JP6958320B2 - Wireless communication device - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信装置に関する。 The present invention relates to a wireless communication device.
従来より、電圧制御発振回路を有し、搬送波の信号を生成するＰＬＬ回路と、送信データに基づいて、前記電圧制御発振回路の変調用制御電圧信号入力ノードに対して、変調用制御電圧信号を出力する変調用制御電圧生成回路と、前記電圧制御発振回路の出力信号を増幅するパワーアンプとを含む、送信回路がある。前記変調用制御電圧生成回路は、送信データ出力期間の前の擬似信号出力期間に、擬似制御電圧信号を前記変調用制御電圧信号として出力することを特徴とする（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, a PLL circuit having a voltage control oscillation circuit and generating a carrier signal, and a modulation control voltage signal to a modulation control voltage signal input node of the voltage control oscillation circuit based on transmission data. There is a transmission circuit including a control voltage generation circuit for modulation that outputs and a power amplifier that amplifies the output signal of the voltage control oscillation circuit. The modulation control voltage generation circuit is characterized in that a pseudo control voltage signal is output as the modulation control voltage signal in a pseudo signal output period before the transmission data output period (see, for example, Patent Document 1).
ところで、特許文献１は、アイドリング電流のドリフト特性を有する半導体製のトランジスタで実現される増幅器のゲートに高周波の信号（ＲＦ(Radio Frequency)信号）が入力され、ＲＦ信号による所定以上のストレスがトランジスタにかかると、アイドリング電流がドリフト(変動)することを開示していない。 By the way, in Patent Document 1, a high frequency signal (RF (Radio Frequency) signal) is input to the gate of an amplifier realized by a transistor made of a semiconductor having an idling current drift characteristic, and the transistor is stressed by a predetermined value or more due to the RF signal. It does not disclose that the idling current drifts (fluctuations) when it is applied.
ここで、アイドリング電流のドリフト特性を有する半導体製のトランジスタでは、ゲートにＤＣ(Direct Current)電圧に加えて、出力が比較的小さいＲＦ信号が入力されている状態では、アイドリング電流のドリフト特性は生じない。 Here, in a semiconductor transistor having an idling current drift characteristic, an idling current drift characteristic occurs when an RF signal having a relatively small output is input to the gate in addition to a DC (Direct Current) voltage. No.
一方、ゲートにＤＣ電圧に加えて入力されるＲＦ信号の出力が比較的大きくなり、トランジスタにＲＦ信号による所定以上のストレスがかかっている状態では、ドレイン電流の中心値は、トランジスタにＲＦ信号による所定以上のストレスがかかっていない状態におけるドレイン電流の中心値に比べて低下する。これがアイドリング電流のドリフト現象である。 On the other hand, when the output of the RF signal input to the gate in addition to the DC voltage is relatively large and the transistor is under stress of a predetermined value or more due to the RF signal, the center value of the drain current depends on the RF signal to the transistor. It is lower than the center value of the drain current when no stress more than a predetermined value is applied. This is the idling current drift phenomenon.
このようにアイドリング電流が変動すると、増幅器の利得（ゲイン）が変動するため、例えば、携帯電話の基地局のように、増幅器と歪補償回路とを組み合わせて利用する装置において、歪補償の性能劣化や演算の複雑化というような問題点が生じる。 When the idling current fluctuates in this way, the gain of the amplifier fluctuates. Therefore, in a device such as a base station of a mobile phone that uses an amplifier and a distortion compensation circuit in combination, the performance of distortion compensation deteriorates. And problems such as complicated calculation occur.
そこで、高周波電力の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置を提供することを目的とする。 Therefore, it is an object of the present invention to provide a wireless communication device that reduces the influence of fluctuations in idling current during transmission of high-frequency power.
本発明の実施の形態の無線通信装置は、所定期間おきに繰り返し設けられる送信期間に高周波の送信信号を送信するアンテナと、高周波の入力信号に対するアイドリング電流のドリフト特性を有するトランジスタで実現され、前記送信信号を増幅する増幅器と、前記アンテナ及び前記増幅器を接続する第１状態と、前記アンテナ及び前記増幅器を接続しない第２状態とを切り替えるスイッチであって、前記送信期間に前記第１状態になり、前記送信期間以外の期間に前記第２状態になるスイッチと、前記増幅器に前記送信信号を入力する送信信号処理部と、前記増幅器と前記送信信号処理部との間、又は、前記増幅器と前記スイッチとの間に設けられ、前記増幅器の増幅特性の非線形性を補償する歪補償回路と、前記送信期間における前記トランジスタのアイドリング電流の変動量が所定量以下になるように、前記送信期間と、前記送信期間以外の期間のうちの少なくとも一部の第１期間とにおいて、前記送信信号処理部に前記送信信号を前記増幅器に入力させる制御部とを含む。
The wireless communication device according to the embodiment of the present invention is realized by an antenna that transmits a high-frequency transmission signal during a transmission period that is repeatedly provided at predetermined intervals and a transistor that has an idling current drift characteristic with respect to the high-frequency input signal. A switch that switches between an amplifier that amplifies a transmission signal, a first state in which the antenna and the amplifier are connected, and a second state in which the antenna and the amplifier are not connected, and is in the first state during the transmission period. A switch that enters the second state during a period other than the transmission period, a transmission signal processing unit that inputs the transmission signal to the amplifier, and between the amplifier and the transmission signal processing unit, or between the amplifier and the amplifier. A distortion compensation circuit provided between the switch and compensating for the non-linearity of the amplification characteristics of the amplifier, and the transmission period and the transmission period so that the fluctuation amount of the idling current of the transistor during the transmission period is equal to or less than a predetermined amount. In the first period of at least a part of the period other than the transmission period, the transmission signal processing unit includes a control unit that causes the transmission signal to be input to the amplifier.
高周波電力の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置を提供することができる。 It is possible to provide a wireless communication device that reduces the influence of fluctuations in idling current during transmission of high-frequency power.
以下、本発明の無線通信装置を適用した実施の形態について説明する。 Hereinafter, embodiments to which the wireless communication device of the present invention is applied will be described.
