JP6999529B2

JP6999529B2 - Solar power system

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Publication number: JP6999529B2
Application number: JP2018181133A
Authority: JP
Inventors: 正二羽田
Original assignee: NTN Corp
Current assignee: NTN Corp
Priority date: 2018-04-25
Filing date: 2018-09-27
Publication date: 2022-01-18
Anticipated expiration: 2038-09-27
Also published as: JP2019195248A

Description

本発明は、複数の太陽電池ストリングを含む太陽光発電システムに関する。 The present invention relates to a photovoltaic system comprising a plurality of solar cell strings.

太陽光発電システムは、通常複数の太陽電池ストリングを含む。一般に、太陽電池ストリングは直列接続された複数の太陽電池モジュールを含んでいる。
直流給電システムでは、複数の太陽電池ストリングは逆流防止ダイオードを介して直流バスに並列に接続される。逆流防止ダイオードは、直流バスから各太陽電池ストリングに電流が逆流することを防ぐ。
また、交流給電システムでも、同様に、複数の太陽電池ストリングは逆流防止ダイオードを介して並列に接続される。そして、逆流防止ダイオードを通過した直流電力はインバータによって交流電力に変換され、交流電力が交流バスに供給される。 Photovoltaic systems typically include multiple solar cell strings. In general, a solar cell string comprises a plurality of solar cell modules connected in series.
In a DC feeding system, a plurality of solar cell strings are connected in parallel to a DC bus via a backflow prevention diode. The backflow prevention diode prevents current from flowing back from the DC bus to each solar cell string.
Similarly, in an AC power supply system, a plurality of solar cell strings are connected in parallel via a backflow prevention diode. Then, the DC power that has passed through the backflow prevention diode is converted into AC power by the inverter, and the AC power is supplied to the AC bus.

直流バスや交流バスに接続されている負荷装置の消費電力は、一般に時々刻々と変動する。負荷装置で消費される電力が減少し、太陽光発電システムによって出力される電力が負荷装置で消費される電力を超えた場合、直流バスや交流バスの電圧が上昇し、負荷装置が異常動作したり、破壊されたりするおそれがある。
また、季節や時間帯によって日差しの強さは変わる。日差しの強さが変動すると、太陽電池の出力は変動する。 The power consumption of a load device connected to a DC bus or an AC bus generally fluctuates from moment to moment. If the power consumed by the load device decreases and the power output by the solar power generation system exceeds the power consumed by the load device, the voltage of the DC bus or AC bus rises and the load device operates abnormally. Or it may be destroyed.
In addition, the intensity of sunlight changes depending on the season and time of day. When the intensity of sunlight fluctuates, the output of the solar cell fluctuates.

本発明の目的は、複数の太陽電池ストリングの出力を負荷装置等の消費電力や日差しの強さに応じて調節することができる太陽光発電システムを提供することである。 An object of the present invention is to provide a photovoltaic power generation system capable of adjusting the output of a plurality of solar cell strings according to the power consumption of a load device or the like and the intensity of sunlight.

上記目的を達成するために、本発明の太陽光発電システムは、
電圧が、基準電位である第１の電源ラインと
電圧が、前記基準電位に対して高電位の直流電圧である第２の電源ラインと、
前記第２の電源ラインに電圧を出力する複数の太陽電池ストリングと、
前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以下であるときに前記第２の電源ラインにおける電圧の低下に応じて増加し、当該電圧の上昇に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である最初のＰＷＭ信号を出力し、順次前段のＰＷＭ信号が所定のデューティ比以上であるときに前記第２の電源ラインにおける電圧の低下に応じて増加し、当該電圧の上昇に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である各ＰＷＭ信号を出力する制御部と、
前記各太陽電池ストリングの出力と前記第２の電源ラインとの間にそれぞれ設置されており、前記制御部によって生成された各ＰＷＭ信号によって個々に開閉が制御される複数のスイッチと、
を備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, the photovoltaic power generation system of the present invention
A first power supply line whose voltage is a reference potential and a second power supply line whose voltage is a DC voltage having a high potential with respect to the reference potential.
A plurality of solar cell strings that output a voltage to the second power supply line, and
A pulse wave having a duty ratio that increases as the voltage in the second power supply line decreases and decreases as the voltage increases when the voltage of the second power supply line is equal to or lower than a predetermined voltage. The first PWM signal is output, and when the PWM signal in the previous stage is sequentially equal to or higher than the predetermined duty ratio, the duty ratio increases as the voltage in the second power supply line decreases and decreases as the voltage increases. A control unit that outputs each PWM signal that is a pulse wave having
A plurality of switches that are installed between the output of each solar cell string and the second power supply line and whose opening and closing are individually controlled by each PWM signal generated by the control unit.
It is characterized by having.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記制御部が、
前記第２の電源ラインの電圧が低下すると上昇し、前記第２の電源ラインの電圧が上昇すると低下するモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成部と、
前記モニタ電圧生成部によって生成されるモニタ電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて最初の制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該最初の制御電圧を低下させ、順次前段の制御電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて各制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該各制御電圧を低下させる制御電圧生成部と、
前記制御電圧生成部から出力される各制御電圧に応じたデューティ比を有する前記各ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を含む、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
The control unit
A monitor voltage generator that generates a monitor voltage that rises when the voltage of the second power supply line drops and falls when the voltage of the second power supply line rises.
When the monitor voltage generated by the monitor voltage generator is equal to or higher than a predetermined voltage, the first control voltage is increased in response to the increase in the monitor voltage, and the initial control voltage is increased in response to the decrease in the monitor voltage. Control voltage generation that decreases, sequentially increases each control voltage according to the increase in the monitor voltage when the control voltage in the previous stage is equal to or higher than a predetermined voltage, and decreases each control voltage according to the decrease in the monitor voltage. Department and
A PWM signal generation unit that generates each PWM signal having a duty ratio corresponding to each control voltage output from the control voltage generation unit.
including,
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
１つ以上の前記太陽電池ストリングが出力する電圧を、前記第２の電源ラインの電圧より高く、かつ前記第２の電源ラインの電圧との差が一定である電圧に変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを含み、当該変換された電圧を出力する定電圧電源を備え、
前記制御部が、前記定電圧電源が出力する電圧と前記第２の電源ラインの電圧との差である電圧によって動作する、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
An isolated DC / that converts the voltage output by one or more solar cell strings into a voltage that is higher than the voltage of the second power supply line and has a constant difference from the voltage of the second power supply line. It includes a DC converter and is equipped with a constant voltage power supply that outputs the converted voltage.
The control unit operates by a voltage that is the difference between the voltage output by the constant voltage power supply and the voltage of the second power supply line.
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記制御部が、前記定電圧電源が電圧を出力し始めてから所定の時間が経過するまで前記モニタ電圧生成部によって出力されるモニタ電圧を低下させるスロースタート部を含むことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
The control unit includes a slow start unit that lowers the monitor voltage output by the monitor voltage generation unit until a predetermined time elapses from the start of the constant voltage power supply to output the voltage.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記制御電圧生成部が、
エミッタフォロワであるＮＰＮバイポーラトランジスタを含み、当該ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに前記モニタ電圧生成部によって生成されたモニタ電圧が入力され、エミッタにモニタ電圧が生じるモニタ電圧強化回路と、
ベースに調整電圧が入力され、コレクタに前記各制御電圧が生じるＰＮＰバイポーラトランジスタを含む複数段の制御電圧生成回路であって、１段目の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前記モニタ電圧強化回路に含まれるＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタに生じるモニタ電圧が入力され、２段目以降の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前段の制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタに生じる制御電圧が入力される制御電圧生成回路と、
前記モニタ電圧強化回路に含まれるＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタに生じるモニタ電圧の変動に応じて前記各制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、前記調整電圧を生成するベース電圧調整回路と、
を備える、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
The control voltage generation unit
A monitor voltage strengthening circuit that includes an NPN bipolar transistor that is an emitter follower, a monitor voltage generated by the monitor voltage generator is input to the base of the NPN bipolar transistor, and a monitor voltage is generated at the emitter.
It is a multi-stage control voltage generation circuit including a PNP bipolar transistor in which an adjustment voltage is input to the base and each control voltage is generated in the collector, and is used as an emitter of the PNP bipolar transistor included in the control voltage generation circuit in the first stage. Is input to the monitor voltage generated in the emitter of the NPN bipolar transistor included in the monitor voltage strengthening circuit, and is included in the control voltage generation circuit in the previous stage in the emitter of the PNP bipolar transistor included in the control voltage generation circuit in the second and subsequent stages. A control voltage generation circuit that inputs the control voltage generated in the collector of the PNP bipolar transistor,
The above-mentioned so that the emitter and collector of the PNP bipolar transistor included in each control voltage generation circuit become conductive or non-conducting according to the fluctuation of the monitor voltage generated in the emitter of the NPN bipolar transistor included in the monitor voltage strengthening circuit. The base voltage adjustment circuit that generates the adjustment voltage, and
To prepare
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記ＰＷＭ信号生成部が、
三角波電圧を出力する三角波生成回路と、
前記制御電圧生成部から出力される前記各制御電圧を個々に前記三角波電圧と比較し、前記各制御電圧が前記三角波電圧より高いときに前記各スイッチが閉じるレベルとなり、前記各制御電圧が前記三角波電圧より低いときに前記各スイッチが開くレベルとなる前記ＰＷＭ信号を出力する複数のコンパレータと、
を備える、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
The PWM signal generation unit
A triangle wave generation circuit that outputs a triangle wave voltage and
Each of the control voltages output from the control voltage generation unit is individually compared with the triangular wave voltage, and when the control voltage is higher than the triangular wave voltage, the switches are closed, and the control voltage is the triangular wave. A plurality of comparators that output the PWM signal, which is the level at which each switch opens when the voltage is lower than the voltage.
To prepare
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記各スイッチが、ＮＭＯＳトランジスタを含み、前記各ＰＷＭ信号が当該ＮＭＯＳトランジスタのゲートに入力されることを特徴とする。
好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、前記各スイッチが、前記ＮＭＯＳトランジスタに直列接続されたリアクトルを有することを特徴とする Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
Each of the switches includes an IGMP transistor, and each PWM signal is input to the gate of the nanotube transistor.
Preferably, the photovoltaic system of the present invention is characterized in that each of the switches has a reactor connected in series with the NOTE transistor.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記各太陽電池ストリングにおいて、グランドが前記第１の電源ラインに接続され、出力が前記スイッチを介して前記第２の電源ラインに接続されている、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
In each solar cell string, the ground is connected to the first power line and the output is connected to the second power line via the switch.
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記最初のＰＷＭ信号によって開閉が制御されるスイッチを介して出力が前記第２の電源ラインに接続された最初の太陽電池ストリングにおいて、グランドが前記第１の電源ラインに接続され、
前記最初の太陽電池ストリングを除き、前段の太陽電池ストリングの出力が次段の太陽電池ストリングのグランドに接続され、
出力電圧が最も高い最終段の太陽電池ストリングを除く各太陽電池ストリングにおいて、直列に接続された逆流防止ダイオードと前記スイッチとを介して出力が前記第２の電源ラインに接続される、
ことを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
In the first solar cell string whose output is connected to the second power line via a switch whose opening and closing is controlled by the first PWM signal, the ground is connected to the first power line.
Except for the first solar cell string, the output of the previous solar cell string is connected to the ground of the next solar cell string.
In each solar cell string except the final stage solar cell string having the highest output voltage, the output is connected to the second power supply line via the backflow prevention diode connected in series and the switch.
It is characterized by that.

