正が０よりも小さい場合に、ｄ軸電流補正を、過変調ＰＷＭ制御を抑制するためのリミッタ後のｄ軸電流補正Δｉｄとして出力する。

具体的には、リミッタ５３は、入力したｄ軸電流補正が０以上である場合、リミッタ後のｄ軸電流補正Δｉｄ＝０を出力する。この場合、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は補正されないから、過変調ＰＷＭ制御は抑制されない。

リミッタ５３は、入力したｄ軸電流補正が０よりも小さく、かつ−１．５よりも大きい場合、入力したｄ軸電流補正をリミッタ後のｄ軸電流補正Δｉｄとしてそのまま出力する。また、リミッタ５３は、入力したｄ軸電流補正が−１．５以下の場合、リミッタ後のｄ軸電流補正Δｉｄ＝−１．５を出力する。この場合、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は補正され、後述するように、過変調ＰＷＭ制御は抑制される。

このように、過変調抑制部３０により算出されたｄ軸電流補正Δｉｄ＝０〜−１．５は、加算器３１に出力され、加算器３１により、ｄ軸電流指令ｉｄ＊にｄ軸電流補正Δｉｄが加算され、ｄ軸電流指令ｉｄ＊以下の新たなｄ軸電流指令が求められる。そして、電流制御器１３が入力するｄ軸電流偏差が小さくなり、電流制御器１３が出力するｄ軸電圧指令も小さくなる。

これにより、座標変換器１７が出力するＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の振幅を小さくすることができる。そして、ＰＷＭ比較器２３，２４，２５が除算器２０，２１，２２から入力するＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の除算結果の振幅も小さくなる。この結果、過変調ＰＷＭ制御が抑制される。

図６は、実施例２において、過変調ＰＷＭ制御が抑制されることを説明する図である。図６において、上側の図は、過変調抑制部３０が機能していない場合の交流電圧指令及びインバータ出力電圧の波形を示し、下側の図は、過変調抑制部３０が機能している場合の交流電圧指令及びインバータ出力電圧の波形を示す。横軸は時間である。交流電圧指令は、座標変換器１７が出力するＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊に対応する。過変調抑制部３０が機能していない場合とは、過変調抑制部３０により出力されるｄ軸電流補正Δｉｄが０であることを示す。

上側の図を参照して、過変調抑制部３０が機能していない状態から機能している状態へ移行すると、前述のとおり、交流電圧指令の振幅は小さくなる（矢印Ａを参照）。そうすると、下の図を参照して、過変調抑制部３０が機能している状態では、交流電圧指令の振幅が小さくなるから、インバータのスイッチング回数は、過変調抑制部３０が機能していない状態に比べ、多くなる。

したがって、上側の図に示す過変調抑制部３０が機能していない場合の過変調率をγ’とし、下側の図に示す過変調抑制部３０が機能している場合の過変調率をγとすると、γ＜γ’となる。この過変調率γが、図５に示した乗算器５０において予め設定されたパラメータに相当する。つまり、過変調抑制部３０により、インバータのスイッチング回数を増やし、過変調率を下げることができ、結果として、過変調ＰＷＭ制御を抑制することができる。

以上のように、実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置１−２によれば、実施例１の過変調ＰＷＭインバータ装置１−１の構成に加え、過変調抑制部３０及び加算器３１を備えるようにした。これにより、実施例１と同様に、電流制御器１３，１４による積分制御がワインドアップの状態となることを防止することができ、過変調ＰＷＭ制御を実現することができる。

また、実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置１−２によれば、過変調抑制部３０は、ＰＩ制御により、直流バス電圧ｅ_busに過変調率γ（≧１）を乗算した結果と端子電圧指令ｖ１＊との間の過変調バス電圧偏差が０になるように、０から−１．５までの範囲のｄ軸電流補正Δｉｄを算出する。そして、加算器３１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流補正Δｉｄを減算し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊以下の新たなｄ軸電流指令を求め、電流制御器１３は、新たなｄ軸電流指令によって、より小さいｄ軸電流偏差を入力して電流制御する。