＜実施の形態＞
図１は、実施の形態の無線通信装置１００の構成を示す図である。無線通信装置１００は、送信用の増幅器１１０（以下、増幅器１１０）、歪補償回路１１５、受信用の増幅器１２０（以下、増幅器１２０）、スイッチ１３０、制御回路１４０、ＢＰＦ(Band Pass Filter)１５０、アンテナ１６０、送信信号処理部１７０、及び受信信号処理部１８０を含む。
<Embodiment>
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a
無線通信装置１００は、一例として、携帯電話等の通信網に含まれる基地局として用いられる無線通信装置であり、ＴＤＤ(Time Division Duplex：時分割複信／時分割双方向伝送)方式で切り替えて用いられる増幅器１１０及び１２０を含む。
The
増幅器１１０は、送信用の増幅器であり、アイドリング電流のドリフト特性を有する半導体製のトランジスタで実現される増幅器である。増幅器１１０は、第１増幅器の一例である。増幅器１１０は、入力端子１１１と出力端子１１２を有する。増幅器１１０の外部では、入力端子１１１は、歪補償回路１１５を介して送信信号処理部１７０に接続され、出力端子１１２は、スイッチ１３０の端子１３１に接続される。
The
増幅器１１０は、一例として、ＧａＮ（窒化ガリウム）製の半導体素子であり、より具体的には、ＧａＮ−ＨＥＭＴ(High Electron Mobility Transistor:高電子移動度トランジスタ)である。増幅器１１０の内部では、入力端子１１１は、ＧａＮ−ＨＥＭＴのゲートに接続され、出力端子１１２は、ＧａＮ−ＨＥＭＴのドレインに接続される。
The
増幅器１１０として用いられるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート及びドレインには、所定のＤＣ(Direct Current)電圧（固定値）が常に印加される。ゲート電圧は、ゲートにＲＦ信号が入力していない状態におけるアイドリング電流が所定の電流値（例えば、６００ｍＡ）になるような所定電圧値に設定される。なお、ＧａＮ−ＨＥＭＴのソースは接地されている。
A predetermined DC (Direct Current) voltage (fixed value) is always applied to the gate and drain of the GaN-HEMT used as the
増幅器１１０は、送信信号処理部１７０から歪補償回路１１５を経て送信信号が入力されると、増幅して出力する。送信信号は、スイッチ１３０及びＢＰＦ１５０を経てアンテナ１６０から送信（放射）される。送信信号は、送信データを含む信号である。送信信号は、高周波の信号（ＲＦ(Radio Frequency)信号）である。なお、ＲＦ信号の周波数は、一例として、３．５ＧＨｚ以上である。
When a transmission signal is input from the transmission
歪補償回路１１５は、送信信号処理部１７０と増幅器１１０との間に設けられ、増幅器１１０の増幅特性の非線形性を補償するために設けられている。増幅器１１０の増幅特性の非線形性は、増幅後の送信信号に歪みをもたらす。歪補償回路１１５は、増幅器１１０の出力信号が歪補償回路１１５の入力信号に対して線形な特性になるように、増幅器１１０の出力に基づくフィードバック制御を行うことにより、増幅器１１０の入力信号に予め非線形性を与えるプリディストーション方式の補償回路である。
The
歪補償回路１１５が入力信号に与える非線形性は、増幅器１１０が入力信号に与える非線形性を相殺する関係にあるため、増幅器１１０の出力信号は、歪補償回路１１５の入力信号に対して線形な特性を有する。すなわち、増幅器１１０で増幅されて出力される送信信号は、送信信号処理部１７０から出力される送信信号に対して線形な特性を有する。
Since the non-linearity given to the input signal by the
増幅器１２０は、受信用の増幅器であり、入力端子１２１と出力端子１２２を有する。入力端子１２１は、スイッチ１３０の端子１３２に接続され、出力端子１２２は、受信信号処理部１８０に接続される。増幅器１２０は、第２増幅器の一例である。
The
増幅器１２０は、アイドリング電流のドリフト特性を有さない半導体製のトランジスタであればよく、例えば、シリコン系の半導体素子によって実現される。入力端子１２１は、半導体素子のゲートに接続され、出力端子１２２は、半導体素子のドレインに接続され、ソースは接地される。増幅器１２０は、アンテナ１６０で受信され、ＢＰＦ１５０及びスイッチ１３０を経て入力される受信信号を増幅して受信信号処理部１８０に出力する。受信信号は、受信データを含む信号である。
The
スイッチ１３０は、３端子型の切替スイッチであり、端子１３１、１３２、１３３を有する。端子１３１は、増幅器１１０の出力端子１１２に接続されており、端子１３２は増幅器１２０の入力端子１２１に接続されており、端子１３３はＢＰＦ１５０の端子１５１に接続されている。
The
スイッチ１３０は、端子１３３の接続先を端子１３１及び端子１３２のいずれか一方に切り替える。このようなスイッチ１３０としては、ＳＰＤＴ(Single-Pole Double-Throw)スイッチを用いることができる。スイッチ１３０の切り替えは、制御回路１４０によって行われる。端子１３１と端子１３３を接続した状態は、第１状態の一例であり、端子１３２と端子１３３を接続した状態は、第２状態の一例である。
The
制御回路１４０は、無線通信装置１００で利用する各種タイミングを計り、指令等を出力する制御部である。制御回路１４０は、１又は複数のコンピュータを含むコンピュータシステムによって実現される。制御回路１４０は、制御部の一例である。
The
制御回路１４０は、スイッチ１３０の切り替えのタイミングを計り、時分割方式でスイッチ１３０の端子１３３の接続先を端子１３１及び１３２のいずれか一方に切り替え、増幅器１１０及び１２０のいずれか一方をＢＰＦ１５０及びアンテナ１６０に接続する。
The
また、制御回路１４０は、送信信号処理部１７０に送信信号を出力させ、受信期間には受信信号処理部１８０に受信信号を処理させる。制御回路１４０によるスイッチ１３０の切り替えのタイミングと、制御回路１４０が送信信号処理部１７０に送信信号を出力させる期間とについては、図５、６、８、９、１２のタイミングチャートを用いて説明する。
Further, the
ＢＰＦ１５０は、無線通信装置１００の送信信号及び受信信号に応じた所定の通過帯域を有する濾波器である。ＢＰＦ１５０は、端子１５１及び１５２を有する。端子１５１は、スイッチ１３０の端子１３３に接続されており、端子１５２は、アンテナ１６０に接続されている。
The
アンテナ１６０は、基地局として用いられる無線通信装置１００が通信する帯域に合わせた形式のアンテナである。無線通信装置１００は、上り（送信）と下り（受信）で同一の周波数を利用するため、アンテナ１６０は、送信及び受信で利用する周波数に対応した形式のアンテナであればよい。
The
送信信号処理部１７０は、制御回路１４０から送信信号出力指令が入力されると、送信信号を出力する。送信信号はＲＦ信号であり、データが含まれているときは、振幅が変調された信号であり、データが含まれていないときは振幅が一定の信号である。送信信号処理部１７０は、ベースバンド処理を行う機能を有する。
The transmission
受信信号処理部１８０は、受信期間に制御回路１４０から処理指令が入力されると、増幅器１２０が増幅した受信信号を処理する。受信信号処理部１８０は、ベースバンド処理を行う機能を有する。
When a processing command is input from the
図２は、増幅器１１０として用いるトランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流の関係を示す図である。増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴは、ゲートに所定電圧（ＤＣ電圧）に加えてＲＦ信号が入力され、ＲＦ信号による所定以上のストレスがかかると、ゲート電圧に対するドレイン電流の関係が変化する。
FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the drain current and the gate voltage of the transistor used as the
増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧に対するドレイン電流の特性は、ゲートにＤＣ電圧に加えて、出力が比較的小さいＲＦ信号が入力されている状態では、実線で示す特性になる。ゲート電圧がＶｇ０のときのドレイン電流Ｉｄｑ０は、ＧａＮ−ＨＥＭＴにＲＦ信号による所定以上のストレスがかかっていない状態におけるアイドリング電流である。
The characteristics of the drain current with respect to the gate voltage of the GaN-HEMT used as the
また、増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧に対するドレイン電流の特性は、ゲートにＤＣ電圧に加えて入力されるＲＦ信号の出力が比較的大きくなり、トランジスタにＲＦ信号による所定以上のストレスがかかっている状態では、破線で示す特性になる。ゲート電圧がＶｇ０のときのドレイン電流ＩｄｑＬは、ＧａＮ−ＨＥＭＴにＲＦ信号による所定以上のストレスがかかっていない状態のアイドリング電流Ｉｄｑ０よりも低下する。これがアイドリング電流Ｉｄｑのドリフト現象である。
Further, the characteristic of the drain current with respect to the gate voltage of the GaN-HEMT used as the
このようなアイドリング電流のドリフト現象は、ゲート電極直下に位置する半導体層のトラップ準位に電子が捕獲される等のＧａＮ−ＨＥＭＴの内部での変化に起因すると考えられている。 It is considered that such an idling current drift phenomenon is caused by a change inside the GaN-HEMT such that electrons are trapped at the trap level of the semiconductor layer located directly under the gate electrode.
アイドリング電流のドリフト現象が生じていない場合に、ゲートに入力信号を印加すると、ドレイン電流（出力電流）の利得は、実線で示すように大きくなる。一方、アイドリング電流のドリフト現象が生じていなる場合に、ゲートに入力信号を印加すると、ドレイン電流（出力電流）の利得は、破線で示すように小さくなる。 When an input signal is applied to the gate when the idling current drift phenomenon does not occur, the gain of the drain current (output current) becomes large as shown by the solid line. On the other hand, when an input signal is applied to the gate when the idling current drift phenomenon occurs, the gain of the drain current (output current) becomes small as shown by the broken line.