好ましくは、本発明の太陽光発電システムは、
前記各太陽電池ストリングにおいて、グランドから出力に電流が流れる向きにダイオードが接続されていることを特徴とする。 Preferably, the photovoltaic system of the present invention is
Each solar cell string is characterized in that a diode is connected in a direction in which a current flows from the ground to the output.

本発明によれば、複数の太陽電池ストリングの出力を負荷装置等の消費電力や日差しの強さに応じて調節することができる。 According to the present invention, the output of a plurality of solar cell strings can be adjusted according to the power consumption of the load device or the like and the intensity of sunlight.

本発明の第１の実施形態に係る太陽光発電システムの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the solar power generation system which concerns on 1st Embodiment of this invention. 高電位ラインの電圧とＰＷＭ信号の関係の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the relationship between the voltage of a high potential line and a PWM signal. 制御部の詳細な構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the detailed structure of a control part. 高電位ラインの電圧とモニタ電圧の関係の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the relationship between the voltage of a high potential line and a monitor voltage. モニタ電圧と各制御電圧の関係の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the relationship between a monitor voltage and each control voltage. ＰＷＭ信号生成部の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the PWM signal generation part. 三角波生成回路が出力する三角波電圧の波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the waveform of the triangular wave voltage output by a triangular wave generation circuit. スロースタート部とモニタ電圧生成部の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of a slow start part and a monitor voltage generation part. 制御電圧生成部の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of the control voltage generation part. 図１の太陽光発電システムにおけるスイッチおよびその周辺の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit composition of a switch and its surroundings in the solar power generation system of FIG. 本発明の第２の実施形態に係る太陽光発電システムの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the solar power generation system which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 図１１の太陽光発電システムにおいて日差しの強さが変動した場合の電流の流れの一例を示す図である。図１２（Ａ）は、日差しが強い場合の電流の流れを示す。図１２（Ｂ）は、日差しが弱い場合の電流の流れを示す。It is a figure which shows an example of the current flow when the intensity of sunlight fluctuates in the photovoltaic power generation system of FIG. FIG. 12A shows the current flow when the sunlight is strong. FIG. 12B shows the current flow when the sunlight is weak. 図１１の太陽光発電システムにおいて太陽電池ストリングの一部が日陰になった場合の電流の流れの一例を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing an example of current flow when a part of the solar cell string is shaded in the photovoltaic power generation system of FIG. 11.

以下、本発明の実施形態に係る太陽光発電システムについて図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施形態を説明する全図において、共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。 Hereinafter, the photovoltaic power generation system according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In all the drawings illustrating the embodiment, the same reference numerals are given to the common components, and the repeated description will be omitted.

図１は、本発明の第１の実施形態に係る太陽光発電システム１の構成の一例を示す。
太陽光発電システム１は、太陽電池ストリング１１～１４と、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、定電圧電源２０と、制御部１００と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、ダイオードＤ１～Ｄ９と、コンデンサＣ１とを有する。
スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、それぞれ太陽電池ストリング１１～１４の出力Ｖｏｕｔと高電位ラインＬＨとの間に設置される。太陽電池ストリング１１の出力Ｖｏｕｔは、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードは、スイッチＳＷ１の一端に接続される。スイッチＳＷ１の他端は、高電位ラインＬＨに接続される。太陽電池ストリング１１のグランドＧＤは、低電位ラインＬＬに接続される。同様に、太陽電池ストリング１２～１４の出力Ｖｏｕｔは、それぞれダイオードＤ２～Ｄ４のアノードに接続される。ダイオードＤ２～Ｄ４のカソードは、それぞれスイッチＳＷ２～ＳＷ４の一端に接続される。スイッチＳＷ２～Ｗ４の他端は、それぞれ高電位ラインＬＨに接続される。太陽電池ストリング１２～１４のグランドＧＤは、それぞれ低電位ラインＬＬに接続される。
なお、太陽電池ストリング１１～１４の出力ＶｏｕｔがそれぞれスイッチＳＷ１～ＳＷ４の一端に接続され、スイッチＳＷ１～ＳＷ４の他端がそれぞれダイオードＤ１～Ｄ４のアノードに接続され、ダイオードＤ１～Ｄ４のカソードがそれぞれ高電位ラインＬＨに接続されていてもよい。 FIG. 1 shows an example of the configuration of the photovoltaic power generation system 1 according to the first embodiment of the present invention.
The photovoltaic power generation system 1 includes solar cell strings 11 to 14, switches SW1 to SW4, a constant voltage power supply 20, a control unit 100, a high potential line LH, a low potential line LL, and diodes D1 to D9. It has a capacitor C1.
The switches SW1 to SW4 are installed between the output Vout of the solar cell strings 11 to 14 and the high potential line LH, respectively. The output Vout of the solar cell string 11 is connected to the anode of the diode D1. The cathode of the diode D1 is connected to one end of the switch SW1. The other end of the switch SW1 is connected to the high potential line LH. The ground GD of the solar cell string 11 is connected to the low potential line LL. Similarly, the output Vouts of the solar cell strings 12-14 are connected to the anodes of the diodes D2 to D4, respectively. The cathodes of the diodes D2 to D4 are connected to one end of the switches SW2 to SW4, respectively. The other ends of the switches SW2 to W4 are each connected to the high potential line LH. The ground GDs of the solar cell strings 12 to 14 are each connected to the low potential line LL.
The output Vouts of the solar cell strings 11 to 14 are connected to one end of the switches SW1 to SW4, the other ends of the switches SW1 to SW4 are connected to the anodes of the diodes D1 to D4, respectively, and the cathodes of the diodes D1 to D4 are connected to each other. It may be connected to the high potential line LH.

また、太陽電池ストリング１１の出力Ｖｏｕｔは、ダイオードＤ５のアノードに接続される。同様に、太陽電池ストリング１２～１４の出力Ｖｏｕｔは、それぞれダイオードＤ６～Ｄ８のアノードに接続される。ダイオードＤ６～Ｄ８のカソードは１つにまとめられて全て定電圧電源２０の電圧入力Ｖｉｎに接続される。なお、太陽電池ストリング１１～１４の出力Ｖｏｕｔはいずれか１つ以上がダイオードＤ５～Ｄ８を介して定電圧電源２０の電圧入力Ｖｉｎに接続されていればよい。定電圧電源２０のシグナルグランドＳＧとグランドＧＤは、それぞれ高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬに接続される。定電圧電源２０の電圧出力Ｖｈｉｇｈは、制御部１００の電圧入力Ｖｈｉｇｈに接続される。
制御部１００のシグナルグランドＳＧとグランドＧＤは、それぞれ高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬに接続される。制御部１００のＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ＶＰ１は、スイッチＳＷ１の開閉を制御する。同様に、制御部１００のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４は、それぞれスイッチＳＷ２～ＳＷ４の開閉を制御する。
コンデンサＣ１は、一端が高電位ラインＬＨに接続され、他端が低電位ラインＬＬに接続される。コンデンサＣ１は、高電位ラインＬＨの電圧におけるノイズを除去する。高電位ラインＬＨはダイオードＤ９のアノードに接続される。ダイオードＤ９のカソードは、端子Ｔ１に接続される。ダイオードＤ９は、逆流防止ダイオードである。低電位ラインＬＬは端子Ｔ２に接続される。 Further, the output Vout of the solar cell string 11 is connected to the anode of the diode D5. Similarly, the output Vouts of the solar cell strings 12-14 are connected to the anodes of the diodes D6 to D8, respectively. The cathodes of the diodes D6 to D8 are combined into one and all connected to the voltage input Vin of the constant voltage power supply 20. It is sufficient that one or more of the output Vouts of the solar cell strings 11 to 14 are connected to the voltage input Vin of the constant voltage power supply 20 via the diodes D5 to D8. The signal ground SG and ground GD of the constant voltage power supply 20 are connected to the high potential line LH and the low potential line LL, respectively. The voltage output Vhigh of the constant voltage power supply 20 is connected to the voltage input Vhigh of the control unit 100.
The signal ground SG and ground GD of the control unit 100 are connected to the high potential line LH and the low potential line LL, respectively. The PWM (Pulse Width Modulation) signal VP1 of the control unit 100 controls the opening and closing of the switch SW1. Similarly, the PWM signals VP2 to VP4 of the control unit 100 control the opening and closing of the switches SW2 to SW4, respectively.
One end of the capacitor C1 is connected to the high potential line LH, and the other end is connected to the low potential line LL. The capacitor C1 removes noise in the voltage of the high potential line LH. The high potential line LH is connected to the anode of the diode D9. The cathode of the diode D9 is connected to the terminal T1. The diode D9 is a backflow prevention diode. The low potential line LL is connected to the terminal T2.

太陽光発電システム１が直流給電システムに接続される場合には、端子Ｔ１と端子Ｔ２は直流バスに接続され、直流バスに負荷装置等が接続される。
太陽光発電システム１が交流給電システムに接続される場合には、端子Ｔ１と端子Ｔ２はインバータの入力に接続され、インバータの出力が交流バスに接続される。交流バスには負荷装置等が接続される。 When the photovoltaic power generation system 1 is connected to a DC power supply system, terminals T1 and T2 are connected to a DC bus, and a load device or the like is connected to the DC bus.
When the photovoltaic system 1 is connected to an AC power supply system, terminals T1 and T2 are connected to the input of the inverter, and the output of the inverter is connected to the AC bus. A load device or the like is connected to the AC bus.

低電位ラインＬＬの電圧は、基準電位である。高電位ラインＬＨの電圧は、基準電位に対して高電位の直流電圧である。低電位ラインＬＬと高電位ラインＬＨの電圧は、例えば、それぞれ０Ｖ（接地電位）と４００Ｖである。または、低電位ラインＬＬと高電位ラインＬＨの電圧は、例えば、それぞれ－２００Ｖと＋２００Ｖであってもよい。ただし、高電位ラインＬＨの電圧は、太陽電池ストリング１１～１４の出力電圧Ｖｏｕｔの変動や負荷装置の消費電力の変動等により変動する。例えば、負荷装置の消費電力が増加すると、高電位ラインＬＨの電圧は低下する。
太陽電池ストリング１１～１４は、それぞれ直列接続された複数の太陽電池モジュールを含んでいる。太陽電池ストリング１１～１４は、それぞれスイッチＳＷ１～ＳＷ４が閉じているときに高電位ラインＬＨに電圧を出力する。
なお、低電位ラインＬＬは本発明の第１の電源ラインの例であり、高電位ラインＬＨは本発明の第２の電源ラインの例である。 The voltage of the low potential line LL is a reference potential. The voltage of the high potential line LH is a DC voltage having a high potential with respect to the reference potential. The voltages of the low potential line LL and the high potential line LH are, for example, 0 V (ground potential) and 400 V, respectively. Alternatively, the voltages of the low-potential line LL and the high-potential line LH may be, for example, −200 V and + 200 V, respectively. However, the voltage of the high potential line LH fluctuates due to fluctuations in the output voltage Vout of the solar cell strings 11 to 14, fluctuations in the power consumption of the load device, and the like. For example, as the power consumption of the load device increases, the voltage of the high potential line LH decreases.
The solar cell strings 11 to 14 include a plurality of solar cell modules connected in series, respectively. The solar cell strings 11 to 14 output a voltage to the high potential line LH when the switches SW1 to SW4 are closed, respectively.
The low-potential line LL is an example of the first power supply line of the present invention, and the high-potential line LH is an example of the second power supply line of the present invention.

