JP7077038B2 - 同期モータの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、同期モータの駆動装置に関する。

同期モータの制御装置においては、小型軽量化や低コスト化を図り、信頼性を向上させるため、レゾルバやエンコーダ等の回転センサを用いない回転センサレス制御法が行われ、この場合、回転速度に応じてその制御方法を切り替えて同期モータを駆動制御することがある。

回転子に磁石を有する同期モータの場合、磁石極性を逆に推定してしまうことがあり、特に、インバータ起動の際には、特許第４２４１２１８号（特許文献１）や中沢洋介：「永久磁石リラクタンスモータの回転センサレス制御」、電気学会自動車研究会資料, VT-02-12, pp. 67-72 (2002)（非特許文献１）のような方法で、磁気飽和に起因した高周波電圧／高周波電流の関係に着目した極性判別が行われる。以下においては、これを初期極性判別という。

しかし、回転子の磁石が少ない同期モータでは、高周波電圧／高周波電流の特徴を充分に把握できず、初期極性判別に失敗することがあった。この場合、モータモデルから計算した電圧とインバータが出力している電圧とが乖離するため、制御モードを切り替えた際に電圧位相が急変して脱調現象を生じる原因となる。

また、回転センサレス制御を行う際、初期極性判別を失敗すると、磁気突極性が失われ、電流当りのトルクが減少し、そしてインバータを再起動するまでその状態が継続することから、モータ本来の能力を発揮することができないといった課題があった。

特許第４２４１２１８号

中沢洋介：「永久磁石リラクタンスモータの回転センサレス制御」, 電気学会自動車研究会資料, VT-02-12, pp. 67-72 (2002)

回転子に設けられた磁石の磁石極性の初期極性判別に失敗した場合であっても、制御上の回転子の位置を補正できる、同期モータの駆動装置を提供する。

本実施形態に係る同期モータの駆動装置は、同期モータを駆動するインバータ主回路と、前記インバータ主回路から出力される出力電流を検出する電流検出部と、前記出力電流の指令値を決定する指令生成部と、前記出力電流に基づいて前記同期モータに通電させる電圧指令を生成する電圧指令生成部と、回転子位置および角速度を演算する回転子位置角速度演算部と、前記同期モータの回転子に設けられた磁石極性を極性判別指標に基づいて判別し、演算により求められた前記回転子位置を補正する、回転子位置補正部と、を備える。

第１実施形態に係るモータシステムの全体構成を説明するブロック図。 図１の同期モータにおける回転子の構成の一例を説明する平面図。 ｄ軸とｑ軸の関係と推定ｄｃ軸とｑｃ軸の関係について、座標軸を用いて説明する図。 本実施形態に係る指令生成部の構成の一例を示すブロック図。 各種フラグと電流指令の関係を説明するための動作波形の一例を示す図。 図４の指令生成部における第１閾値判定部及び第２閾値判定部の内部構成の一例を示すブロック図。 本実施形態に係る高周波電圧重畳部の構成の一例を示すブロック図。 本実施形態に係る回転子位置角速度演算部の構成の一例を示すブロック図。 図８の回転子位置角速度演算部における初期極性判別の動作原理を説明する図。 本実施形態に係る電圧指令生成部における電流制御部の構成の一例を示すブロック図。 本実施形態に係る電圧指令生成部における電圧位相制御部の構成の一例を示すブロック図。 本実施形態に係る電圧指令生成部における制御方式切替部の構成の一例を示すブロック図。 本実施形態に係る回転子位置補正部の内部構成の一例を説明するブロック図。 本実施形態に係る回転子位置補正部の内部構成の別の例を説明するブロック図。 本実施形態に係る回転子位置補正部の内部構成のさらに別の例を説明するブロック図。 ｄ軸電流とｄ軸磁束の関係についてグラフを用いて説明する図。 同期モータの回転速度と電圧との関係を表すグラフを用いて、電流制御から電圧位相制御に切り替えた際に、磁石の極性が判定した場合の電圧変化を説明する図。 同期モータの回転速度と電圧との関係を表すグラフを用いて、電流制御から電圧位相制御に切り替えた際に、磁石の極性が一致していた場合の電圧変化を説明する図。 第２実施形態に係るモータシステムの全体構成を説明するブロック図。 本実施形態に係る高周波電圧重畳部の内部構成の一例を説明するブロック図。 本実施形態に係る回転子位置角速度演算部の内部構成の一例を説明するブロック図。 位置誤差と位置推定指標との関係を表すグラフを用いて、図２１の第２の位置誤差推定部のＰＬＬ制御を説明する図。 パラメータを使用しない位置推定方式からパラメータを使用した位置推定方式に切り替えた際に磁極反転していた場合の位置誤差とトルク変化を説明するグラフを示す図。 位置誤差と磁極判別指標との関係を表すグラフを用いて、磁極反転を判別する仕組みを説明する図。 パラメータを使用しない位置推定方式からパラメータを使用した位置推定方式に切り替えた際に磁極が一致していた場合の位置誤差とトルク変化を説明するグラフを示す図。