このように、アイドリング電流のドリフト現象が生じると、出力電流の利得が大きく変換するため、無線通信装置１００がＲＦ信号を送信する際の動作に大きな影響が生じうる。
When the idling current drift phenomenon occurs in this way, the gain of the output current is greatly converted, which may greatly affect the operation when the
そこで、実施の形態では、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供する。
Therefore, in the embodiment, the
無線通信装置１００では、取り扱うＲＦ信号の出力が比較的大きいため、増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲートにＲＦ信号が入力される際には、アイドリング電流がドリフト現象によって低下しない場合は考えず、ドリフト現象によって低下するものとして考える。
Since the output of the RF signal handled by the
このため、以下では、増幅器１１０にＲＦ信号が入力され、増幅器１１０が増幅したＲＦ信号を出力している場合（ＲＦ信号の出力が有る場合）と、増幅器１１０にＲＦ信号が入力されておらず、増幅器１１０がＲＦ信号を出力していない場合（ＲＦ信号の出力が無い場合）とについて説明する。
Therefore, in the following, when the RF signal is input to the
図３は、増幅器１１０のＲＦ信号の出力の有無と、増幅器１１０のアイドリング電流の特性との関係を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the presence / absence of an RF signal output of the
増幅器１１０は、送信信号処理部１７０から送信信号（ＲＦ信号）が入力されると、増幅したＲＦ信号を出力する。増幅器１１０のゲートにＲＦ信号が入力されることは、増幅器１１０にＲＦ帯の送信信号が入力されることである。
When the transmission signal (RF signal) is input from the transmission
時刻ｔ１でＲＦ信号の出力が有りになる前の無しの状態では、アイドリング電流Ｉｄｑの値は、Ｉｄｑ０である。時刻ｔ１においてＲＦ信号の出力が有りになると、アイドリング電流Ｉｄｑは、Ｉｄｑ０よりも低下する。このときのアイドリング電流Ｉｄｑの下がり方は、最初に急激に下がり、徐々に下がり方が緩やかになる非線形的な下がり方である。アイドリング電流Ｉｄｑは、下がりきると、ＩｄｑＬになる。例えば、アイドリング電流Ｉｄｑが６００ｍＡの場合に、アイドリング電流ＩｄｑＬは、２００ｍＡ程度である。 The value of the idling current Idq is Idq0 in the state without the output of the RF signal at time t1. When the RF signal is output at time t1, the idling current Idq is lower than that of Idq0. At this time, the idling current Idq decreases sharply at first, and then gradually decreases gradually, which is a non-linear decrease. When the idling current Idq is completely lowered, it becomes IdqL. For example, when the idling current Idq is 600 mA, the idling current IdqL is about 200 mA.
また、時刻ｔ２でＲＦ信号の出力が無しになっても、アイドリング電流Ｉｄｑは、すぐにはＩｄｑ０のレベルには回復せず、緩やかに非線形的に増大する。ここでは、このようなＲＦ信号の入力に伴うアイドリング電流Ｉｄｑの低下及び回復の遅れ等の現象をアイドリング電流Ｉｄｑのドリフト（ドリフト現象）と称す。ＲＦ信号の出力が無くなってから、アイドリング電流ＩｄｑがＩｄｑ０まで回復するには、１分以上掛かることもある。なお、一例として、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間は、５ｍｓ（ミリ秒）である。また、電流が回復する時定数は、一例として、１ｍｓである。 Further, even if the output of the RF signal disappears at time t2, the idling current Idq does not immediately recover to the level of Idq0, but gradually increases non-linearly. Here, a phenomenon such as a decrease in the idling current Idq and a delay in recovery due to the input of the RF signal is referred to as a drift (drift phenomenon) of the idling current Idq. It may take one minute or more for the idling current Idq to recover to Idq0 after the output of the RF signal is lost. As an example, the time from time t1 to time t2 is 5 ms (milliseconds). The time constant for recovering the current is, for example, 1 ms.
図４は、増幅器１１０のＲＦ信号の出力の有無と、アイドリング電流Ｉｄｑの時間変化特性を示す。図４には、約５周期にわたって増幅器１１０へのＲＦ信号の出力の有無を切り替える場合のアイドリング電流Ｉｄｑを示す。図４に示すように、ＲＦ信号の出力の有無を繰り返し行うと、アイドリング電流Ｉｄｑのドリフト現象が繰り返し発生する。
FIG. 4 shows the presence / absence of an RF signal output of the
ところで、受信期間から送信期間に切り替わる際に、アイドリング電流Ｉｄｑがドリフトすると、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償が適切に行われなくなる。
By the way, if the idling current Idq drifts when switching from the reception period to the transmission period, the
すなわち、図４に示すように増幅器１１０のＲＦ信号の出力の有無が切り替わる場合には、受信期間から送信期間に切り替わった直後のグレーで示す期間において、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償が適切に行われなくなる。
That is, when the presence / absence of the output of the RF signal of the
実施の形態の無線通信装置１００は、このようなアイドリング電流Ｉｄｑのドリフトによる影響を抑制するために、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動を低減する。
The
なお、受信用の増幅器１２０は、アイドリング電流Ｉｄｑのドリフト現象が生じず、また、受信系の回路には歪補償回路１１５は含まれないため、上述のような問題は生じない。
Since the receiving
以下、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減するための制御回路１４０によるスイッチ１３０の切り替え方法について説明する。
Hereinafter, a method of switching the
図５は、第１実施例におけるデータ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示すタイミングチャートである。
FIG. 5 is a timing chart showing on / off of data transmission, the connection state of the
データ送信のオン／オフは、無線通信装置１００が送信信号を送信する送信期間であるかどうかを表す。データ送信がオンであることは、送信期間であることを表す。データ送信がオフであることは、送信期間ではないことを表す。なお、送信期間ではない期間は、受信期間及びデッドタイムである。受信期間及びデッドタイムは、所定期間の一例である。送信期間は、所定期間毎に繰り返される。
The on / off of data transmission indicates whether or not the
スイッチ１３０の接続状態は、送信状態と受信状態のいずれであるかを表す。スイッチ１３０が送信状態であることは、制御回路１４０によって、スイッチ１３０の端子１３３が端子１３１に接続されていることを表す。すなわち、増幅器１１０がスイッチ１３０及びＢＰＦ１５０を介してアンテナ１６０に接続されていることを表す。
The connection state of the
スイッチ１３０が受信状態であることは、制御回路１４０によって、スイッチ１３０の端子１３３が端子１３２に接続されていることを表す。すなわち、増幅器１２０がスイッチ１３０及びＢＰＦ１５０を介してアンテナ１６０に接続されていることを表す。換言すれば、増幅器１１０は、アンテナ１６０に接続されていないことを表す。
The fact that the
ＲＦ信号の出力が有ることは、増幅器１１０のＧａＮ−ＨＥＭＴのゲートにＲＦ信号が入力されていることを表す。ＲＦ信号の出力が無いことは、増幅器１１０のＧａＮ−ＨＥＭＴのゲートにＲＦ信号が入力されていないことを表す。
The presence of the RF signal output indicates that the RF signal is input to the gate of the GaN-HEMT of the
図５に示すように、データ送信がオンのときは、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされ、データ送信がオフのときは、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。なお、データ送信がオフのときは、送信期間ではない期間であり、厳密には受信期間の他にデッドタイムがあるが、デッドタイムは受信期間に比べて非常に短いため、ここでは、データ送信がオン／オフと、スイッチ１３０の接続状態の送信状態／受信状態とが同期しているものとして説明する。
As shown in FIG. 5, when the data transmission is on, the connection state of the
第１実施例では、時刻ｔ１１で最初にデータ送信をオンにする際に、ＲＦ信号の出力が有りになり、その後、有りの状態に保持する。ＲＦ信号の出力は、無線通信装置１００が送信信号の送信処理を終えるまで（例えば、無線通信装置１００の電源がオフにされるまで）有りの状態に保持される。
In the first embodiment, when the data transmission is first turned on at time t11, the RF signal is output and then held in the present state. The output of the RF signal is held in the existing state until the
このように、ＲＦ信号の出力を有りの状態に保持すれば、アイドリング電流Ｉｄｑは、時刻ｔ１２でＩｄｑＬに下がりきった後は、ＩｄｑＬで一定値になる。 In this way, if the output of the RF signal is held in a certain state, the idling current Idq becomes a constant value at IdqL after falling to IdqL at time t12.