定電圧電源２０は、絶縁型のＤＣ／ＤＣ（直流／直流）コンバータを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータは、太陽電池ストリング１１～１４が出力する電圧を、高電位ラインＬＨの電圧より高く、かつ高電位ラインＬＨの電圧との差（例えば、２４Ｖ）が一定である電圧に変換する。定電圧電源２０は、変換された電圧Ｖｈｉｇｈを出力する。例えば、高電位ラインＬＨの電圧が４００Ｖであるとき、定電圧電源２０の出力電圧Ｖｈｉｇｈは４２４Ｖである。 The constant voltage power supply 20 includes an isolated DC / DC (direct current / direct current) converter. The DC / DC converter converts the voltage output by the solar cell strings 11 to 14 into a voltage that is higher than the voltage of the high potential line LH and the difference from the voltage of the high potential line LH (for example, 24V) is constant. .. The constant voltage power supply 20 outputs the converted voltage Vhigh. For example, when the voltage of the high potential line LH is 400V, the output voltage Vhigh of the constant voltage power supply 20 is 424V.

制御部１００は、定電圧電源２０が出力する電圧Ｖｈｉｇｈと高電位ラインＬＨの電圧との差である電圧（例えば、２４Ｖ）によって動作する。
制御部１００は、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４を出力する。ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４はパルス波である。ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のローレベルの電圧は高電位ラインＬＨの電圧である。 The control unit 100 operates by a voltage (for example, 24V) which is a difference between the voltage Vhigh output by the constant voltage power supply 20 and the voltage of the high potential line LH.
The control unit 100 outputs PWM signals VP1 to VP4. The PWM signals VP1 to VP4 are pulse waves. The low level voltage of the PWM signals VP1 to VP4 is the voltage of the high potential line LH.

図２は、高電位ラインＬＨの電圧とＰＷＭ信号の関係の一例を示す。
制御部１００は、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第１の電圧（例えば、４１０Ｖ）以下であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させる。図２に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第２の電圧（例えば、４００Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は９０％であり、ＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第３の電圧（例えば、３９８Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は１００％である。 FIG. 2 shows an example of the relationship between the voltage of the high potential line LH and the PWM signal.
When the voltage of the high potential line LH is equal to or lower than the predetermined first voltage (for example, 410 V), the control unit 100 increases the duty ratio of the first PWM signal VP1 in accordance with the voltage drop in the high potential line LH. , Decreases as the voltage rises. As shown in FIG. 2, when the voltage of the high potential line LH is a predetermined second voltage (for example, 400V), the duty ratio of the first PWM signal VP1 is 90%, and the duty of the PWM signals VP2 to VP4. The ratio is 0. When the voltage of the high potential line LH is a predetermined third voltage (for example, 398V), the duty ratio of the first PWM signal VP1 is 100%.

制御部１００は、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（例えば、４００Ｖ）以下である（すなわち、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させる。図２に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第４の電圧（例えば、３９０Ｖ）であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は９０％である。このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は１００％であり、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３と４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第５の電圧（例えば、３８８Ｖ）であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は１００％である。 In the control unit 100, the voltage of the high potential line LH is equal to or less than the predetermined second voltage (for example, 400V) (that is, the duty ratio of the first PWM signal VP1 is a predetermined duty ratio, for example, 90% or more). ), The duty ratio of the second-stage PWM signal VP2 is increased as the voltage in the high potential line LH decreases, and decreases as the voltage increases. As shown in FIG. 2, when the voltage of the high potential line LH is a predetermined fourth voltage (for example, 390V), the duty ratio of the second-stage PWM signal VP2 is 90%. At this time, the duty ratio of the first PWM signal VP1 is 100%, and the duty ratio of the third-stage PWM signal VP3 and the fourth-stage PWM signal VP4 is 0. When the voltage of the high potential line LH is a predetermined fifth voltage (for example, 388V), the duty ratio of the second-stage PWM signal VP2 is 100%.

制御部１００は、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（例えば、３９０Ｖ）以下である（すなわち、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させる。図２に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第６の電圧（例えば、３８０Ｖ）であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は９０％である。このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１と２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は１００％であり、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第７の電圧（例えば、３７８Ｖ）であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は１００％である。 In the control unit 100, the voltage of the high potential line LH is equal to or less than the predetermined fourth voltage (for example, 390V) (that is, the duty ratio of the second stage PWM signal VP2 is a predetermined duty ratio, for example, 90% or more). The duty ratio of the PWM signal VP3 in the third stage is increased according to the decrease in the voltage in the high potential line LH, and is decreased in accordance with the increase in the voltage. As shown in FIG. 2, when the voltage of the high potential line LH is a predetermined sixth voltage (for example, 380V), the duty ratio of the PWM signal VP3 in the third stage is 90%. At this time, the duty ratio of the first PWM signal VP1 and the second-stage PWM signal VP2 is 100%, and the duty ratio of the fourth-stage PWM signal VP4 is 0. When the voltage of the high potential line LH is a predetermined seventh voltage (for example, 378V), the duty ratio of the PWM signal VP3 in the third stage is 100%.

制御部１００は、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（例えば、３８０Ｖ）以下である（すなわち、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させる。図２に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第８の電圧（例えば、３７０Ｖ）であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は９０％である。このとき、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比は１００％である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第９の電圧（例えば、３６８Ｖ）であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は１００％である。 In the control unit 100, the voltage of the high potential line LH is equal to or less than the predetermined sixth voltage (for example, 380V) (that is, the duty ratio of the third stage PWM signal VP3 is a predetermined duty ratio, for example, 90% or more). At that time, the duty ratio of the PWM signal VP4 in the fourth stage is increased according to the decrease in the voltage at the potential line LH, and is decreased according to the increase in the voltage. As shown in FIG. 2, when the voltage of the high potential line LH is a predetermined eighth voltage (for example, 370V), the duty ratio of the PWM signal VP4 in the fourth stage is 90%. At this time, the duty ratio of the PWM signals VP1 to VP3 is 100%. When the voltage of the high potential line LH is a predetermined ninth voltage (for example, 368V), the duty ratio of the PWM signal VP4 of the fourth stage is 100%.

例えば、ＰＷＭ信号ＶＰ１がハイレベルの電圧であるときにスイッチＳＷ１は閉じ、ＰＷＭ信号ＶＰ１がローレベルの電圧であるときにスイッチＳＷ１は開く。太陽電池ストリング１１は、スイッチＳＷ１が閉じているときに高電位ラインＬＨに電圧を出力し、スイッチＳＷ１が開いているときには高電位ラインＬＨへの電圧の出力を停止する。スイッチＳＷ２～スイッチＳＷ４もＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４によってスイッチＳＷ１と同様に動作する。
このため、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比が増加するとき高電位ラインＬＨの電圧は上昇し、それらのデューティ比が減少するとき高電位ラインＬＨの電圧は減少する。 For example, the switch SW1 closes when the PWM signal VP1 has a high level voltage, and the switch SW1 opens when the PWM signal VP1 has a low level voltage. The solar cell string 11 outputs a voltage to the high potential line LH when the switch SW1 is closed, and stops outputting a voltage to the high potential line LH when the switch SW1 is open. The switches SW2 to SW4 also operate in the same manner as the switch SW1 by the PWM signals VP2 to VP4.
Therefore, when the duty ratios of the PWM signals VP1 to VP4 increase, the voltage of the high potential line LH increases, and when those duty ratios decrease, the voltage of the high potential line LH decreases.

例えば、負荷装置の電力消費が増加すると、高電位ラインＬＨの電圧は低下する。図２に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（例えば、４１０Ｖ）と上記所定の第２の電圧（例えば、４００Ｖ）との間にあるときに、高電位ラインＬＨの電圧が減少した場合、制御部１００はＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比を増加させて高電位ラインＬＨの電圧を上昇させる。
そして、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（例えば、４００Ｖ）より低くなる（すなわち、ＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比が９０％以上になる）と、制御部１００は２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比も増加させて高電位ラインＬＨの電圧を上昇させる。 For example, as the power consumption of the load device increases, the voltage of the high potential line LH decreases. As shown in FIG. 2, when the voltage of the high potential line LH is between the predetermined first voltage (for example, 410V) and the predetermined second voltage (for example, 400V), the high potential line. When the voltage of the LH decreases, the control unit 100 increases the duty ratio of the PWM signal VP1 to raise the voltage of the high potential line LH.
Then, when the voltage of the high potential line LH becomes lower than the predetermined second voltage (for example, 400V) (that is, the duty ratio of the PWM signal VP1 becomes 90% or more), the control unit 100 is in the second stage. The duty ratio of the PWM signal VP2 is also increased to raise the voltage of the high potential line LH.

同様に、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（例えば、３９０Ｖ）より低くなる（すなわち、ＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比が９０％以上になる）と、制御部１００は３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比を増加させて高電位ラインＬＨの電圧を上昇させる。
高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（例えば、３８０Ｖ）より低くなる（すなわち、ＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比が９０％以上になる）と、制御部１００は４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比を増加させて高電位ラインＬＨの電圧を上昇させる。 Similarly, when the voltage of the high potential line LH becomes lower than the predetermined fourth voltage (for example, 390V) (that is, the duty ratio of the PWM signal VP2 becomes 90% or more), the control unit 100 is in the third stage. The duty ratio of the PWM signal VP3 is increased to raise the voltage of the high potential line LH.
When the voltage of the high potential line LH becomes lower than the predetermined sixth voltage (for example, 380V) (that is, the duty ratio of the PWM signal VP3 becomes 90% or more), the control unit 100 causes the PWM signal of the fourth stage. The duty ratio of VP4 is increased to raise the voltage of the high potential line LH.

なお、上記では、制御部１００は、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比が９０％以上であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させるとしたが、制御部１００は、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３が予め設定された任意のデューティ比以上であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させることができる。例えば、制御部１００は、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比が１００％であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の低下に応じて増加させ、その電圧の上昇に応じて減少させることができる。 In the above, when the duty ratio of the PWM signals VP1 to VP3 is 90% or more, the control unit 100 increases the duty ratio of the PWM signals VP2 to VP4 in the next stage according to the decrease of the voltage in the high potential line LH. However, when the PWM signals VP1 to VP3 are equal to or higher than an arbitrary preset duty ratio, the control unit 100 determines the duty ratio of the PWM signals VP2 to VP4 in the next stage. Can be increased as the voltage in the high potential line LH decreases and decreased as the voltage increases. For example, when the duty ratio of the PWM signals VP1 to VP3 is 100%, the control unit 100 increases the duty ratio of the PWM signals VP2 to VP4 in the next stage according to the voltage drop in the high potential line LH, and the voltage thereof. Can be reduced as the amount rises.