これにより、電流制御器１３が出力するｄ軸電圧指令が小さくなり、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊等の振幅も小さくなり、ＰＷＭ比較器２３，２４，２５が入力するＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果等の振幅も小さくなる。

したがって、実施例１よりもインバータのスイッチング回数が増えるから、過変調率を下げることができ、予め設定された過変調率γに抑制した過変調ＰＷＭ制御を実現することができる。つまり、過変調ＰＷＭ制御にて交流電動機２を制御することができ、全体として交流電動機２へ供給する交流電圧の基本波成分を、予め設定された過変調率γに対応するように制御することができる。そして、インバータを所望の効率にて運転させることが可能となる。

〔実施例３〕
次に、実施例３について説明する。実施例３は、実施例２に加え、ＰＷＭ交流電圧指令（交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果、交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果、交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果）を過変調率γ以内に制限する例である。つまり、実施例３は、直流バス電圧ｅ_busが飽和するときに、電流制御器の積分要素を小さくして当該電流制御器の出力を維持することで、過変調ＰＷＭ制御を実現し、当該過変調ＰＷＭ制御を抑制する。そして、実施例３では、さらに、ＰＷＭ比較器２３，２４，２５が入力するＰＷＭ交流電圧指令を過変調率γ以内に制限する。

図３は、実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置の構成例を示すブロック図である。この過変調ＰＷＭインバータ装置１−３は、図２に示した過変調ＰＷＭインバータ装置１−２の構成に加え、さらに、リミッタ３２，３３，３４を備えている。

図２に示した実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置１−２と、実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置１−３とを比較すると、両過変調ＰＷＭインバータ装置１−２，１−３は、減算器１０，１１、・・・及び加算器３１を備えている点で同一である。一方、過変調ＰＷＭインバータ装置１−３は、さらに、リミッタ３２，３３，３４を備えている点で、これらを備えていない過変調ＰＷＭインバータ装置１−２と相違する。図３において、図２と共通する部分には図２と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

リミッタ３２は、除算器２０からＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果を入力し、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果に対して＋γ（上限値）から−γ（下限値）までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果をＰＷＭ比較器２３に出力する。γは過変調率である。

具体的には、リミッタ３２は、入力したＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果がγ以上である場合、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果＝＋γを出力する。また、リミッタ３２は、入力したＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果が＋γよりも小さく、かつ−γよりも大きい場合、入力したＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果をリミッタ後のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果としてそのまま出力する。また、リミッタ３２は、入力したＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果が−γ以下の場合、リミッタ後のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊の除算結果＝−γを出力する。

リミッタ３３は、除算器２１からＶ相交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果を入力し、リミッタ３２と同様の処理を行い、リミッタ後のＶ相交流電圧指令Ｖｖ＊の除算結果をＰＷＭ比較器２４に出力する。同様に、リミッタ３４は、除算器２２からＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の除算結果を入力し、リミッタ３２と同様の処理を行い、リミッタ後のＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の除算結果をＰＷＭ比較器２５に出力する。

以上のように、実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置１−３によれば、実施例２の過変調ＰＷＭインバータ装置１−２の構成に加え、リミッタ３２，３３，３４を備えるようにした。これにより、実施例２と同様に、電流制御器１３，１４による積分制御がワインドアップの状態となることを防止して過変調ＰＷＭ制御を実現することができ、また、過変調ＰＷＭ制御を抑制することができる。

また、実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置１−３によれば、リミッタ３２，３３，３４は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊等の除算結果に対して＋γから−γまでの範囲で制限を加え、リミッタ後のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊等の除算結果をＰＷＭ比較器２３，２４，２５に出力する。そして、ＰＷＭ比較器２３，２４，２５は、＋γから−γまでの範囲で制限を加えたリミッタ後のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊等を入力し、キャリアと比較して３相交流のインバータ出力電圧を生成する。

これにより、ＰＷＭ比較器２３，２４，２５が入力するリミッタ後のＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊等の除算結果は、リミッタ３２，３３，３４の制限を受けていない場合に比べ、＋γから−γまでの範囲となるように振幅が小さくなるから、過変調率γ以内に制限された指令となる。