このように、アイドリング電流Ｉｄｑを一定値に保持できるため、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償を適切に行うことができる。
In this way, since the idling current Idq can be held at a constant value, the
従って、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供することができる。なお、時刻ｔ１１でＲＦ信号の出力を有りにしてからアイドリング電流Ｉｄｑが時刻ｔ１２でＩｄｑＬに下がりきるまでに要する時間を時間Ｔ１とする。
Therefore, it is possible to provide the
図６は、第２実施例におけるデータ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示すタイミングチャートである。図６には、図５と同様に、データ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態（送信状態又は受信状態）、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示す。
FIG. 6 is a timing chart showing on / off of data transmission, the connection state of the
図６に示すように、データ送信がオンのときは、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされ、データ送信がオフのときは、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。これは、図５と同様である。
As shown in FIG. 6, when the data transmission is on, the connection state of the
より具体的には、時刻ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５、ｔ２７、ｔ２９でデータ送信がオンにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされる。また、時刻ｔ２２、ｔ２４、ｔ２６、ｔ２８、ｔ３０でデータ送信がオフにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。
More specifically, data transmission is turned on at time t21, t23, t25, t27, and t29, and the connection state of the
第２実施例では、ＲＦ信号の出力については、時刻ｔ２１で最初にデータ送信をオンにするときに、ＲＦ信号の出力を有りにし、時刻ｔ２２でデータ送信をオフにするときに、ＲＦ信号の出力を無しにする。 In the second embodiment, regarding the output of the RF signal, when the data transmission is first turned on at time t21, the RF signal output is turned on, and when the data transmission is turned off at time t22, the RF signal is output. Turn off the output.
また、時刻ｔ２３で２回目にデータ送信をオンにする前の時刻ｔ２２ＡにおいてＲＦ信号の出力を有りにし、その後、時刻ｔ２４まで有りの状態に保持する。時刻ｔ２４において、ＲＦ信号の出力を無しにする。 Further, the RF signal is output at time t22A before the second data transmission is turned on at time t23, and then the RF signal is held in the present state until time t24. At time t24, the output of the RF signal is turned off.
次に、時刻ｔ２５でデータ送信をオンにする前の時刻ｔ２４ＡにおいてＲＦ信号の出力を有りにし、その後、時刻ｔ２６まで有りの状態に保持する。時刻ｔ２６において、ＲＦ信号の出力を無しにする。 Next, the output of the RF signal is turned on at time t24A before the data transmission is turned on at time t25, and then the output of the RF signal is held until time t26. At time t26, the RF signal output is turned off.
以降も同様にＲＦ信号の出力の有無を切り替え、時刻ｔ２９でデータ送信をオンにする前の時刻ｔ２８ＡにおいてＲＦ信号の出力を有りにし、その後、時刻ｔ３０まで有りの状態に保持する。時刻ｔ３０において、ＲＦ信号の出力を無しにする。 After that, the presence / absence of the RF signal output is similarly switched, the RF signal output is made available at the time t28A before the data transmission is turned on at the time t29, and then the RF signal output is held in the present state until the time t30. At time t30, the output of the RF signal is turned off.
送信信号処理部１７０は、制御回路１４０から入力される送信信号出力指令に基づいて、上述のようなＲＦ信号の出力の有無の切り替え処理を無線通信装置１００が送信信号の送信処理を終えるまで（例えば、無線通信装置１００の電源がオフにされるまで）繰り返し実行する。
Based on the transmission signal output command input from the
このように、実施例２では、データ送信をオンにする前の所定のタイミング（時刻ｔ２２Ａ、ｔ２４Ａ、ｔ２６Ａ、ｔ２８Ａ）でＲＦ信号の出力を予め有りにしておき、データ送信をオフにするときまで有りの状態に保持する。データ送信をオンにする前の所定のタイミングは、データ送信をオンにするタイミング（時刻ｔ２３、ｔ２５、ｔ２７、ｔ２９）よりも、時間Ｔ１（図５参照）だけ早いタイミングである。 As described above, in the second embodiment, the RF signal output is set in advance at a predetermined timing (time t22A, t24A, t26A, t28A) before the data transmission is turned on, and the data transmission is turned off. Hold in the presence state. The predetermined timing before turning on the data transmission is a timing earlier than the timing for turning on the data transmission (time t23, t25, t27, t29) by time T1 (see FIG. 5).
このため、データ送信を２回目以降にオンにするタイミング（時刻ｔ２３、ｔ２５、ｔ２７、ｔ２９）では、アイドリング電流Ｉｄｑは、ＩｄｑＬに下がりきっている。従って、データ送信を２回目以降にオンにするタイミング（時刻ｔ２３、ｔ２５、ｔ２７、ｔ２９）から、データ送信を２回目以降にオフにするタイミング（時刻ｔ２４、ｔ２６、ｔ２８、ｔ３０）までの各送信期間では、アイドリング電流Ｉｄｑは、ＩｄｑＬで一定値になる。 Therefore, at the timing (time t23, t25, t27, t29) when the data transmission is turned on after the second time, the idling current Idq has dropped to IdqL. Therefore, each transmission from the timing of turning on the data transmission after the second time (time t23, t25, t27, t29) to the timing of turning off the data transmission after the second time (time t24, t26, t28, t30). During the period, the idling current Idq becomes a constant value at IdqL.
このように、各送信期間においてアイドリング電流Ｉｄｑを一定値に保持できるため、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償を適切に行うことができる。
As described above, since the idling current Idq can be maintained at a constant value in each transmission period, the
従って、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供することができる。
Therefore, it is possible to provide the
なお、受信期間において、時刻ｔ２２Ａ、ｔ２４Ａ、ｔ２６Ａ、ｔ２８Ａからそれぞれ時刻ｔ２３、ｔ２５、ｔ２７、ｔ２９までの間にＲＦ信号の出力を有りにする期間は、第１期間の一例である。 In the reception period, the period during which the RF signal is output between the times t22A, t24A, t26A, and t28A and the times t23, t25, t27, and t29, respectively, is an example of the first period.
図７は、第３実施例の増幅器１１０のアイドリング電流Ｉｄｑの特性を示す図である。図７に示すアイドリング電流Ｉｄｑは、時刻ｔ２でＲＦ信号の出力が無しにされた後におけるアイドリング電流Ｉｄｑの回復が図３に示す特性よりも緩やかである。図３に示す時刻ｔ２以降に回復しているアイドリング電流Ｉｄｑの時定数が１ｍｓであるのに対して、時定数が約５ｍｓの場合には、実施例３のスイッチ１３０の切り替え方法を適用することが有効的である。
FIG. 7 is a diagram showing the characteristics of the idling current Idq of the
図８は、第３実施例におけるデータ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示すタイミングチャートである。図８には、図５と同様に、データ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態（送信状態又は受信状態）、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示す。
FIG. 8 is a timing chart showing on / off of data transmission, the connection state of the
図８に示すように、データ送信がオンのときは、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされ、データ送信がオフのときは、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。これは、図５と同様である。
As shown in FIG. 8, when the data transmission is on, the connection state of the
より具体的には、時刻ｔ３１、ｔ３３、ｔ３５、ｔ３７、ｔ３９でデータ送信がオンにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされる。また、時刻ｔ３２、ｔ３４、ｔ３６、ｔ３８、ｔ４０でデータ送信がオフにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。
More specifically, data transmission is turned on at time t31, t33, t35, t37, and t39, and the connection state of the
第３実施例では、ＲＦ信号の出力については、データ送信をオンにするときに、ＲＦ信号の出力を有りにし、データ送信をオフにするときに、ＲＦ信号の出力を無しにせず、第１所定時間が経過した時点でオフにする。第１所定時間は、受信期間の約半分である。 In the third embodiment, regarding the output of the RF signal, when the data transmission is turned on, the RF signal output is enabled, and when the data transmission is turned off, the RF signal output is not turned off. Turns off when the specified time has passed. The first predetermined time is about half of the reception period.