以下、図面を参照しながら、実施形態に係る同期モータの駆動装置を説明する。なお、以下の説明において、略同一の機能及び構成を有する構成要素については、同一符号を付し、重複説明は必要な場合にのみ行うこととする。

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係るモータシステム１の全体構成を説明するブロック図である。この図１に示すように、本実施形態に係るモータシステム１は、同期モータ１０と、インバータ主回路２０と、電流検出部３０と、インバータ制御装置４０とを備えて構成されている。換言すれば、モータシステム１から同期モータ１０を除いた部分で、本実施形態に係る同期モータ１０の駆動装置が構成されている。

同期モータ１０は、例えば、磁石を用いた永久磁石式同期モータや、磁界磁束を二次巻線にて供給する巻線界磁式同期モータで構成されており、磁気突極性を有している。本実施形態では、図２に示すような、磁石が少ない永久磁石式同期モータを一例として、以下の説明を行う。すなわち、図２に示す回転子１２は、例えば鉄により形成されており、この回転子１２の４カ所に磁石１４が設けられている。この磁石１４は、磁路安定化のために設けられており、同期モータ１０に磁石トルクはほとんど発生しない。つまり、同期モータ１０は、リラクタンスモータと言うこともできる。

図１に示すインバータ主回路２０は、インバータ制御装置４０から入力されたゲート信号によって半導体素子のオン／オフが制御され、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する。電流検出部３０は、同期モータ１０に流れる３相交流電流のうち、２相若しくは３相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を検出する。なお、２相の交流電流を検出する場合は、いずれか２相に電流センサを設ければよい。

図３は、本実施形態におけるｄ軸とｑ軸の関係と、推定ｄｃ軸とｑｃ軸の関係を図示している。すなわち、磁石１４のＮ極の向きを真のｄ軸とし、推定したｄ軸をｄｃ軸としている。そして、ｑ軸はｄ軸から電気的に９０度進んだ軸であり、ｑｃ軸はｄｃ軸から電気的に９０度進んだ軸である。

図１に示すように、インバータ制御装置４０は、座標変換部１００ａ、１００ｂと、指令生成部１１０と、上位制御器１２０と、高周波電圧重畳部１３０と、回転子位置角速度演算部１４０と、電圧指令生成部１５０と、回転子位置補正部１９０と、変調部２００とを備えて構成されており、また、電圧指令生成部１５０は、電流制御部１６０と、電圧位相制御部１７０と、制御方式切替部１８０とを備えて構成されている。

座標変換部１００ａは、電流検出部３０が検出した３相の電流値をｄｑ軸の電流値に座標変換する。また、座標変換部１００ｂは、ｄｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値に座標変換する。

指令生成部１１０は、上位制御器１２０からのトルク指令Ｔ^＊およびゲートスタート指令Ｇｓｔを受け、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆとｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｒｅｆを生成する。また、指令生成部１１０は、回転角速度に応じて、制御方式切替えフラグＦｌｇ１および駆動時極性判別フラグＦｌｇ２を生成する。さらに、指令生成部１１０は、初期極性判別期間に該当する場合に、初期極性判別フラグＦｌｇ３を生成する。また、指令生成部１１０は、ゲートスタート指令Ｇｓｔからの時間遅れ信号を利用して、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆを正負反転させる。