制御部１００は、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）と、ＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）等で構成される主メモリと、フラッシュメモリやハードディスク等で構成される記憶部とを備えたコンピュータに所定のプログラムを実行させることにより制御部１００の機能を実現することもできる。 The control unit 100 can be realized by either a digital circuit or an analog circuit. Further, by causing a computer having a main memory composed of a CPU (Central Processing Unit), a RAM (Random Access Memory), etc., and a storage unit composed of a flash memory, a hard disk, or the like to execute a predetermined program. It is also possible to realize the function of the control unit 100.

図３は、制御部１００の詳細な構成の一例を示す。
制御部１００は、スロースタート部１１０と、モニタ電圧生成部１１１と、制御電圧生成部１２０と、ＰＷＭ信号生成部１３０と、定電圧ラインＬＣとを有する。
定電圧ラインＬＣには、定電圧電源２０によって出力される電圧Ｖｈｉｇｈが印加される。
モニタ電圧生成部１１１は、高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬと定電圧ラインＬＣとに接続される。モニタ電圧生成部１１１は、モニタ電圧ＶＭを生成し、制御電圧生成部１２０に供給する。図４に示すように、モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると低下する。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭはｖｍ１である。また、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（たとえば、４００Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭはｖｍ２である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（たとえば、３９０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭはｖｍ３である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（たとえば、３８０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭはｖｍ４である。
スロースタート部１１０は、定電圧電源２０が電圧Ｖｈｉｇｈを出力し始めてから所定の時間が経過するまでモニタ電圧出力部１１１によって出力されるモニタ電圧ＶＭを低下させる。これにより、制御電圧生成部１２０は、所定の時間が経過するまで動作を停止しており、所定の時間が経過してから動作を開始し、後述する制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４を出力する。 FIG. 3 shows an example of a detailed configuration of the control unit 100.
The control unit 100 includes a slow start unit 110, a monitor voltage generation unit 111, a control voltage generation unit 120, a PWM signal generation unit 130, and a constant voltage line LC.
A voltage Vhigh output by the constant voltage power supply 20 is applied to the constant voltage line LC.
The monitor voltage generation unit 111 is connected to the high potential line LH, the low potential line LL, and the constant voltage line LC. The monitor voltage generation unit 111 generates a monitor voltage VM and supplies it to the control voltage generation unit 120. As shown in FIG. 4, the monitor voltage VM increases when the voltage of the high potential line LH decreases, and decreases when the voltage of the high potential line LH increases. When the voltage of the high potential line LH is the predetermined first voltage (for example, 410V), the monitor voltage VM is vm1. Further, when the voltage of the high potential line LH is the predetermined second voltage (for example, 400V), the monitor voltage VM is vm2. When the voltage of the high potential line LH is the predetermined fourth voltage (for example, 390V), the monitor voltage VM is vm3. When the voltage of the high potential line LH is the predetermined sixth voltage (for example, 380V), the monitor voltage VM is vm4.
The slow start unit 110 lowers the monitor voltage VM output by the monitor voltage output unit 111 until a predetermined time elapses after the constant voltage power supply 20 starts outputting the voltage Vhigh. As a result, the control voltage generation unit 120 stops the operation until a predetermined time elapses, starts the operation after the predetermined time elapses, and outputs the control voltages VC1 to VC4 described later.

制御電圧生成部１２０は、定電圧ラインＬＣと高電位ラインＬＨとに接続されている。制御電圧生成部１２０には、モニタ電圧ＶＭが入力される。
制御電圧生成部１２０は、モニタ電圧ＶＭによって高電位ラインＬＨの直流電圧の変動を監視する。制御電圧生成部１２０は、図５に示すように、モニタ電圧ＶＭに基づいて制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４を生成し、それらをＰＷＭ信号生成部１３０に供給する。
制御電圧生成部１２０は、モニタ電圧ＶＭがｖｍ１以下であるとき最初の制御電圧ＶＣ１をローレベルの電圧（たとえば、高電位ラインＬＨの電圧）に保つ。そして、制御電圧生成部１２０は、モニタ電圧ＶＭがｖｍ１以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭがｖｍ２を超えたとき、最初の制御電圧ＶＣ１が所定の電圧ｖｃｓを超える。 The control voltage generation unit 120 is connected to the constant voltage line LC and the high potential line LH. The monitor voltage VM is input to the control voltage generation unit 120.
The control voltage generation unit 120 monitors the fluctuation of the DC voltage of the high potential line LH by the monitor voltage VM. As shown in FIG. 5, the control voltage generation unit 120 generates control voltages VC1 to VC4 based on the monitor voltage VM, and supplies them to the PWM signal generation unit 130.
The control voltage generation unit 120 keeps the initial control voltage VC1 at a low level voltage (for example, the voltage of the high potential line LH) when the monitor voltage VM is vm1 or less. Then, when the monitor voltage VM is vm1 or more, the control voltage generation unit 120 raises the first control voltage VC1 in response to an increase in the monitor voltage VM, and raises the first control voltage VC1 in response to a decrease in the monitor voltage VM. Decrease. Then, when the monitor voltage VM exceeds vm2, the first control voltage VC1 exceeds a predetermined voltage vcs.

制御電圧生成部１２０は、最初の制御電圧ＶＣ１が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、２段目の制御電圧ＶＣ２をローレベルの電圧に保つ。そして、制御電圧生成部１２０は、最初の制御電圧ＶＣ１が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて２段目の制御電圧ＶＣ２を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて２段目の制御電圧ＶＣ２を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭがｖｍ３を超えたとき、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御電圧生成部１２０は、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、３段目の制御電圧ＶＣ３をローレベルの電圧に保つ。そして、制御電圧生成部１２０は、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭがｖｍ４を超えたとき、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓを超える。 The control voltage generation unit 120 keeps the second stage control voltage VC2 at a low level voltage when the first control voltage VC1 is equal to or less than a predetermined voltage vcs. Then, when the first control voltage VC1 is equal to or higher than a predetermined voltage vcs, the control voltage generation unit 120 raises the second-stage control voltage VC2 in response to an increase in the monitor voltage VM, and responds to a decrease in the monitor voltage VM. The control voltage VC2 in the second stage is lowered. Then, when the monitor voltage VM exceeds vm3, the control voltage VC2 in the second stage exceeds a predetermined voltage vcs.
The control voltage generation unit 120 keeps the control voltage VC3 of the third stage at a low level voltage when the control voltage VC2 of the second stage is equal to or less than a predetermined voltage vcs. Then, the control voltage generation unit 120 raises the control voltage VC3 in the third stage in response to the rise in the monitor voltage VM when the control voltage VC2 in the second stage is equal to or higher than a predetermined voltage vcs, and lowers the monitor voltage VM. The control voltage VC3 in the third stage is lowered accordingly. Then, when the monitor voltage VM exceeds vm4, the control voltage VC3 in the third stage exceeds a predetermined voltage vcs.

制御電圧生成部１２０は、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、４段目の制御電圧ＶＣ４をローレベルの電圧に保つそして、制御電圧生成部１２０は、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて４段目の制御電圧ＶＣ４を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて４段目の制御電圧ＶＣ４を低下させる。 The control voltage generation unit 120 keeps the control voltage VC4 of the fourth stage at a low level voltage when the control voltage VC3 of the third stage is equal to or less than a predetermined voltage vcs. When the control voltage VC3 of is equal to or higher than a predetermined voltage vcs, the control voltage VC4 of the fourth stage is increased according to the increase of the monitor voltage VM, and the control voltage VC4 of the fourth stage is decreased according to the decrease of the monitor voltage VM. Let me.

図６は、ＰＷＭ信号生成部１３０の構成の一例を示す。
ＰＷＭ信号生成部１３０は、制御電圧生成部１２０から出力される制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４を生成する。
ＰＷＭ信号生成部１３０は、コンパレータ（比較器）１３１～１３４と、三角波生成回路１３５とを有する。
三角波生成回路１３５は、定電圧ラインＬＣと高電位ラインＬＨとに接続されている。三角波生成回路１３５は、図７に示す三角波電圧ＶＴを生成する。三角波電圧ＶＴは、最小の電圧が制御電圧ＶＣ１～制御電圧ＶＣ４におけるローレベルの電圧（例えば、高電位ラインＬＨの電圧）より高い。三角波電圧ＶＴは、例えば、最小電圧（ローレベルの電圧＋１Ｖ）から最大電圧（ローレベルの電圧＋９Ｖ）までの三角波の電圧である。三角波電圧ＶＴは、４つのコンパレータ１３１～１３４に共通に供給される。
コンパレータ１３１は、定電圧ラインＬＣと高電位ラインＬＨとに接続されている。コンパレータ１３１には、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴが入力される。コンパレータ１３１は、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴとに基づいて最初のＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する。ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより高いときにハイレベルの電圧（例えば、高電位ラインＬＨの電圧＋２０Ｖ）となり、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより低いときにローレベルの電圧（例えば、高電位ラインＬＨの電圧）となる。これにより、ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１の電圧の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで増加するパルス波となる。
同様にして、コンパレータ１３２とコンパレータ１３３とコンパレータ１３４とは、それぞれ２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２と３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３と４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４とを生成する。これらは、それぞれ制御電圧ＶＣ２と制御電圧ＶＣ３と制御電圧ＶＣ４の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで徐々に増加するパルス波である。 FIG. 6 shows an example of the configuration of the PWM signal generation unit 130.
The PWM signal generation unit 130 generates PWM signals VP1 to VP4 having a duty ratio corresponding to the control voltages VC1 to VC4 output from the control voltage generation unit 120.
The PWM signal generation unit 130 includes comparators 131 to 134 and a triangular wave generation circuit 135.
The triangular wave generation circuit 135 is connected to the constant voltage line LC and the high potential line LH. The triangle wave generation circuit 135 generates the triangle wave voltage VT shown in FIG. 7. In the triangular wave voltage VT, the minimum voltage is higher than the low level voltage (for example, the voltage of the high potential line LH) in the control voltage VC1 to the control voltage VC4. The triangular wave voltage VT is, for example, a triangular wave voltage from a minimum voltage (low level voltage + 1V) to a maximum voltage (low level voltage + 9V). The triangular wave voltage VT is commonly supplied to the four comparators 131 to 134.
The comparator 131 is connected to the constant voltage line LC and the high potential line LH. The control voltage VC1 and the triangular wave voltage VT are input to the comparator 131. The comparator 131 generates the first PWM signal VP1 based on the control voltage VC1 and the triangular wave voltage VT. The PWM signal VP1 becomes a high level voltage (for example, the voltage of the high potential line LH + 20V) when the control voltage VC1 is higher than the triangular wave voltage VT, and the low level voltage (for example) when the control voltage VC1 is lower than the triangular wave voltage VT. , High potential line LH voltage). As a result, the PWM signal VP1 becomes a pulse wave whose duty ratio increases from 0 to a predetermined value (for example, 100%) as the voltage of the control voltage VC1 rises.
Similarly, the comparator 132, the comparator 133, and the comparator 134 generate a second-stage PWM signal VP2, a third-stage PWM signal VP3, and a fourth-stage PWM signal VP4, respectively. These are pulse waves whose duty ratio gradually increases from 0 to a predetermined value (for example, 100%) as the control voltage VC2, the control voltage VC3, and the control voltage VC4 increase, respectively.