このため、ＲＦ信号の出力は、時刻ｔ３１、ｔ３３、ｔ３５、ｔ３７、ｔ３９でオンにされ、時刻ｔ３２Ａ、ｔ３４Ａ、ｔ３６Ａ、ｔ３８Ａ、ｔ４０Ａにおいてオフにされる。時刻ｔ３２Ａ、ｔ３４Ａ、ｔ３６Ａ、ｔ３８Ａ、ｔ４０Ａは、それぞれ、時刻ｔ３２、ｔ３４、ｔ３６、ｔ３８、ｔ４０よりも上述した第１所定時間だけ後の時刻である。 Therefore, the output of the RF signal is turned on at times t31, t33, t35, t37, t39 and turned off at times t32A, t34A, t36A, t38A, t40A. The times t32A, t34A, t36A, t38A, and t40A are times after the above-mentioned first predetermined time, respectively, after the times t32, t34, t36, t38, and t40.
このように、データ送信をオフにした後の第１所定時間の間も引き続きＲＦ信号の出力を有りに保持すれば、時刻ｔ３２Ａ、ｔ３４Ａ、ｔ３６Ａ、ｔ３８Ａ、ｔ４０ＡでＲＦ信号の出力が無しにされた後に、次にＲＦ信号の出力が有りにされるまでの間にアイドリング電流Ｉｄｑが回復する割合が少ない状態にできる。 In this way, if the RF signal output is kept present even during the first predetermined time after the data transmission is turned off, the RF signal output is eliminated at the times t32A, t34A, t36A, t38A, and t40A. After that, the rate at which the idling current Idq recovers is small until the next output of the RF signal is made available.
このため、２回目以降にＲＦ信号の出力を有りにする際には、アイドリング電流Ｉｄｑの値は非常に小さく、ＲＦ信号の出力を有りにすることによって、直ちにアイドリング電流Ｉｄｑを略ＩｄｑＬにすることができる。 Therefore, when the output of the RF signal is made available from the second time onward, the value of the idling current Idq is very small, and by making the output of the RF signal available, the idling current Idq is immediately set to approximately IdqL. Can be done.
すなわち、制御回路１４０がこのような制御を繰り返すことにより、アイドリング電流Ｉｄｑは、変動幅が非常に小さい状態になり、ＩｄｑＬに近い値に保持される。このときに、アイドリング電流Ｉｄｑの変動幅がアイドリング電流Ｉｄｑの１０％以下に収まるように、データ送信をオフにした後の第１所定時間を設定することが好ましい。
That is, when the
以上のように、２回目以降の送信期間では、アイドリング電流Ｉｄｑの変動幅をアイドリング電流Ｉｄｑの１０％以下に収まる程度に低減し、略一定の値に保持できるため、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償を適切に行うことができる。
As described above, in the second and subsequent transmission periods, the fluctuation range of the idling current Idq is reduced to within 10% or less of the idling current Idq and can be maintained at a substantially constant value. Therefore, the
従って、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供することができる。
Therefore, it is possible to provide the
なお、受信期間において、時刻ｔ３２、ｔ３４、ｔ３６、ｔ３８、ｔ４０からそれぞれ時刻ｔ３２Ａ、ｔ３４Ａ、ｔ３６Ａ、ｔ３８Ａ、ｔ４０Ａまでの間にＲＦ信号の出力を有りにする期間は、第１期間の一例である。 In the reception period, the period during which the RF signal is output between the times t32, t34, t36, t38, and t40 and the times t32A, t34A, t36A, t38A, and t40A, respectively, is an example of the first period. ..
図９は、第４実施例におけるデータ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示すタイミングチャートである。図９には、図５と同様に、データ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態（送信状態又は受信状態）、ＲＦ信号の出力の有無、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示す。
FIG. 9 is a timing chart showing the on / off of data transmission, the connection state of the
図９に示すように、データ送信がオンのときは、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされ、データ送信がオフのときは、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。これは、図５と同様である。
As shown in FIG. 9, when the data transmission is on, the connection state of the
より具体的には、時刻ｔ４１、ｔ４３、ｔ４５、ｔ４７、ｔ４９でデータ送信がオンにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされる。また、時刻ｔ４２、ｔ４４、ｔ４６、ｔ４８、ｔ５０でデータ送信がオフにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。
More specifically, data transmission is turned on at times t41, t43, t45, t47, and t49, and the connection state of the
第４実施例では、ＲＦ信号の出力については、送信期間に加えて、受信期間の中央において第２所定時間だけ有りにされる。 In the fourth embodiment, the output of the RF signal is provided for a second predetermined time at the center of the reception period in addition to the transmission period.
このため、ＲＦ信号の出力は、送信期間においては、時刻ｔ４１、ｔ４３、ｔ４５、ｔ４７、ｔ４９で有りにされ、時刻ｔ４２、ｔ４４、ｔ４６、ｔ４８、ｔ５０において無しにされる。 Therefore, the output of the RF signal is enabled at times t41, t43, t45, t47, and t49 during the transmission period, and is eliminated at times t42, t44, t46, t48, and t50.
また、受信期間においては、ＲＦ信号の出力は、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０Ａで有りにされ、時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０Ｂにおいて無しにされる。 Further, during the reception period, the output of the RF signal is enabled at times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A, and is disabled at times t42B, t44B, t46B, t48B, and t50B.
受信期間が５ｍｓである場合に、一例として、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０Ａは、それぞれ、ｔ４２、ｔ４４、ｔ４６、ｔ４８、ｔ５０よりも２ｍｓ後の時刻である。 When the reception period is 5 ms, as an example, the times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A are times 2 ms after t42, t44, t46, t48, and t50, respectively.
また、時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０Ｂは、それぞれ、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０Ａよりも１ｍｓ後の時刻である。また、時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０Ｂよりも後の受信期間は、それぞれ、２ｍｓである。 Further, the times t42B, t44B, t46B, t48B, and t50B are times 1 ms later than the times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A, respectively. The reception period after the times t42B, t44B, t46B, t48B, and t50B is 2 ms, respectively.
時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０Ａから、それぞれ、時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０Ｂまでの１ｍｓの時間は、上述した第２所定時間である。 The 1 ms time from the time t42A, t44A, t46A, t48A, t50A to the time t42B, t44B, t46B, t48B, t50B, respectively, is the second predetermined time described above.
このように、送信期間の終わりのタイミングでＲＦ信号の出力を無しにした後の受信期間の中央において、第２所定時間だけＲＦ信号の出力を有りにすれば、時刻ｔ４２、ｔ４４、ｔ４６、ｔ４８、ｔ５０でＲＦ信号の出力が無しにされた後に、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０ＡでＲＦ信号の出力が有りにされるまでの間にアイドリング電流Ｉｄｑが回復する割合が少ない状態にできる。 In this way, if the RF signal is output for the second predetermined time at the center of the reception period after the RF signal output is turned off at the end of the transmission period, the time t42, t44, t46, t48 , After the RF signal output is turned off at t50, the idling current Idq can be reduced to a small rate before the RF signal output is turned on at times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A. ..
そして、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０ＡでＲＦ信号の出力が有りにされた１ｍｓ後の時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０ＢにＲＦ信号の出力を再び無しにする。 Then, the RF signal output is turned off again at the times t42B, t44B, t46B, t48B, and t50B 1 ms after the RF signal output is made available at the times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A.