図４は、本実施形態に係る指令生成部１１０の構成の一例を示すブロック図である。図５は、各フラグと各信号の動作波形の一例を示している。これら図４及び図５に示すように、本実施形態に係る指令生成部１１０は、電流指令生成部１１０ａと、時間遅れ生成部１１０ｂと、初期極性判別期間生成部１１０ｃと、切り替え部１１０ｄと、反転部１１０ｅと、ローパスフィルタ１１０ｆ、１１０ｈと、第１閾値判定部１１０ｇと、第２閾値判定部１１０ｉとを備えて構成されている。

電流指令生成部１１０ａは、トルク指令Ｔ^＊およびゲートスタート指令Ｇｓｔに基づいて、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆを生成し、初期極性判別期間生成部１１０ｃは、ゲートスタート指令Ｇｓｔに基づいて、初期極性判別フラグＦｌｇ３を生成する。また、第１閾値判定部１１０ｇは、ｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑに基づいて、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１を生成し、第２閾値判定部１１０ｉは、ｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑに基づいて、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２を生成する。ここで、ｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑは、演算部１１２より、指令生成部１１０に入力され、この演算部１１２は、Ａ＝電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆ、Ｂ＝電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとした場合に、√（Ａ^２＋Ｂ^２）によりｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑを算出する。すなわち、本実施形態においては、電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆ及びＢ＝電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆに基づいて、３つのフラグである、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２、初期極性判別フラグＦｌｇ３を管理する。

図６は、第１閾値判定部１１０ｇ及び第２閾値判定部１１０ｉの構成の一例を示している。すなわち、第１閾値判定部１１０ｇは、予め設定されている閾値と、ローパスフィルタ１１０ｆを介して入力されたｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑ（線間電圧実効値Ｖ_ｒｍｓと等価）とを比較して、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１を生成する。具体的には、所定のｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑ（線間電圧実効値Ｖ_ｒｍｓと等価）に達した時点で、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。上記した第１閾値判定部１１０ｇで参照される予め設定されている閾値は、電圧に基づいて決定すれば良く、例えば、線間電圧を歪ませることなくインバータが出力できる電圧値を設定することが考えられる。

また、第２閾値判定部１１０ｉは、予め設定されている閾値と、ローパスフィルタ１１０ｈを介して入力されたｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑ（線間電圧実効値Ｖ_ｒｍｓと等価）との比較をして、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２を生成する。具体的には、所定のｄｑ軸電圧振幅値Ｖ_ｄｑに達してから所定時間経過後に、所定の時間だけ、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２をハイレベルにする。詳しくは後述するが、この駆動時極性判別フラグＦｌｇ２がハイレベルになっている期間が、同期モータ１０の回転子１２に設けられた磁石１４の極性が推定と一致しているか否かを判別する期間である。なお、第２閾値判定部１１０ｉによる判定は、第１閾値判定部１１０ｇの判定結果により切り替えが行われる前に実施される必要があることから、上記した第２閾値判定部１１０ｇで参照される予め設定されている閾値は、第１閾値判定部１１０ｉで参照される上記閾値以下の値（電圧値）を設定すればよい。さらに、上記では一定期間実施する形態について説明したが、初期極性判別フラグＦｌｇ３が立ち下がった後、所定の時間間隔もしくは継続的に同期モータ１０の回転子１２に設けられた磁石１４の極性が推定と一致しているか否かを判別してもよい。

高周波電圧重畳部１３０は、三角波キャリア信号に同期して、振幅ｖｈの高周波電圧Ｖｈを発生させ、初期極性判別フラグＦｌｇ３が出力される期間、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆに重畳する。図７は、本実施形態に係る高周波電圧重畳部１３０の構成の一例を示す図である。この図７に示すように、高周波電圧重畳部１３０は、同期パルス生成部１３０ａと、ゲート１３０ｂ、１３０ｃを備えており、入力された初期極性判別フラグＦｌｇ３と、三角波キャリア信号と、基準電圧ｖｈに基づいて、高周波電圧Ｖｈを生成して出力する。