〔シミュレーション結果〕
次に、実施例３の過変調ＰＷＭインバータ装置１−３によるシミュレーション結果について説明する。図７は、実施例３において、過変調率γ＝１．１５４７の過変調ＰＷＭ制御のシミュレーション結果を示すグラフであり、図８は、実施例３において、過変調なしの場合のシミュレーション結果を示すグラフである。これらのシミュレーション結果は、実機を用いて得られたものである。

図７及び図８において、グラフの上から、電気角速度ω１、ｄ軸電流指令（ｉｄ＊＋Δｉｄ）、ｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流指令ｉｑ＊、ｑ軸電流検出値ｉｑ、直流バス電圧ｅ_bus、端子電圧指令ｖ１＊の特性を示しており、横軸は時間である。ｄ軸電流指令（ｉｄ＊＋Δｉｄ）は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊にｄ軸電流補正Δｉｄを加算した指令である。

図７を参照して、電気角速度ω１が高速へ移行した場合、すなわち、交流電動機２が低速回転から高速回転へ移行した場合の特性に着目する。交流電動機２が高速回転しているときに、ｄ軸電流指令（ｉｄ＊＋Δｉｄ）に対してｄ軸電流検出値ｉｄがほぼ追従し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対してｑ軸電流検出値ｉｑもほぼ追従していることがわかる。また、直流バス電圧ｅ_bus及び端子電圧指令ｖ１＊の関係において、これらの間の偏差が大きくなることはなく、端子電圧指令ｖ１＊が制御されていることがわかる。

これは、ワインドアップ防止制御部１２のワインドアップ防止機能により、電流制御器１３，１４の電流制御がＰＩ制御からＰ制御へ移行し、過変調ＰＷＭ制御にて交流電動機２が適切に制御されていることを示している。

図８を参照して、図７と同様に、電気角速度ω１が高速へ移行した場合、すなわち、交流電動機２が低速回転から高速回転へ移行した場合の特性に着目する。交流電動機２が高速回転しているときに、ｄ軸電流指令（ｉｄ＊＋Δｉｄ）及びｑ軸電流指令ｉｑ＊に対し、それぞれｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑが追従していることがわかる。また、直流バス電圧ｅ_bus及び端子電圧指令ｖ１＊の関係において、端子電圧指令ｖ１＊が制御されていることがわかる。

これは、電流制御器１３，１４はＰＩ制御で動作しており、正弦波ＰＷＭ制御にて交流電動機２が適切に制御されていることを示している。

１ 過変調ＰＷＭインバータ装置
２ 交流電動機
１０，１１，１５，４１，５１ 減算器
１２ ワインドアップ防止制御部
１３，１４ 電流制御器
１６，３１ 加算器
１７，１９ 座標変換器
１８ 積分器
２０，２１，２２ 除算器
２３，２４，２５ ＰＷＭ比較器
２６ キャリア発生器
３０ 過変調抑制部
３２，３３，３４，４２，５３ リミッタ
４０，５０ 乗算器
４３ 演算器
５２ 制御器
ｉｄ＊ ｄ軸電流指令
ｉｑ＊ ｑ軸電流指令
ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令
ｖｑ＊ ｑ軸電圧指令
Ｖｕ＊ Ｕ相交流電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相交流電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相交流電圧指令
ｉｕ Ｕ相交流電流検出値
ｉｖ Ｖ相交流電流検出値
ｉｗ Ｗ相交流電流検出値
ｉｄ ｄ軸電流検出値
ｉｑ ｑ軸電流検出値
ω１ 電気角速度
θｅ 電気角
ｅ_bus 直流バス電圧
ｅｃ＾ 逆起電圧同定値
ｖ１＊ 端子電圧指令
Ｋｉｄ，Ｋｉｑ ＡＣＲ可変積分ゲイン
Ｋｉｄ＊，Ｋｉｑ＊ ＡＣＲ積分ゲイン設定
Δｉｄ ｄ軸電流補正
η バス電圧利用率
γ 過変調率
ε リミッタ後のバス電圧偏差
Ｘｄ＾ ｄ軸リアクタンス同定値
Ｘｑ＾ ｑ軸リアクタンス同定値