制御電圧生成部１２０とスロースタート部１１０とモニタ電圧生成部１１１は、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、コンピュータに所定のプログラムを実行させることにより制御電圧生成部１２０とスロースタート部１１０とモニタ電圧生成部１１１の各機能を実現することもできる。 The control voltage generation unit 120, the slow start unit 110, and the monitor voltage generation unit 111 can be realized by either a digital circuit or an analog circuit. Further, each function of the control voltage generation unit 120, the slow start unit 110, and the monitor voltage generation unit 111 can be realized by causing the computer to execute a predetermined program.

以下では、スロースタート部１１０とモニタ電圧生成部１１１と制御電圧生成部１２０をアナログ回路で実現する場合の具体例について説明する。
図８は、スロースタート部１１０とモニタ電圧生成部１１１の回路構成の一例を示す。
スロースタート部１１０は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ１１と、コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１１と、ダイオードＤ１１～１３とを有する。
抵抗Ｒ１１は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端がコンデンサＣ１１の一端に接続されている。コンデンサＣ１１の他端は、高電位ラインＬＨに接続されている。ダイオードＤ１１は、アノードがコンデンサＣ１１の一端に接続され、カソードが高電位ラインＬＨに接続されている。ダイオードＤ１２は、アノードがコンデンサＣ１１の一端に接続され、カソードがトランジスタＱ１１のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１１は、べースがコンデンサＣ１１の一端に接続され、コレクタがコンデンサＣ１１の他端に接続されている。ダイオードＤ１３は、アノードにモニタ電圧ＶＭが入力され、カソードがトランジスタＱ１１のエミッタに接続されている。 Hereinafter, a specific example in which the slow start unit 110, the monitor voltage generation unit 111, and the control voltage generation unit 120 are realized by an analog circuit will be described.
FIG. 8 shows an example of the circuit configuration of the slow start unit 110 and the monitor voltage generation unit 111.
The slow start unit 110 includes a PNP bipolar transistor Q11, a capacitor C11, a resistor R11, and diodes D11 to 13.
One end of the resistor R11 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to one end of the capacitor C11. The other end of the capacitor C11 is connected to the high potential line LH. In the diode D11, the anode is connected to one end of the capacitor C11 and the cathode is connected to the high potential line LH. In the diode D12, the anode is connected to one end of the capacitor C11 and the cathode is connected to the emitter of the transistor Q11. In the transistor Q11, the base is connected to one end of the capacitor C11 and the collector is connected to the other end of the capacitor C11. A monitor voltage VM is input to the anode of the diode D13, and the cathode is connected to the emitter of the transistor Q11.

モニタ電圧生成部１１１は、オペアンプ１１２と、抵抗Ｒ１３～Ｒ１７と、可変抵抗ＶＲ１１と、可変抵抗ＶＲ１２と、ダイオードＤ１４とを有する。
抵抗Ｒ１３は、一端が定電圧ラインＬＣに接続されており、他端が抵抗Ｒ１４の一端に接続されている。抵抗Ｒ１４の他端は低電位ラインＬＬに接続されている。可変抵抗ＶＲ１１は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ１２の一端に接続されている。可変抵抗ＶＲ１２の他端は高電位ラインＬＨに接続されている。抵抗Ｒ１５は一端が抵抗Ｒ１３の他端と抵抗Ｒ１４の一端の接続点に接続されており、他端がオペアンプ１１２の非反転入力（＋）に接続されている。抵抗Ｒ１６は、一端が可変抵抗ＶＲ１１の他端と可変抵抗ＶＲ１２の一端との接続点に接続され、他端がオペアンプ１１２の反転入力（－）に接続されている。抵抗Ｒ１７は、一端と他端がそれぞれオペアンプ１１２の出力と反転入力（－）に接続されている。ダイオードＤ１４は、アノードにモニタ電圧ＶＭが入力され、カソードがオペアンプ１１２の出力に接続されている。
抵抗Ｒ１２は、一端が定電圧ラインＬＣに接続されており、他端がダイオードＤ１３のアノードとダイオードＤ１４のアノードとに接続されている。モニタ電圧ＶＭは、抵抗Ｒ１２の他端とダイオードＤ１３のアノードとダイオードＤ１４のアノードとの接続点に生じる。 The monitor voltage generation unit 111 includes an operational amplifier 112, resistors R13 to R17, a variable resistance VR11, a variable resistance VR12, and a diode D14.
One end of the resistance R13 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to one end of the resistance R14. The other end of the resistor R14 is connected to the low potential line LL. One end of the variable resistor VR 11 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to one end of the variable resistor VR 12. The other end of the variable resistor VR12 is connected to the high potential line LH. One end of the resistor R15 is connected to the connection point between the other end of the resistor R13 and one end of the resistor R14, and the other end is connected to the non-inverting input (+) of the operational amplifier 112. One end of the resistor R16 is connected to the connection point between the other end of the variable resistor VR11 and one end of the variable resistor VR12, and the other end is connected to the inverting input (−) of the operational amplifier 112. One end and the other end of the resistor R17 are connected to the output and the inverting input (−) of the operational amplifier 112, respectively. A monitor voltage VM is input to the anode of the diode D14, and the cathode is connected to the output of the operational amplifier 112.
One end of the resistor R12 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to the anode of the diode D13 and the anode of the diode D14. The monitor voltage VM is generated at the connection point between the other end of the resistor R12, the anode of the diode D13, and the anode of the diode D14.

スロースタート部１１０は、定電圧電源２０が電圧Ｖｈｉｇｈを出力し始めてから所定の時間が経過するまでモニタ電圧出力部１１１によって出力されるモニタ電圧ＶＭを低下させる。
定電圧電源２０が停止しているとき、定電圧ラインＬＣの電位は高電位ラインＬＨの電位となっている。このとき、ダイオードＤ１１がコンデンサＣ１１を放電させるため、コンデンサＣ１１の電荷は０となる。このため、トランジスタＱ１１は、ベース電圧が０（実際には、高電位ラインＬＨの電位）となり、エミッタ・コレクタ間が導通する。定電圧電源２０が動作し始めた直後には、図８の中の破線の矢印で示す経路で電流が流れる。この電流により、モニタ電圧ＶＭは低下する。
定電圧電源２０が動作し始めると、定電圧ラインＬＣの電位が上昇し、コンデンサＣ１１が充電される。コンデンサＣ１１が充電されると、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ１１は、ベースの電位が上がり、エミッタ・コレクタ間が非導通となる。このため、モニタ電圧ＶＭは、上昇し、モニタ電圧生成部１１１によって出力される電圧となる。 The slow start unit 110 lowers the monitor voltage VM output by the monitor voltage output unit 111 until a predetermined time elapses after the constant voltage power supply 20 starts outputting the voltage Vhigh.
When the constant voltage power supply 20 is stopped, the potential of the constant voltage line LC is the potential of the high potential line LH. At this time, since the diode D11 discharges the capacitor C11, the charge of the capacitor C11 becomes 0. Therefore, in the transistor Q11, the base voltage becomes 0 (actually, the potential of the high potential line LH), and the emitter and collector conduct with each other. Immediately after the constant voltage power supply 20 starts operating, a current flows through the path indicated by the broken line arrow in FIG. This current lowers the monitor voltage VM.
When the constant voltage power supply 20 starts to operate, the potential of the constant voltage line LC rises and the capacitor C11 is charged. When the capacitor C11 is charged, the potential of the base of the PNP bipolar transistor Q11 rises, and the emitter and collector become non-conducting. Therefore, the monitor voltage VM rises and becomes the voltage output by the monitor voltage generation unit 111.

モニタ電圧生成部１１１は、図４に示したモニタ電圧ＶＭを生成する。モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると低下する。
抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４の抵抗値は、例えば、それぞれ４７ＫΩと１ＭΩである。抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４により、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬの電位差が分圧されてオペアンプ１１２の非反転入力（＋）に入力される。また、可変抵抗ＶＲ１１と可変抵抗ＶＲ１２により、定電圧ラインＬＣと高電位ラインＬＨの電位差が分圧されてオペアンプ１１２の反転入力（－）に入力される。オペアンプ１１２は、非反転入力（＋）と反転入力（－）の電位差を増幅してモニタ電圧ＶＭとして出力する。 The monitor voltage generation unit 111 generates the monitor voltage VM shown in FIG. The monitor voltage VM increases when the voltage of the high potential line LH decreases, and decreases when the voltage of the high potential line LH increases.
The resistance values of the resistors R13 and R14 are, for example, 47 KΩ and 1 MΩ, respectively. The potential difference between the constant voltage line LC and the low potential line LL is divided by the resistor R13 and the resistor R14 and input to the non-inverting input (+) of the operational capacitor 112. Further, the potential difference between the constant voltage line LC and the high potential line LH is divided by the variable resistor VR11 and the variable resistor VR12 and input to the inverting input (−) of the operational amplifier 112. The operational amplifier 112 amplifies the potential difference between the non-inverting input (+) and the inverting input (-) and outputs the monitor voltage VM.

図９は、制御電圧生成部１２０の回路構成の一例を示す。
制御電圧生成部１２０は、モニタ電圧強化回路１２１と、１段目の制御電圧生成回路１２２と、２段目の制御電圧生成回路１２３と、３段目の制御電圧生成回路１２４と、４段目の制御電圧生成回路１２５と、ベース電圧調整回路１２６とを有する。 FIG. 9 shows an example of the circuit configuration of the control voltage generation unit 120.
The control voltage generation unit 120 includes a monitor voltage strengthening circuit 121, a first-stage control voltage generation circuit 122, a second-stage control voltage generation circuit 123, a third-stage control voltage generation circuit 124, and a fourth-stage control voltage generation circuit 124. It has a control voltage generation circuit 125 and a base voltage adjustment circuit 126.

モニタ電圧強化回路１２１は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２１と、逆電圧保護用ダイオードＤ２１と、電流制限用抵抗Ｒ２１とを有する。
モニタ電圧ＶＭは、電流制限用抵抗Ｒ２１を通ってトランジスタＱ２１のベースに入力される。トランジスタＱ２１のコレクタは定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ２１は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２１のエミッタは、モニタ電圧ＶＭよりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い電圧となる。以下では、この電圧をトランジスタＱ２１のエミッタに生じるモニタ電圧ＶＭ’という。このモニタ電圧ＶＭ’は、１段目の制御信号生成回路１２２に入力される。トランジスタＱ２１のエミッタとベースには、逆電圧保護用ダイオードＤ２１が接続される。 The monitor voltage strengthening circuit 121 includes an NPN bipolar transistor Q21, a reverse voltage protection diode D21, and a current limiting resistor R21.
The monitor voltage VM is input to the base of the transistor Q21 through the current limiting resistor R21. The collector of the transistor Q21 is connected to the constant voltage line LC. The transistor Q21 is an emitter follower. The emitter of the transistor Q21 has a voltage lower than the monitor voltage VM by the base-emitter voltage Vbe. Hereinafter, this voltage is referred to as a monitor voltage VM'generated at the emitter of the transistor Q21. This monitor voltage VM'is input to the control signal generation circuit 122 of the first stage. A reverse voltage protection diode D21 is connected to the emitter and base of the transistor Q21.