回転子位置角速度演算部１４０は、同期モータ１０の回転に合わせて生成されるパルスジェネレータ信号ＰＧに基づいて電気角回転子角速度ω_ｅを演算し、この電気角回転子角速度ω_ｅを積分して位相を演算し、さらに初期極性判別結果と足し合わせることで回転子位置θ_ｅ’を演算する。図８は、本実施形態に係る回転子位置角速度演算部１４０の構成の一例を示す図である。この図８に示すように、本実施形態に係る回転子位置角速度演算部１４０は、回転子角速度演算部１４０ａと、バンドパスフィルタ１４０ｂと、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析部１４０ｃと、初期極性判別部１４０ｄと、積分器１４０ｅを、備えて構成されている。

回転子角速度演算部１４０ａは、入力されたパルスジェネレータ信号ＰＧに基づいて、電気角回転子角速度ω_ｅを算出して出力する。バンドパスフィルタ１４０ｂは、ｄ軸電流値Ｉ_ｄの特定周波数帯を検出し、ＦＦＴ解析部１４０ｃは、前記特定周波数をフーリエ変換し、解析することでｄ軸高調波電流値Ｉ_ｄｈを演算する。初期極性判別部１４０ｄは、ｄ軸高調波電流値Ｉ_ｄｈと、基準となる高周波電圧Ｖｈとを比較して、その比較結果に基づいて、磁石１４の初期極性を判別する。

図９は、この初期極性判別の動作イメージを説明する図である。この図９に示すように、同期モータ１０では、＋ｄ軸に電流を通電した場合と、－ｄ軸に電流を通電した場合とで、ｄ軸鎖交磁束の大きさに差異が生じ、インダクタンスにも差が生じる。具体的には、＋ｄ軸に電流を流した場合は、インダクタンスが大きくなり、－ｄ軸に電流を流した場合は、インダクタンスが小さくなる。インダクタンスが大きいと、高調波電流値Ｉ_ｄｈは小さくなり、インダクタンスが小さいと、高調波電流値Ｉ_ｄｈは大きくなる。このため、極性判別部１４０ｄでは、この差に基づいて、磁石１４の初期極性を判別する。図８の初期極性判別部１４０ｄから出力された初期極性判別結果に、電気角回転子角速度ω_ｅが積分器１４０ｅで積分された結果を足し合わせて、回転子位置θｅ’を算出する。

電圧指令生成部１５０は、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆに基づいて、電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆ、Ｖ_ｑｒｅｆを生成して、座標変換部１００ｂに出力する回路である。上述したように、本実施形態においては、電圧指令生成部１５０は、電流制御部１６０と、電圧位相制御部１７０と、制御方式切替部１８０とを、備えて構成されている。

電流制御部１６０は、電流値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑと、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとの差分を算出し、その比例積分（ＰＩ）制御出力と、モータモデルを用いて演算したフィードフォワード電圧とを足し合わせて、電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＡＣＲ}、Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＡＣＲ}を算出する。

図１０は、本実施形態に係る電流制御部１６０の構成の一例を示すブロック図である。この図１０に示すように、本実施形態に係る電流制御部１６０は、比例器１６０ａと１６０ｃ、積分器１６０ｂ、１６０ｄと、フィードフォワード電圧演算部１６０ｅとを、備えて構成されている。すなわち、ｄ軸電流値Ｉ_ｄとｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆとの差分が比例器１６０ａと積分器１６０ｂに入力され、ｑ軸電流値Ｉ_ｑとｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｒｅｆとの差分が比例器１６０ｃと積分器１６０ｄに入力される。また、電気角回転子角速度ω_ｅと電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとが、フィードフォワード電圧演算部１６０ｅに入力されて、フィードフォワード電圧が算出される。そして、比例器１６０ａの出力と積分器１６０ｂの出力の和にフィードフォワード電圧が加算されて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＡＣＲ}として出力され、比例器１６０ｃの出力と積分器１６０ｄの出力の和にフィードフォワード電圧が加算されて、ｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＡＣＲ}として出力される。