このため、受信期間が始まってアイドリング電流Ｉｄｑの回復量が少ない間に、第２所定時間だけＲＦ信号の出力を再び有りにすることによって、受信期間の中央においてアイドリング電流Ｉｄｑを低減し、略ＩｄｑＬまで低下させることができる。 Therefore, while the reception period starts and the amount of recovery of the idling current Idq is small, the output of the RF signal is made available again for the second predetermined time to reduce the idling current Idq in the center of the reception period, and the idling current Idq is approximately IdqL. Can be reduced to.
このようにして、受信期間におけるアイドリング電流Ｉｄｑの変動を小さく抑えることができ、時刻ｔ４３で２回目以降の送信期間にＲＦ信号の出力を有りにする際には、アイドリング電流Ｉｄｑの値が非常に小さい状態にすることができる。 In this way, the fluctuation of the idling current Idq during the reception period can be suppressed to a small value, and when the RF signal is output during the second and subsequent transmission periods at time t43, the value of the idling current Idq becomes very high. It can be made smaller.
すなわち、制御回路１４０がこのような制御を繰り返すことにより、アイドリング電流Ｉｄｑは、変動幅が非常に小さい状態になり、ＩｄｑＬに近い値に保持される。このときに、アイドリング電流Ｉｄｑの変動幅がアイドリング電流Ｉｄｑの１０％以下に収まるように、データ送信をオフにした後の第２所定時間を設定することが好ましい。
That is, when the
以上のように、２回目以降の送信期間では、アイドリング電流Ｉｄｑの変動幅をアイドリング電流Ｉｄｑの１０％以下に収まる程度に低減し、略一定の値に保持できるため、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償を適切に行うことができる。
As described above, in the second and subsequent transmission periods, the fluctuation range of the idling current Idq is reduced to within 10% or less of the idling current Idq and can be maintained at a substantially constant value. Therefore, the
従って、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供することができる。
Therefore, it is possible to provide the
なお、受信期間において、時刻ｔ４２Ａ、ｔ４４Ａ、ｔ４６Ａ、ｔ４８Ａ、ｔ５０Ａからそれぞれ時刻ｔ４２Ｂ、ｔ４４Ｂ、ｔ４６Ｂ、ｔ４８Ｂ、ｔ５０Ｂまでの間にＲＦ信号の出力を有りにする期間は、第１期間の一例である。 In the reception period, the period in which the RF signal is output between the times t42A, t44A, t46A, t48A, and t50A and the times t42B, t44B, t46B, t48B, and t50B, respectively, is an example of the first period. ..
図１０は、実施例５の無線通信装置１００Ｍ１を示す図である。図１０（Ａ）には無線通信装置１００Ｍ１を示し、図１０（Ｂ）には低消費電力回路１９５の内部構成を示す。
FIG. 10 is a diagram showing the wireless communication device 100M1 of the fifth embodiment. FIG. 10A shows the wireless communication device 100M1, and FIG. 10B shows the internal configuration of the low
無線通信装置１００Ｍ１は、図１に示す無線通信装置１００の増幅器１１０とスイッチ１３０との間にスイッチ１３０Ｍ１を設け、制御回路１４０の代わりに制御回路１４０Ｍ１を含み、スイッチ１３０Ｍ１に接続される低消費電力回路１９５を追加した構成を有する。その他の構成は、図１に示す無線通信装置１００と同様であり、ＲＦ信号の出力を有りにする期間は、実施例１と同様である（図５参照）。
The wireless communication device 100M1 is provided with a switch 130M1 between the
スイッチ１３０Ｍ１は、端子１３１Ｍ１、１３２Ｍ１、１３３Ｍ１を有する。端子１３１Ｍ１は、増幅器１１０の出力端子１１２に接続され、端子１３２Ｍ１は、低消費電力回路１９５に接続され、端子１３３Ｍ１は、スイッチ１３０の端子１３１に接続される。スイッチ１３０Ｍ１は、端子１３１Ｍ１の接続先を端子１３２Ｍ１又は端子１３３Ｍ１に切り替える。スイッチ１３０Ｍ１の切り替えは、制御回路１４０Ｍ１によって行われる。
The switch 130M1 has terminals 131M1, 132M1, 133M1. The terminal 131M1 is connected to the
制御回路１４０Ｍ１は、スイッチ１３０Ｍ１の切り替えの処理が追加された点が図１に示す制御回路１４０と異なる。その他は同様である。制御回路１４０Ｍ１は、送信期間には端子１３１Ｍ１を端子１３３Ｍ１に接続する。すなわち、増幅器１１０がスイッチ１３０、ＢＰＦ１５０を介してアンテナ１６０に接続される。
The control circuit 140M1 is different from the
また、制御回路１４０Ｍ１は、受信期間には端子１３１Ｍ１を端子１３２Ｍ１に接続する。すなわち、増幅器１１０が低消費電力回路１９５に接続される。
Further, the control circuit 140M1 connects the terminal 131M1 to the terminal 132M1 during the reception period. That is, the
低消費電力回路１９５は、図１の無線通信装置１００の受信期間において増幅器１１０がＢＰＦ１５０及びアンテナ１６０から切り離された状態よりも、電力消費が少なくなるように、インピーダンスを調整した回路である。
The low
低消費電力回路１９５は、一例として、図１０（Ｂ）に示すように、端子１３２Ｍ１に接続されるＬ字型の線路１９５Ａの途中から分岐するスタブ１９５Ｂを有する。このような低消費電力回路１９５は、例えば、銅製の金属パターンで作製することができる。
As an example, the low
Ｌ字型の線路１９５Ａは、端部１９５Ａ１と端部１９５Ａ２との間でＬ字型の形状を有する導電線路であり、端部１９５Ａ１は、スイッチ１３０Ｍ１の端子１３２Ｍ１に接続される。端部１９５Ａ１と端部１９５Ａ２の長さは、ＲＦ信号の共振が生じないような長さ（電気長）に設定されている。
The L-shaped
また、線路１９５Ａの途中から分岐するスタブ１９５Ｂは、線路１９５Ａを伝送されるＲＦ信号に反射を生じさせることにより、電力が減衰するようにしている。なお、端部１９５Ａ１からスタブ１９５Ｂの先端までの長さ、及び、端部１９５Ａ２からスタブ１９５Ｂの先端までの長さは、ともにＲＦ信号の共振が生じないような長さ（電気長）に設定されている。
Further, the stub 195B branching from the middle of the
無線通信装置１００は、受信期間にも送信信号処理部１７０からＲＦ信号が出力される。低消費電力回路１９５は、受信期間に送信信号処理部１７０から出力されて増幅器１１０によって増幅されたＲＦ信号を減衰させることにより、図１の無線通信装置１００の受信期間において増幅器１１０がＢＰＦ１５０及びアンテナ１６０から切り離された状態（ハイインピーダンス（Ｈｉ−Ｚ）の状態）よりも、電力消費が少なくなるようにする。
The
このような低消費電力回路１９５を用いることにより、受信期間における送信信号処理部１７０の電力消費を低減することができる。なお、ＲＦ信号の出力を有りにする期間は、実施例１に限らず、実施例２乃至４のいずれの手法によるものであってもよい。
By using such a low
図１１は、実施例６の無線通信装置１００Ｍ２を示す図である。図１１において、図１に示す無線通信装置１００と同様の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
FIG. 11 is a diagram showing the wireless communication device 100M2 of the sixth embodiment. In FIG. 11, the same components as those of the
無線通信装置１００Ｍ２は、増幅器１１０Ｍ２、歪補償回路１１５、増幅器１２０、スイッチ１３０、制御回路１４０Ｍ２、ＢＰＦ１５０、アンテナ１６０、送信信号処理部１７０、受信信号処理部１８０、及びゲート電圧制御部１９０を含む。無線通信装置１００Ｍ２は、図１に示す無線通信装置１００の増幅器１１０及び制御回路１４０の代わりに増幅器１１０Ｍ２及び制御回路１４０Ｍ２をそれぞれ含み、ゲート電圧制御部１９０を追加した構成を有する。
The wireless communication device 100M2 includes an amplifier 110M2, a
増幅器１１０Ｍ２は、ゲート電圧を調整できる増幅器である点が増幅器１１０（図４参照）と異なる。ゲート電圧は、ゲート電圧制御部１９０によって切り替えられる。その他は、増幅器１１０と同様である。
The amplifier 110M2 differs from the amplifier 110 (see FIG. 4) in that it is an amplifier capable of adjusting the gate voltage. The gate voltage is switched by the gate
制御回路１４０Ｍ２は、スイッチ１３０の端子１３３の接続先を端子１３１及び１３２のいずれか一方に切り替える処理と、送信信号処理部１７０に送信信号を出力させ、受信期間には受信信号処理部１８０に受信信号を処理させるとに加えて、ゲート電圧制御部１９０を駆動するタイミングを制御する処理を行う。
The control circuit 140M2 performs a process of switching the connection destination of the
ゲート電圧制御部１９０は、増幅器１１０のＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧を制御する。ゲート電圧制御部１９０は、制御回路１４０Ｍ２から切り替え指令が入力されると、増幅器１１０のゲート電圧をＶｇ１からＶｇ２へ、又は、Ｖｇ２からＶｇ１へと切り替える処理を行う。
The gate
ゲート電圧Ｖｇ１は、アイドリング電流がＩｄｑ０になるゲート電圧であり、ゲート電圧Ｖｇ２よりも大きい。換言すれば、ゲート電圧Ｖｇ２は、ゲート電圧Ｖｇ１よりも小さい。ゲート電圧Ｖｇ２は、ゲート電圧がＶｇ１のときのアイドリング電流Ｉｄｑ０よりも低いアイドリング電流ＩｄｑＬ１を一定値に保持できるゲート電圧である。なお、具体的には、図１２に示すタイミングチャートの通りに切り替えられる。 The gate voltage Vg1 is a gate voltage at which the idling current becomes Idq0, and is larger than the gate voltage Vg2. In other words, the gate voltage Vg2 is smaller than the gate voltage Vg1. The gate voltage Vg2 is a gate voltage capable of holding an idling current IdqL1 lower than the idling current Idq0 when the gate voltage is Vg1 at a constant value. Specifically, the switching is performed according to the timing chart shown in FIG.