１段目の制御電圧生成回路１２２は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２２と、電流制限用抵抗Ｒ２２と、逆電流防止用ダイオードＤ２２と、抵抗Ｒ３２と、コンデンサＣ２２とを有する。１段目の制御電圧生成回路１２２は、最初の制御電圧ＶＣ１を生成する。
トランジスタＱ２２のエミッタには、トランジスタＱ２１のエミッタに生じるモニタ電圧ＶＭ’が入力される。トランジスタＱ２２のベースは電流制限用抵抗Ｒ２２の一端に接続される。電流制限用抵抗Ｒ２２の他端は、逆電流防止用ダイオードＤ２２のアノードに接続される。逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードには、後述するベース電圧調整回路１２６によって生成される調整電圧Ｖｕｐが印加される。なお、本発明では、逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードに調整電圧Ｖｕｐが印加されることを、トランジスタＱ２２のベースに調整電圧が入力されるという。
トランジスタＱ２２のコレクタは、抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２からなるＲＣ並列回路の一端に接続される。このＲＣ並列回路の他端は、高電位ラインＬＨに接続される。トランジスタＱ２２のコレクタとこのＲＣ並列回路の一端との接続部分に生じる電圧が最初の制御電圧ＶＣ１である。なお、このＲＣ並列回路はノイズ等を除去するために設けられている。
トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が導通している間、最初の制御電圧ＶＣ１は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには最初の制御電圧ＶＣ１はローレベルの電圧（高電位ラインＬＨの電圧）となる。 The first-stage control voltage generation circuit 122 includes a PNP bipolar transistor Q22, a current limiting resistor R22, a reverse current prevention diode D22, a resistor R32, and a capacitor C22. The first-stage control voltage generation circuit 122 generates the first control voltage VC1.
The monitor voltage VM'generated in the emitter of the transistor Q21 is input to the emitter of the transistor Q22. The base of the transistor Q22 is connected to one end of the current limiting resistor R22. The other end of the current limiting resistor R22 is connected to the anode of the reverse current prevention diode D22. An adjustment voltage Vup generated by a base voltage adjustment circuit 126, which will be described later, is applied to the cathode of the reverse current prevention diode D22. In the present invention, it is said that the adjustment voltage Vup is applied to the cathode of the reverse current prevention diode D22, and the adjustment voltage is input to the base of the transistor Q22.
The collector of the transistor Q22 is connected to one end of the RC parallel circuit including the resistor R32 and the capacitor C22. The other end of this RC parallel circuit is connected to the high potential line LH. The voltage generated at the connection portion between the collector of the transistor Q22 and one end of this RC parallel circuit is the initial control voltage VC1. The RC parallel circuit is provided to remove noise and the like.
While the emitter and collector of the transistor Q22 are conducting, the initial control voltage VC1 increases as the monitor voltage VM increases and decreases as the monitor voltage VM decreases. Further, when the emitter and collector of the transistor Q22 are non-conducting, the initial control voltage VC1 becomes a low level voltage (voltage of the high potential line LH).

２段目の制御電圧生成回路１２３は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２３と、電流制限用抵抗Ｒ２３と、逆電流防止用ダイオードＤ２３と、抵抗Ｒ３３と、コンデンサＣ２３とを有する。２段目の制御電圧生成回路１２３は、２段目の制御電圧ＶＣ２を生成する。
トランジスタＱ２３のエミッタには、最初の制御電圧ＶＣ１が入力される。トランジスタＱ２３と電流制限用抵抗Ｒ２３と逆電流防止用ダイオードＤ２３と抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３は、１段目の制御電圧生成回路１２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２３のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が２段目の制御電圧ＶＣ２である。
トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が導通している間、２段目の制御電圧ＶＣ２は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには２段目の制御電圧ＶＣ２はローレベルの電圧となる。 The second-stage control voltage generation circuit 123 includes a PNP bipolar transistor Q23, a current limiting resistor R23, a reverse current prevention diode D23, a resistor R33, and a capacitor C23. The second-stage control voltage generation circuit 123 generates the second-stage control voltage VC2.
The first control voltage VC1 is input to the emitter of the transistor Q23. The transistor Q23, the current limiting resistor R23, the reverse current prevention diode D23, the resistor R33, and the capacitor C23 are the transistor Q22, the current limiting resistor R22, the reverse current prevention diode D22, and the resistor in the first-stage control voltage generation circuit 122. It is connected to R32 in the same manner as the capacitor C22. The voltage generated at the connection portion between the collector of the transistor Q23 and one end of the RC parallel circuit (RC parallel circuit including the resistor R33 and the capacitor C23) is the control voltage VC2 of the second stage.
While the emitter and collector of the transistor Q23 are conducting, the control voltage VC2 of the second stage increases as the monitor voltage VM increases, and decreases as the monitor voltage VM decreases. Further, when the emitter and collector of the transistor Q23 are non-conducting, the control voltage VC2 in the second stage becomes a low level voltage.

３段目の制御電圧生成回路１２４は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２４と、電流制限用抵抗Ｒ２４と、逆電流防止用ダイオードＤ２４と、抵抗Ｒ３４と、コンデンサＣ２４とを有する。３段目の制御電圧生成回路１２４は、３段目の制御電圧ＶＣ３を生成する。
トランジスタＱ２４のエミッタには、２段目の制御電圧ＶＣ２が入力される。トランジスタＱ２４と電流制限用抵抗Ｒ２４と逆電流防止用ダイオードＤ２４と抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２４のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が３段目の制御電圧ＶＣ３である。
トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が導通している間、３段目の制御電圧ＶＣ３は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには３段目の制御電圧ＶＣ３はローレベルの電圧となる。 The third-stage control voltage generation circuit 124 includes a PNP bipolar transistor Q24, a current limiting resistor R24, a reverse current prevention diode D24, a resistor R34, and a capacitor C24. The control voltage generation circuit 124 of the third stage generates the control voltage VC3 of the third stage.
The control voltage VC2 of the second stage is input to the emitter of the transistor Q24. The transistor Q24, the current limiting resistor R24, the reverse current prevention diode D24, the resistor R34, and the capacitor C24 are the transistor Q22, the current limiting resistor R22, the reverse current prevention diode D22, and the resistor in the first-stage control voltage generation circuit 22. It is connected to R32 in the same manner as the capacitor C22. The voltage generated at the connection portion between the collector of the transistor Q24 and one end of the RC parallel circuit (RC parallel circuit including the resistor R34 and the capacitor C24) is the control voltage VC3 of the third stage.
While the emitter and collector of the transistor Q24 are conducting, the control voltage VC3 in the third stage increases as the monitor voltage VM increases and decreases as the monitor voltage VM decreases. Further, when the emitter and collector of the transistor Q24 are non-conducting, the control voltage VC3 in the third stage becomes a low level voltage.

４段目（最終段）の制御電圧生成回路１２５は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２５と、電流制限用抵抗Ｒ２５と、逆電流防止用ダイオードＤ２５と、抵抗Ｒ３５と、コンデンサＣ２５とを有する。４段目の制御電圧生成回路１２５は、４段目の制御電圧ＶＣ４を生成する。
トランジスタＱ２５のエミッタには、３段目の制御電圧ＶＣ３が入力される。トランジスタＱ２５と電流制限用抵抗Ｒ２５と逆電流防止用ダイオードＤ２５と抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２５のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が４段目の制御電圧ＶＣ４である。
トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が導通している間、４段目の制御電圧ＶＣ４は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには４段目の制御電圧ＶＣ４はローレベルの電圧となる。 The control voltage generation circuit 125 of the fourth stage (final stage) has a PNP bipolar transistor Q25, a current limiting resistor R25, a reverse current prevention diode D25, a resistor R35, and a capacitor C25. The control voltage generation circuit 125 of the fourth stage generates the control voltage VC4 of the fourth stage.
The control voltage VC3 of the third stage is input to the emitter of the transistor Q25. The transistor Q25, the current limiting resistor R25, the reverse current prevention diode D25, the resistor R35, and the capacitor C25 are the transistor Q22, the current limiting resistor R22, the reverse current prevention diode D22, and the resistor in the first-stage control voltage generation circuit 22. It is connected to R32 in the same manner as the capacitor C22. The voltage generated at the connection portion between the collector of the transistor Q25 and one end of the RC parallel circuit (RC parallel circuit including the resistor R35 and the capacitor C25) is the control voltage VC4 of the fourth stage.
While the emitter and collector of the transistor Q25 are conducting, the control voltage VC4 in the fourth stage increases as the monitor voltage VM increases, and decreases as the monitor voltage VM decreases. Further, when the emitter and collector of the transistor Q25 are non-conducting, the control voltage VC4 in the fourth stage becomes a low level voltage.

ベース電圧調整回路１２６は、抵抗Ｒ２０と、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２６と、可変抵抗ＶＲ２１と、可変抵抗ＶＲ２２とを有する。
抵抗Ｒ２０は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端がトランジスタＱ２６のエミッタに接続される。可変抵抗ＶＲ２１は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ２２の一端に接続される。可変抵抗ＶＲ２２の他端は高電位ラインＬＨに接続される。トランジスタＱ２６は、ベースが可変抵抗ＶＲ２１の他端と可変抵抗ＶＲ２２の一端との接続部分に接続され、コレクタが高電位ラインＬＨに接続される。
可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２とは、定電圧ラインＬＣの電圧と高電位ラインＬＨの電圧との電位差を分圧する。トランジスタＱ２６は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２６のエミッタは、可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２によって分圧された電圧よりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ高い調整電圧Ｖｕｐとなる。
ベース電圧調整回路１２６は、モニタ電圧強化回路１２１に含まれるトランジスタＱ２１のエミッタに生じるモニタ電圧ＶＭ’の変動に応じて各制御電圧生成回路１２２～１２５に含まれるトランジスタＱ２２～Ｑ２５のエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、調整電圧Ｖｕｐを生成する。 The base voltage adjusting circuit 126 has a resistor R20, a PNP bipolar transistor Q26, a variable resistor VR21, and a variable resistor VR22.
One end of the resistor R20 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to the emitter of the transistor Q26. One end of the variable resistor VR21 is connected to the constant voltage line LC, and the other end is connected to one end of the variable resistor VR22. The other end of the variable resistor VR22 is connected to the high potential line LH. In the transistor Q26, the base is connected to the connection portion between the other end of the variable resistor VR21 and one end of the variable resistor VR22, and the collector is connected to the high potential line LH.
The variable resistor VR21 and the variable resistor VR22 divide the potential difference between the voltage of the constant voltage line LC and the voltage of the high potential line LH. The transistor Q26 is an emitter follower. The emitter of the transistor Q26 has an adjusted voltage Vup that is higher than the voltage divided by the variable resistor VR21 and the variable resistor VR22 by the base-emitter voltage Vbe.
The base voltage adjustment circuit 126 is between the emitter and collector of the transistors Q22 to Q25 included in the control voltage generation circuits 122 to 125 according to the fluctuation of the monitor voltage VM'generated in the emitter of the transistor Q21 included in the monitor voltage strengthening circuit 121. Generates a regulated voltage Vup so that is conductive or non-conductive.