Claims (5)

1. ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて過変調ＰＷＭ制御を行い、３相交流電圧を交流電動機へ供給する過変調ＰＷＭインバータ装置であって、
   前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御器と、
   前記電流制御器により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する座標変換器と、
   前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調ＰＷＭ制御にて直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果が当該直流バス電圧の指令である端子電圧指令よりも小さい場合に、前記電流制御器にて前記積分制御が停止し前記比例制御が行われるように、前記直流バス電圧の飽和に伴う前記積分制御のワインドアップを防止するための積分ゲインを０に設定するワインドアップ防止制御部と、
   を備えたことを特徴とする過変調ＰＷＭインバータ装置。
2. ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて過変調ＰＷＭ制御を行い、３相交流電圧を交流電動機へ供給する過変調ＰＷＭインバータ装置であって、
   前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、比例制御及び積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御器と、
   前記電流制御器により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する座標変換器と、
   前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調ＰＷＭ制御にて直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果が当該直流バス電圧の指令である端子電圧指令よりも小さい場合に、前記電流制御器における前記積分制御のワインドアップを防止するための積分ゲインを設定するワインドアップ防止制御部と、を備え、
   さらに、前記直流バス電圧に所定値を乗算した結果から前記端子電圧指令を減算して偏差を求め、前記偏差が０になるように補正値を算出し、前記補正値が０よりも小さい場合に、前記補正値を、前記過変調ＰＷＭ制御を抑制するためのｄ軸電流補正として求める過変調抑制部と、
   前記過変調抑制部により求めた前記ｄ軸電流補正に前記ｄ軸電流指令を加算し、新たなｄ軸電流指令を求める加算器と、を備え、
   前記電流制御器は、
   前記加算器により求めた前記新たなｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、前記比例制御及び前記積分制御にて前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように、前記比例制御及び前記積分制御にて前記ｑ軸電圧指令を生成する、ことを特徴とする過変調ＰＷＭインバータ装置。
3. 請求項２に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、
   さらに、前記座標変換器により変換された前記３相交流電圧指令を前記直流バス電圧で除算した結果に対し、予め設定された過変調率をγとし、上限値を＋γ及び下限値を−γとして制限を加え、制限後の３相交流電圧指令を出力するリミッタを備え、
   前記ＰＷＭ比較器は、
   前記リミッタにより出力された前記制限後の３相交流電圧指令に基づいて、前記過変調ＰＷＭ制御にて前記直流バス電圧をスイッチングし前記３相交流電圧を生成する、ことを特徴とする過変調ＰＷＭインバータ装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、
   前記ワインドアップ防止制御部は、
   前記直流バス電圧に予め設定されたバス電圧利用率を乗算する乗算器と、
   前記乗算器による乗算結果から前記端子電圧指令を減算し、バス電圧偏差を求める減算器と、
   前記減算器により求めた前記バス電圧偏差に対し、０から所定のマイナスの値までの範囲で制限を加え、制限後のバス電圧偏差を出力するリミッタと、
   前記リミッタにより出力された前記制限後のバス電圧偏差がマイナスの場合、前記積分制御のワインドアップを防止するための前記積分ゲインを設定する演算器と、
   を備えたことを特徴とする過変調ＰＷＭインバータ装置。
5. 請求項２または３に記載の過変調ＰＷＭインバータ装置において、
   前記過変調抑制部は、
   前記直流バス電圧に予め設定された過変調率を乗算する乗算器と、
   前記乗算器による乗算結果から前記端子電圧指令を減算し、バス電圧偏差を求める減算器と、
   前記減算器により求めた前記バス電圧偏差が０になるように前記補正値を算出する制御器と、
   前記制御器により算出された前記補正値に対し、０から所定のマイナスの値までの範囲で制限を加え、制限後の補正値を前記ｄ軸電流補正として出力するリミッタと、
   を備えたことを特徴とする過変調ＰＷＭインバータ装置。