図１２は、第６実施例による制御回路１４０によるスイッチ１３０の切り替え方法と、ゲート電圧制御部１９０の駆動方法を示すタイミングチャートである。図１２には、データ送信のオン／オフ、スイッチ１３０の接続状態（送信状態又は受信状態）、ＲＦ信号の出力の有無、ゲート電圧、及びアイドリング電流Ｉｄｑの時間変化を示す。
FIG. 12 is a timing chart showing a method of switching the
ゲート電圧は、ゲート電圧制御部１９０が増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲートに出力する電圧を示す。
The gate voltage indicates a voltage output to the gate of the GaN-HEMT used by the gate
図１２に示すように、データ送信がオンのときは、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされ、データ送信がオフのときは、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。これは、図５と同様である。
As shown in FIG. 12, when the data transmission is on, the connection state of the
より具体的には、時刻ｔ６１、ｔ６３、ｔ６５、ｔ６７、ｔ６９でデータ送信がオンにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が送信状態にされる。また、時刻ｔ６２、ｔ６４、ｔ６６、ｔ６８、ｔ７０でデータ送信がオフにされるとともに、スイッチ１３０の接続状態が受信状態にされる。
More specifically, data transmission is turned on at time t61, t63, t65, t67, and t69, and the connection state of the
第６実施例では、ＲＦ信号の出力については、第１実施例と同様に、時刻ｔ６１で最初に有りにした後は、有りの状態に保持する。ＲＦ信号の出力は、無線通信装置１００が送信信号の送信処理を終えるまで（例えば、無線通信装置１００の電源がオフにされるまで）有りに保持される。
In the sixth embodiment, the output of the RF signal is held in the present state after being first present at time t61, as in the first embodiment. The output of the RF signal is held until the
また、ゲート電圧制御部１９０は、制御回路１４０Ｍ２から入力される切り替え指令に応じて、増幅器１１０として用いるＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧を制御する。より具体的には、ゲート電圧制御部１９０は、送信期間にはゲート電圧をＶｇ１に設定し、受信期間にはゲート電圧をＶｇ２に設定する。ゲート電圧Ｖｇ２は、ゲート電圧Ｖｇ１よりも小さい。
Further, the gate
このように、ゲート電圧を制御すると、アイドリング電流Ｉｄｑは、送信期間ではＩｄｑ０になり、受信期間ではＩｄｑＬ１になり、送信期間において一定値になる。 When the gate voltage is controlled in this way, the idling current Idq becomes Idq0 in the transmission period, IdqL1 in the reception period, and becomes a constant value in the transmission period.
このように、アイドリング電流Ｉｄｑを一定値に保持できるため、歪補償回路１１５による増幅器１１０の出力電流の歪みの補償を適切に行うことができる。
In this way, since the idling current Idq can be held at a constant value, the
従って、ＲＦ信号の送信時におけるアイドリング電流の変動の影響を低減した無線通信装置１００を提供することができる。
Therefore, it is possible to provide the
なお、実施例６では、時刻ｔ６１でＲＦ信号の出力を有りにした後は、有りの状態に保持する形態について説明したが、実施例２乃至５におけるＲＦ信号の出力のように、受信期間のうちの第１期間においてのみＲＦ信号の出力を有りにしてもよい。 In Example 6, after the RF signal is output at time t61, it is held in the present state. However, as in the RF signal output in Examples 2 to 5, the reception period The RF signal may be output only during the first period of the period.
また、以上では、アイドリング電流のドリフト特性を有する半導体製のトランジスタで実現される増幅器１１０がＧａＮ−ＨＥＭＴによって実現される形態について説明したが、アイドリング電流のドリフト特性を有するのであれば、ＧａＮ−ＨＥＭＴ以外であってもよい。
Further, in the above, the form in which the
例えば、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）又はインジウムアルミナイト（ＩｎＡｌＮ）製のトランジスタであってもよい。 For example, it may be a transistor made of gallium oxide (Ga 2 O 3 ) or indium aluminite (InAlN).
また、以上では、歪補償回路１１５が増幅器１１０とスイッチ１３０との間に設けられる形態について説明したが、歪補償回路１１５は、増幅器１１０と送信信号処理部１７０との間に設けられてもよい。
Further, although the mode in which the
以上、本発明の例示的な実施の形態の無線通信装置について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。 Although the wireless communication device according to the exemplary embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the specifically disclosed embodiments and does not deviate from the scope of claims. , Various modifications and changes are possible.