図１０は、太陽光発電システム１におけるスイッチＳＷ１およびその周辺の回路構成の一例を示す。
スイッチＳＷ１は、ＮＭＯＳトランジスタ１４０と、リアクトル１４１と、ダイオードＤ３１とを有する。
リアクトル１４１は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端がＮＭＯＳトランジスタ１４０のドレインに接続されている。ダイオードＤ３１は、アノードとカソードがそれぞれリアクトル１４１の他端と一端とに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１４０は、ゲートにＰＷＭ信号ＶＰ１が入力され、ソースが高電位ラインＬＨに接続されている。
ＮＭＯＳトランジスタ１４０は、ＰＷＭ信号ＶＰ１がハイレベルの電圧（例えば、高電位ラインＬＨの電圧＋２０Ｖ）のときに導通し、太陽電池ストリング１１の出力電圧を高電位ラインＬＨに出力する。そして、ＮＭＯＳトランジスタ１４０は、ＰＷＭ信号ＶＰ１がローレベルの電圧（例えば、高電位ラインＬＨの電圧）のときに非導通となり、高電位ラインＬＨへの太陽電池ストリング１１の出力を停止する。リアクトル１４１とダイオードＤ３１は、突入電流を抑制する。
なお、ダイオードＤ１のカソードは、ノイズ除去用のコンデンサＣ３１を介して低電位ラインＬＬに接続されている。
また、スイッチＳＷ２～ＳＷ４も、スイッチＳＷ１と同一の構成である。 FIG. 10 shows an example of the circuit configuration of the switch SW1 and its surroundings in the photovoltaic power generation system 1.
The switch SW1 has an IGMP transistor 140, a reactor 141, and a diode D31.
One end of the reactor 141 is connected to the cathode of the diode D1 and the other end is connected to the drain of the NaOH transistor 140. The diode D31 has an anode and a cathode connected to the other end and one end of the reactor 141, respectively. The PWM signal VP1 is input to the gate of the µtransistor 140, and the source is connected to the high potential line LH.
The IGMP transistor 140 conducts when the PWM signal VP1 has a high level voltage (for example, the voltage of the high potential line LH + 20V), and outputs the output voltage of the solar cell string 11 to the high potential line LH. Then, the SiO transistor 140 becomes non-conducting when the PWM signal VP1 has a low level voltage (for example, the voltage of the high potential line LH), and stops the output of the solar cell string 11 to the high potential line LH. The reactor 141 and the diode D31 suppress the inrush current.
The cathode of the diode D1 is connected to the low potential line LL via the noise removing capacitor C31.
Further, the switches SW2 to SW4 also have the same configuration as the switch SW1.

以上説明したように、第１の実施形態によれば、高電位ラインＬＨの電圧が低下するにつれて、高電位ラインＬＨに並列に接続される太陽電池ストリングの数が増加する。このため、負荷装置等の消費電力や日差しの強さに応じて太陽電池ストリングから出力される電流を調節することができる。
また、第１の実施形態に係る太陽光発電システム１では、複数のスイッチを使用するため、個々のスイッチを小型化することができる。
更に、第１の実施形態に係る太陽光発電システム１では、前段のスイッチが常時導通した後に次のスイッチがスイッチングを開始するようにすることができ、この場合スイッチングノイズを大幅に削減することができる。 As described above, according to the first embodiment, as the voltage of the high potential line LH decreases, the number of solar cell strings connected in parallel to the high potential line LH increases. Therefore, the current output from the solar cell string can be adjusted according to the power consumption of the load device or the like and the intensity of sunlight.
Further, in the photovoltaic power generation system 1 according to the first embodiment, since a plurality of switches are used, each switch can be miniaturized.
Further, in the photovoltaic power generation system 1 according to the first embodiment, it is possible to make the next switch start switching after the switch in the previous stage is constantly conducting, and in this case, the switching noise can be significantly reduced. can.

図１１は、本発明の第２の実施形態に係る太陽光発電システム２の構成の一例を示す。
太陽光発電システム２は、太陽電池ストリング１５～１８と、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、定電圧電源２０と、制御部１００と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、ダイオードＤ９、Ｄ４１～Ｄ４３、Ｄ４５～Ｄ４８と、コンデンサＣ１とを有する。
第２の実施形態に係る太陽光発電システム２のスイッチＳＷ１～ＳＷ４と、定電圧電源２０と、制御部１００と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ９とは、第１の実施形態に係る太陽光発電システム１のものと同一の構成である。
第１の実施形態の太陽光発電システム１における太陽電池ストリング１１～１４と異なり、各太陽電池ストリング１５～１８は直列に接続される。すなわち、最初の太陽電池ストリング１５は、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１によって開閉が制御されるスイッチＳＷ１を介して出力Ｖｏｕｔが高電位ラインＬＨに接続され、グランドＧＤが低電位ラインＬＬに接続される。そして、最後の太陽電池ストリング１８を除き、前段の太陽電池ストリングの出力Ｖｏｕｔが次段の太陽電池ストリングのグランドＧＤに接続される。 FIG. 11 shows an example of the configuration of the photovoltaic power generation system 2 according to the second embodiment of the present invention.
The photovoltaic power generation system 2 includes solar cell strings 15 to 18, switches SW1 to SW4, a constant voltage power supply 20, a control unit 100, a high potential line LH, a low potential line LL, and diodes D9, D41 to D43. , D45 to D48 and a capacitor C1.
The switches SW1 to SW4 of the photovoltaic power generation system 2 according to the second embodiment, the constant voltage power supply 20, the control unit 100, the high potential line LH, the low potential line LL, the capacitor C1, and the diode D9 are , The same configuration as that of the photovoltaic power generation system 1 according to the first embodiment.
Unlike the solar cell strings 11 to 14 in the photovoltaic power generation system 1 of the first embodiment, the solar cell strings 15 to 18 are connected in series. That is, in the first solar cell string 15, the output Vout is connected to the high potential line LH and the ground GD is connected to the low potential line LL via the switch SW1 whose opening and closing is controlled by the first PWM signal VP1. Then, except for the last solar cell string 18, the output Vout of the solar cell string in the previous stage is connected to the ground GD of the solar cell string in the next stage.

出力電圧が最も高い最終段の太陽電池ストリング１８を除く各太陽電池ストリング１５，１６，１７において、出力Ｖｏｕｔは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３に加えて、それらと直列に接続された逆流防止ダイオードＤ４１，Ｄ４２，Ｄ４３を介して高電位ラインＬＨに接続される。
最終段の太陽電池ストリング１８はスイッチＳＷ４を介して高電位ラインＬＨに接続されるが、最終段の太陽電池ストリング１８もスイッチＳＷ４に加えて、それと直列に接続された逆流防止ダイオードを介して高電位ラインＬＨに接続されてもよい。 In each of the solar cell strings 15, 16 and 17 except for the final stage solar cell string 18 having the highest output voltage, the output Vout is the backflow prevention diode D41 connected in series with the switches SW1, SW2 and SW3 in addition to the switches SW1, SW2 and SW3. , D42, D43 and connected to the high potential line LH.
The final stage solar cell string 18 is connected to the high potential line LH via the switch SW4, but the final stage solar cell string 18 is also high via the backflow prevention diode connected in series with the switch SW4. It may be connected to the potential line LH.

ダイオードＤ４５は、アノードが太陽電池ストリング１５のグランドＧＤに接続され、カソードが太陽電池ストリング１５の出力Ｖｏｕｔに接続される。すなわち、太陽電池ストリング１５には、グランドＧＤから出力Ｖｏｕｔに電流が流れる向きにダイオードＤ４５が接続される。同様に、太陽電池ストリング１６～１８には、グランドＧＤから出力Ｖｏｕｔに電流が流れる向きにダイオードＤ４６～Ｄ４８が接続される。
また、第１の実施形態に係る太陽光発電システム１と異なり、第２の実施形態に係る太陽光発電システム２では、定電圧電源２０の電圧入力Ｖｉｎに、最終段の太陽電池ストリング１８の出力Ｖｏｕｔが接続される。 The diode D45 has an anode connected to the ground GD of the solar cell string 15 and a cathode connected to the output Vout of the solar cell string 15. That is, the diode D45 is connected to the solar cell string 15 in the direction in which the current flows from the ground GD to the output Vout. Similarly, diodes D46 to D48 are connected to the solar cell strings 16 to 18 in the direction in which a current flows from the ground GD to the output Vout.
Further, unlike the photovoltaic power generation system 1 according to the first embodiment, in the photovoltaic power generation system 2 according to the second embodiment, the output of the solar cell string 18 in the final stage is output to the voltage input Vin of the constant voltage power supply 20. Vout is connected.

図１２は、太陽光発電システム２において日差しの強さが変動した場合の電流の流れの一例を示す。
日差しの強さは、夏や冬等の季節や朝夕や正午等の時間帯により変動する。日差しが強いほど、個々の太陽電池ストリングの出力電圧は高い。
例えば、図１２（Ａ）に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が４００Ｖであるときに各太陽電池ストリング１５～１８がそれぞれ２３０Ｖの電圧を出力する場合、太陽電池ストリング１６と太陽電池ストリング１７と太陽電池ストリング１８の出力電圧は、それぞれ４６０Ｖと６９０Ｖと９２０Ｖとなる。このとき、スイッチＳＷ１は常に閉じ、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４は常に開く。スイッチＳＷ２は、高電位ラインＬＨが４００ＶとなるようにＰＷＭ制御されて開閉を繰り返す。電流は、太陽電池ストリング１５と太陽電池ストリング１６とスイッチＳＷ２を通って流れる。スイッチＳＷ１が閉じていても、逆流防止ダイオードＤ４１に阻止されてスイッチＳＷ１を通る電流は流れない。
また、例えば、図１２（Ｂ）に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が４００Ｖであるときに各太陽電池ストリング１５～１８がそれぞれ１００Ｖの電圧を出力する場合、太陽電池ストリング１６と太陽電池ストリング１７と太陽電池ストリング１８の出力電圧は、それぞれ２００Ｖと３００Ｖと４００Ｖとなる。このとき、全てのスイッチＳＷ１～ＳＷ４が常に閉じる。電流は、各太陽電池ストリング１５～１８とスイッチＳＷ４を通って流れる。各逆流防止ダイオードＤ４１～Ｄ４３に阻止されて各スイッチＳＷ１～ＳＷ３を通る電流は流れない。 FIG. 12 shows an example of the current flow when the intensity of sunlight fluctuates in the photovoltaic power generation system 2.
The intensity of sunlight varies depending on the season such as summer and winter and the time zone such as morning and evening and noon. The stronger the sunlight, the higher the output voltage of each solar cell string.
For example, as shown in FIG. 12A, when the voltage of the high potential line LH is 400V and each of the solar cell strings 15 to 18 outputs a voltage of 230V, the solar cell string 16 and the solar cell string 17 are output. And the output voltages of the solar cell string 18 are 460V, 690V and 920V, respectively. At this time, the switch SW1 is always closed, and the switch SW3 and the switch SW4 are always open. The switch SW2 is PWM-controlled so that the high potential line LH becomes 400 V, and repeatedly opens and closes. The current flows through the solar cell string 15, the solar cell string 16, and the switch SW2. Even if the switch SW1 is closed, the current that is blocked by the backflow prevention diode D41 and passes through the switch SW1 does not flow.
Further, for example, as shown in FIG. 12B, when the voltage of the high potential line LH is 400V and each of the solar cell strings 15 to 18 outputs a voltage of 100V, the solar cell string 16 and the solar cell are used. The output voltages of the string 17 and the solar cell string 18 are 200V, 300V, and 400V, respectively. At this time, all switches SW1 to SW4 are always closed. The current flows through each of the solar cell strings 15-18 and the switch SW4. The current that is blocked by the backflow prevention diodes D41 to D43 and passes through the switches SW1 to SW3 does not flow.