電圧位相制御部１７０は、電流値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑと、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとの差分を算出し、その比例（Ｐ）制御した出力電圧位相と、モータモデルを用いて演算したフィードフォワード電圧位相とを足し合わせて、電圧位相指令とし、それぞれｃｏｓおよびｓｉｎをとってｄ軸電圧振幅指令Ｖ_{ｄｑ＿ＶＰ}と掛け合わせることで、電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＶＰ}、Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＶＰ}を算出する。

図１１は、本実施形態に係る電圧位相制御部１７０の構成の一例を示すブロック図である。この図１１に示すように、本実施形態に係る電圧位相制御部１７０は、比例器１７０ａ、１７０ｂと、角度演算部１７０ｃ、１７０ｅと、フィードフォワード電圧演算部１７０ｄと、ＣＯＳ演算部１７０ｆ、ＳＩＮ演算部１７０ｇと、乗算器１７０ｈ、１７０ｉと、電圧振幅指令部１７０ｊとを備えて構成されている。

すなわち、ｄ軸電流値Ｉ_ｄとｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆとの差分が比例器１７０ａに入力され、ｑ軸電流値Ｉ_ｑとｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｒｅｆとの差分が比例器１７０ｂに入力される。これら比例器１７０ａ、１７０ｂの出力は、角度演算部１７０ｃに入力されて、角度演算部１７０ｃからは出力電圧位相が出力される。一方、電気角回転子角速度ω_ｅと電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとがフィードフォワード電圧演算部１７０ｄに入力されて、フィードフォワード電圧が算出され、角度演算部１７０ｅに入力される。角度演算部１７０ｅでは、フィードフォワード電圧に基づいて、フィードフォワード電圧位相が算出される。この角度演算部１７０ｅから出力されたフィードフォワード電圧位相と、角度演算部１７０ｃから出力された出力電圧位相との和が、ＣＯＳ演算部１７０ｆとＳＩＮ演算部１７０ｇに入力される。電圧振幅指令部１７０ｊからは、ｄ軸電圧振幅指令Ｖ_{ｄｑ＿ＶＰ}が出力され、このｄ軸電圧振幅指令Ｖ_{ｄｑ＿ＶＰ}が、ＣＯＳ演算部１７０ｆの出力と乗算器１７０ｈで乗算されてｄ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＶＰ}が出力され、ＳＩＮ演算部１７０ｇの出力と乗算器１７０ｉで乗算されてｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＶＰ}が出力される。

制御方式切替部１８０は、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１に応じて、電流制御の電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＡＣＲ}、Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＡＣＲ}と電圧位相制御の電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＶＰ}、Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＶＰ}とを切り替えて出力する。

図１２は、本実施形態に係る制御方式切替部１８０の構成の一例を示す図である。この図１２に示すように、本実施形態に係る制御方式切替部１８０は、スイッチ１８０ａ、１８０ｂを備えて構成されている。スイッチ１８０ａ、１８０ｂには、それぞれ、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１が入力されており、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１がハイレベルのときに「１」側に接続され、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１がローレベルのときに「０」側に接続される。すなわち、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１がハイレベルのときには、スイッチ１８０ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＡＣＲ}を選択して出力し、スイッチ１８０ｂは、ｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＡＣＲ}を選択して出力する。制御方式切り替えフラグＦｌｇ１がローレベルのときには、スイッチ１８０ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｒｅｆ＿ＶＰ}を選択して出力し、スイッチ１８０ｂは、ｄ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｒｅｆ＿ＶＰ}を選択して出力する。