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
所定期間おきに繰り返し設けられる送信期間に高周波の送信信号を送信するアンテナと、
高周波の入力信号に対するアイドリング電流のドリフト特性を有するトランジスタで実現され、前記送信信号を増幅する増幅器と、
前記アンテナ及び前記増幅器を接続する第１状態と、前記アンテナ及び前記増幅器を接続しない第２状態とを切り替えるスイッチであって、前記送信期間に前記第１状態になり、前記送信期間以外の期間に前記第２状態になるスイッチと、
前記増幅器に前記送信信号を入力する送信信号処理部と、
前記送信期間における前記トランジスタのアイドリング電流の変動量が所定量以下になるように、前記送信期間と、前記送信期間以外の期間のうちの少なくとも一部の第１期間とにおいて、前記送信信号処理部に前記送信信号を前記増幅器に入力させる制御部と
を含む、無線通信装置。
（付記２）
前記第１期間は、前記所定期間に等しい、付記１記載の無線通信装置。
（付記３）
前記第１期間は、当該第１期間を含む所定期間の直前にある送信期間に連続する期間、又は、当該第１期間を含む所定期間の直後にある送信期間に連続する期間である、付記１記載の無線通信装置。
（付記４）
当該第１期間を含む所定期間の直前にある送信期間と、当該第１期間を含む所定期間の直後にある送信期間との間に所定の間隔をおいた期間である、付記１記載の無線通信装置。
（付記５）
前記増幅器のトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御部をさらに含み、
前記ゲート電圧制御部は、
前記送信期間に、前記ゲート電圧を第１ゲート電圧に設定して前記増幅器のトランジスタのアイドリング電流を第１アイドリング電流に設定し、
前記送信期間以外の期間に、前記ゲート電圧を前記第１ゲート電圧よりも低い第２ゲート電圧に設定して前記増幅器のトランジスタのアイドリング電流を前記第１アイドリング電流よりも低い第２アイドリング電流に設定する、付記１乃至４のいずれか一項記載の無線通信装置。
（付記６）
受信信号を処理する受信信号処理回路をさらに含み、
前記アンテナは、前記所定期間に含まれる受信期間に受信信号を受信するアンテナであり、
前記スイッチの前記第２状態は、前記アンテナと前記受信信号処理回路とを接続する状態である、付記１乃至５のいずれか一項記載の無線通信装置。
（付記７）
前記増幅器と前記送信信号処理部との間、又は、前記増幅器と前記スイッチとの間に設けられる、歪補償回路をさらに含む、付記１乃至６のいずれか一項記載の無線通信装置。
（付記８）
前記制御部は、前記送信期間に前記スイッチを前記第１状態に切り替え、前記送信期間以外の期間に前記スイッチを前記第２状態に切り替える、付記１乃至７のいずれか一項記載の無線通信装置。
The following additional notes will be further disclosed with respect to the above embodiments.
(Appendix 1)
An antenna that transmits a high-frequency transmission signal during a transmission period that is repeatedly provided at regular intervals,
An amplifier realized by a transistor having an idling current drift characteristic with respect to a high-frequency input signal and amplifying the transmission signal,
A switch that switches between a first state in which the antenna and the amplifier are connected and a second state in which the antenna and the amplifier are not connected. The switch in the second state and
A transmission signal processing unit that inputs the transmission signal to the amplifier, and
The transmission signal processing unit is used in the transmission period and at least a part of the first period other than the transmission period so that the fluctuation amount of the idling current of the transistor in the transmission period is equal to or less than a predetermined amount. A wireless communication device including a control unit for inputting the transmission signal to the amplifier.
(Appendix 2)
The wireless communication device according to Appendix 1, wherein the first period is equal to the predetermined period.
(Appendix 3)
The first period is a period continuous with the transmission period immediately before the predetermined period including the first period, or a period continuous with the transmission period immediately after the predetermined period including the first period. The wireless communication device described.
(Appendix 4)
The wireless communication according to Appendix 1, which is a period in which a predetermined interval is provided between a transmission period immediately before the predetermined period including the first period and a transmission period immediately after the predetermined period including the first period. Device.
(Appendix 5)
It further includes a gate voltage control unit that controls the gate voltage of the transistor of the amplifier.
The gate voltage control unit
During the transmission period, the gate voltage is set to the first gate voltage, and the idling current of the transistor of the amplifier is set to the first idling current.
During a period other than the transmission period, the gate voltage is set to a second gate voltage lower than the first gate voltage, and the idling current of the transistor of the amplifier is set to a second idling current lower than the first idling current. The wireless communication device according to any one of Supplementary note 1 to 4.
(Appendix 6)
It further includes a received signal processing circuit that processes the received signal.
The antenna is an antenna that receives a received signal during a reception period included in the predetermined period.
The wireless communication device according to any one of Supplementary note 1 to 5, wherein the second state of the switch is a state of connecting the antenna and the received signal processing circuit.
(Appendix 7)
The wireless communication device according to any one of Supplementary note 1 to 6, further comprising a distortion compensation circuit provided between the amplifier and the transmission signal processing unit or between the amplifier and the switch.
(Appendix 8)
The wireless communication device according to any one of Supplementary note 1 to 7, wherein the control unit switches the switch to the first state during the transmission period and switches the switch to the second state during a period other than the transmission period. ..
１００、１００Ｍ１、１００Ｍ２ 無線通信装置
１１０、１１０Ｍ２ 増幅器
１１５ 歪補償回路
１２０ 受信用の増幅器
１３０、１３０Ｍ１ スイッチ
１４０、１４０Ｍ１、１４０Ｍ２ 制御回路
１５０ ＢＰＦ
１６０ アンテナ
１７０ 送信信号処理部
１８０ 受信信号処理部
１９０ ゲート電圧制御部
１９５ 低消費電力回路
100, 100M1, 100M2
Claims (6)
高周波の入力信号に対するアイドリング電流のドリフト特性を有するトランジスタで実現され、前記送信信号を増幅する増幅器と、
前記アンテナ及び前記増幅器を接続する第１状態と、前記アンテナ及び前記増幅器を接続しない第２状態とを切り替えるスイッチであって、前記送信期間に前記第１状態になり、前記送信期間以外の期間に前記第２状態になるスイッチと、
前記増幅器に前記送信信号を入力する送信信号処理部と、
前記増幅器と前記送信信号処理部との間、又は、前記増幅器と前記スイッチとの間に設けられ、前記増幅器の増幅特性の非線形性を補償する歪補償回路と、
前記送信期間における前記トランジスタのアイドリング電流の変動量が所定量以下になるように、前記送信期間と、前記送信期間以外の期間のうちの少なくとも一部の第１期間とにおいて、前記送信信号処理部に前記送信信号を前記増幅器に入力させる制御部と
を含む、無線通信装置。 An antenna that transmits a high-frequency transmission signal during a transmission period that is repeatedly provided at regular intervals,
An amplifier realized by a transistor having an idling current drift characteristic with respect to a high-frequency input signal and amplifying the transmission signal,
A switch that switches between a first state in which the antenna and the amplifier are connected and a second state in which the antenna and the amplifier are not connected. The switch in the second state and
A transmission signal processing unit that inputs the transmission signal to the amplifier, and
A distortion compensation circuit provided between the amplifier and the transmission signal processing unit or between the amplifier and the switch to compensate for the non-linearity of the amplification characteristics of the amplifier.
The transmission signal processing unit is used in the transmission period and at least a part of the first period other than the transmission period so that the fluctuation amount of the idling current of the transistor in the transmission period is equal to or less than a predetermined amount. A wireless communication device including a control unit for inputting the transmission signal to the amplifier.
前記ゲート電圧制御部は、
前記送信期間に、前記ゲート電圧を第１ゲート電圧に設定して前記増幅器のトランジスタのアイドリング電流を第１アイドリング電流に設定し、
前記送信期間以外の期間に、前記ゲート電圧を前記第１ゲート電圧よりも低い第２ゲート電圧に設定して前記増幅器のトランジスタのアイドリング電流を前記第１アイドリング電流よりも低い第２アイドリング電流に設定する、請求項１乃至４のいずれか一項記載の無線通信装置。 It further includes a gate voltage control unit that controls the gate voltage of the transistor of the amplifier.
The gate voltage control unit
During the transmission period, the gate voltage is set to the first gate voltage, and the idling current of the transistor of the amplifier is set to the first idling current.
During a period other than the transmission period, the gate voltage is set to a second gate voltage lower than the first gate voltage, and the idling current of the transistor of the amplifier is set to a second idling current lower than the first idling current. The wireless communication device according to any one of claims 1 to 4.
前記アンテナは、前記所定期間に含まれる受信期間に受信信号を受信するアンテナであり、
前記スイッチの前記第２状態は、前記アンテナと前記受信信号処理回路とを接続する状態である、請求項１乃至５のいずれか一項記載の無線通信装置。 It further includes a received signal processing circuit that processes the received signal.
The antenna is an antenna that receives a received signal during a reception period included in the predetermined period.
The wireless communication device according to any one of claims 1 to 5, wherein the second state of the switch is a state of connecting the antenna and the received signal processing circuit.
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