図１３は、太陽光発電システム２において太陽電池ストリング１５と太陽電池ストリング１６が日陰になった場合の電流の流れの一例を示す。
太陽電池ストリング１５と太陽電池ストリング１６が日陰になると、これらの太陽電池ストリングの出力電圧は低下する。例えば、高電位ラインＬＨの電圧が４００Ｖであるときに太陽電池ストリング１５と太陽電池ストリング１６の出力電圧が略０Ｖであり、太陽電池ストリング１７と太陽電池ストリング１８がそれぞれ２３０Ｖの電圧を出力する場合、スイッチＳＷ１～ＳＷ３は常に閉じ、スイッチＳＷ４は高電位ラインＬＨが４００ＶとなるようにＰＷＭ制御されて開閉を繰り返す。電流は、ダイオードＤ４５とダイオードＤ４６と太陽電池ストリング１７と太陽電池ストリング１８とスイッチＳＷ４を通って流れる。太陽電池ストリング１５と太陽電池ストリング１６には、電流が流れないため、電圧降下が生じない。 FIG. 13 shows an example of the current flow when the solar cell string 15 and the solar cell string 16 are shaded in the photovoltaic power generation system 2.
When the solar cell string 15 and the solar cell string 16 are shaded, the output voltage of these solar cell strings decreases. For example, when the voltage of the high potential line LH is 400V, the output voltages of the solar cell string 15 and the solar cell string 16 are approximately 0V, and the solar cell string 17 and the solar cell string 18 each output a voltage of 230V. , Switches SW1 to SW3 are always closed, and switch SW4 is PWM-controlled so that the high potential line LH becomes 400V, and the opening and closing are repeated. The current flows through the diode D45, the diode D46, the solar cell string 17, the solar cell string 18, and the switch SW4. Since no current flows through the solar cell string 15 and the solar cell string 16, no voltage drop occurs.

以上説明したように、第２の実施形態によれば、個々の太陽電池ストリングの出力電圧が変動すると、高電位ラインＬＨに電圧を出力する太陽電池ストリングの数が変動し、高電位ラインＬＨの電圧は略一定に保たれる。このため、煩雑なＭＰＰＴ（ＭａｘｉｍｕｍＰｏｗｅｒＰｏｉｎｔＴｒａｃｋｉｎｇ）制御が不要で、かつ応答速度が速い。 As described above, according to the second embodiment, when the output voltage of each solar cell string fluctuates, the number of solar cell strings that output voltage to the high potential line LH fluctuates, and the high potential line LH The voltage is kept substantially constant. Therefore, complicated MPPT (Maximum Power Point Tracking) control is unnecessary, and the response speed is fast.

なお、上述した実施形態に係る太陽光発電システムでは太陽電池ストリングを４個含む例を示したが、本発明にかかる太陽電池システムは、４個に限らず、太陽電池ストリングを２個、３個、または５個以上含んでいてもよい。制御部は、太陽電池ストリングの数に合わせてＰＷＭ信号を出力する。
また、上述した図１０では、スイッチング素子としてＮＭＯＳトランジスタを用いる例を示したが、スイッチング素子としてリレーを用いることもできる。 Although the solar power generation system according to the above-described embodiment shows an example including four solar cell strings, the solar cell system according to the present invention is not limited to four, but two or three solar cell strings. , Or may contain 5 or more. The control unit outputs a PWM signal according to the number of solar cell strings.
Further, in FIG. 10 described above, an example in which an NMOS transistor is used as the switching element is shown, but a relay can also be used as the switching element.

以上、本発明の実施形態について説明したが、設計や製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。 Although the embodiments of the present invention have been described above, various modifications and combinations required due to design and manufacturing conveniences and other factors are described in the inventions and embodiments of the invention described in the claims. It is included in the scope of the invention corresponding to the specific example.

１，２…太陽光発電システム、１１～１４，１５～１８…太陽電池ストリング、２０…定電圧電源、１００…制御部、１１０…スロースタート部、１１１…モニタ電圧生成部、１２０…制御電圧生成部、１２１…モニタ電圧強化回路、１２２～１２５…制御電圧生成回路、１２６…ベース電圧調整回路、１３０…ＰＷＭ信号生成部、１３１～１３４…コンパレータ、１３５…三角波生成回路、１４０…ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチ）、１４１…リアクトル、ＳＷ１～ＳＷ４…スイッチ、ＬＨ…高電位ライン、ＬＬ…低電位ライン、ＬＣ…定電圧ライン 1,2 ... Solar power generation system, 11-14, 15-18 ... Solar cell string, 20 ... Constant voltage power supply, 100 ... Control unit, 110 ... Slow start unit, 111 ... Monitor voltage generation unit, 120 ... Control voltage generation Unit, 121 ... Monitor voltage enhancement circuit, 122-125 ... Control voltage generation circuit, 126 ... Base voltage adjustment circuit, 130 ... PWM signal generation unit, 131-134 ... Comparator, 135 ... Triangular wave generation circuit, 140 ... NMOS transistor (switch) ), 141 ... Reactor, SW1 to SW4 ... Switch, LH ... High potential line, LL ... Low potential line, LC ... Constant voltage line

Claims

A first power supply line whose voltage is a reference potential and a second power supply line whose voltage is a DC voltage having a high potential with respect to the reference potential.
A plurality of solar cell strings that output a voltage to the second power supply line, and
A pulse wave having a duty ratio that increases as the voltage in the second power supply line decreases and decreases as the voltage increases when the voltage of the second power supply line is equal to or lower than a predetermined voltage. The first PWM signal is output, and when the PWM signal in the previous stage is sequentially equal to or higher than the predetermined duty ratio, the duty ratio increases as the voltage in the second power supply line decreases and decreases as the voltage increases. A control unit that outputs each PWM signal that is a pulse wave having
A plurality of switches that are installed between the output of each solar cell string and the second power supply line and whose opening and closing are individually controlled by each PWM signal generated by the control unit.
A photovoltaic power generation system characterized by being equipped with.

The control unit
A monitor voltage generator that generates a monitor voltage that rises when the voltage of the second power supply line drops and falls when the voltage of the second power supply line rises.
When the monitor voltage generated by the monitor voltage generator is equal to or higher than a predetermined voltage, the first control voltage is increased in response to the increase in the monitor voltage, and the initial control voltage is increased in response to the decrease in the monitor voltage. Control voltage generation that decreases, sequentially increases each control voltage according to the increase in the monitor voltage when the control voltage in the previous stage is equal to or higher than a predetermined voltage, and decreases each control voltage according to the decrease in the monitor voltage. Department and
A PWM signal generation unit that generates each PWM signal having a duty ratio corresponding to each control voltage output from the control voltage generation unit.
including,
The solar power generation system according to claim 1.

An isolated DC / that converts the voltage output by one or more solar cell strings into a voltage that is higher than the voltage of the second power supply line and has a constant difference from the voltage of the second power supply line. It includes a DC converter and is equipped with a constant voltage power supply that outputs the converted voltage.
The control unit operates by a voltage that is the difference between the voltage output by the constant voltage power supply and the voltage of the second power supply line.
The solar power generation system according to claim 2.

3. The control unit includes a slow start unit that lowers the monitor voltage output by the monitor voltage generation unit until a predetermined time elapses from the start of the constant voltage power supply to output the voltage. The solar power generation system described in.

The control voltage generation unit
A monitor voltage strengthening circuit that includes an NPN bipolar transistor that is an emitter follower, a monitor voltage generated by the monitor voltage generator is input to the base of the NPN bipolar transistor, and a monitor voltage is generated at the emitter.
It is a multi-stage control voltage generation circuit including a PNP bipolar transistor in which an adjustment voltage is input to the base and each control voltage is generated in the collector, and is used as an emitter of the PNP bipolar transistor included in the control voltage generation circuit in the first stage. Is input to the monitor voltage generated in the emitter of the NPN bipolar transistor included in the monitor voltage strengthening circuit, and is included in the control voltage generation circuit in the previous stage in the emitter of the PNP bipolar transistor included in the control voltage generation circuit in the second and subsequent stages. A control voltage generation circuit that inputs the control voltage generated in the collector of the PNP bipolar transistor,
The above-mentioned so that the emitter and collector of the PNP bipolar transistor included in each control voltage generation circuit become conductive or non-conducting according to the fluctuation of the monitor voltage generated in the emitter of the NPN bipolar transistor included in the monitor voltage strengthening circuit. The base voltage adjustment circuit that generates the adjustment voltage, and
To prepare
The photovoltaic power generation system according to claim 3 or 4.

The PWM signal generation unit
A triangle wave generation circuit that outputs a triangle wave voltage and
Each of the control voltages output from the control voltage generation unit is individually compared with the triangular wave voltage, and when the control voltage is higher than the triangular wave voltage, the switches are closed, and the control voltage is the triangular wave. A plurality of comparators that output the PWM signal, which is the level at which each switch opens when the voltage is lower than the voltage.
To prepare
The photovoltaic power generation system according to any one of claims 3 to 5, wherein the solar power generation system is characterized by the above.

The photovoltaic power generation system according to any one of claims 3 to 6, wherein each switch includes an IGMP transistor, and each PWM signal is input to the gate of the nanotube transistor.

The photovoltaic power generation system according to claim 7, wherein each switch has a reactor connected in series with the 9.0 transistor.

In each solar cell string, the ground is connected to the first power line and the output is connected to the second power line via the switch.
The photovoltaic power generation system according to any one of claims 1 to 8, wherein the solar power generation system is characterized in that.

In the first solar cell string whose output is connected to the second power line via a switch whose opening and closing is controlled by the first PWM signal, the ground is connected to the first power line.
Except for the first solar cell string, the output of the previous solar cell string is connected to the ground of the next solar cell string.
In each solar cell string except the final stage solar cell string having the highest output voltage, the output is connected to the second power supply line via the backflow prevention diode connected in series and the switch.
The photovoltaic power generation system according to any one of claims 1 to 8, wherein the solar power generation system is characterized in that.

The photovoltaic power generation system according to claim 10, wherein in each of the solar cell strings, a diode is connected in a direction in which a current flows from the ground to the output.