回転子位置補正部１９０は、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとモータモデル電圧との差分に基づいて、磁極判別指標を算出し、ノイズ除去用のローパスフィルタを作用させて閾値と比較することで、位相補正値θ_ｃｍｐを算出する。この回転子位置補正部１９０は、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２に応じて実行される。すなわち、回転子位置補正部１９０は、駆動時極性判別フラグＦｌｇ２がハイレベルの場合（図４参照）に動作する。インバータ制御装置４０で制御する同期モータ１０は磁石磁極と同一方向にｄ軸電流を通電した場合、インダクタンスが高いことから電圧が大きくなり、磁石磁極と反対方向にｄ軸電流を通電した場合、インダクタンスが低いことから電圧が小さくなる。このため、上述した閾値は電圧に基づいて決定すればよく、例えば、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生する電圧の平均値を予めもしくは運転中に検出・演算し、設定すればよい。また、磁石極性が反転していることを捉えられれば、平均値以外の方法、例えば電圧に重みを付けて閾値を決定してよい。

図１３は、本実施形態に係る回転子位置補正部１９０の構成の一例を示す図である。この図１３に示すように、本実施形態に係る回転子位置補正部１９０は、乗算器１９０ａ、１９０ｂと、モデル設定部１９０ｃと、ローパスフィルタ１９０ｄと、閾値判定部１９０ｅと、切替出力部１９０ｆとを、備えて構成されている。

乗算器１９０ａは、ｄ軸電流値Ｉ_ｄと電気角回転子角速度ω_ｅとの乗算を行う。モデル設定部１９０ｃには、予め同期モータ１０に応じたｄ軸インダクタンス設定値が格納されている。このｄ軸インダクタンス設定値と、乗算器１９０ａから出力された乗算結果が、乗算器１９０ｂに入力され乗算が行われ、ｑ軸モータモデル電圧が算出される。乗算器１９０ｂの乗算結果であるｑ軸モータモデル電圧と、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとの差分が、ローパスフィルタ１９０ｄに入力され、ノイズ成分が除去された磁極判別指標が出力される。この磁極判別指標は閾値判定部１９０ｅに入力され、磁極判別指標が所定の閾値より大きい場合は１が出力され、所定の閾値より小さい場合は０が出力される。すなわち、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとｑ軸モータモデル電圧との差分が大きい場合には、実際の磁石１４の極性は、想定した磁石１４の極性と反転していると判断して、閾値判定部１９０ｅは１を出力する。これにより、切替出力部１９０ｆからはπの値を有する位相補正値θ_ｃｍｐが出力される。一方、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとモータモデル電圧との差分が小さい場合には、実際の磁石１４の極性と、想定した磁石１４の極性とが一致していると判断して、閾値判定部１９０ｅは０を出力する。これにより、切替出力部１９０ｆからは０の値を有する位相補正値θ_ｃｍｐが出力される。すなわち、図１３の回転子位置補正部１９０は、インバータ電圧とモータモデル電圧の差分に基づいて、実際の磁石１４の極性と、回転子位置角速度演算部１４０で算出した回転子位置θ_ｅ’とが一致しているか否かを判定している。なお、所定の閾値は電圧に基づいて決定すればよい。

図１４は、本実施形態に係る回転子位置補正部１９０の別の構成例を示す図である。この図１４に示すように、回転子位置補正部１９０は、上述した乗算器１９０ａ、１９０ｂと、モデル設定部１９０ｃと、ローパスフィルタ１９０ｄと、閾値判定部１９０ｅと、切替出力部１９０ｆに加えて、乗算器１９０ｇが設けられている。

除算器１９０ｇには、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆと、電気角回転子角速度ω_ｅとが入力され、その除算結果がｄ軸インバータ磁束として出力される。また、モデル設定部１９０ｃには、予め同期モータ１０に応じたｄ軸インダクタンス設定値が格納されている。そして、乗算器１９０ｂで算出されたｄ軸モータモデル磁束と、除算器１９０ｇで算出されたｄ軸インバータ磁束の差分が、ローパスフィルタ１９０ｄに入力され、閾値判定部１９０ｅにおいて、その差分が所定の閾値より大きいか否かが判定される。つまり、図１４における回転子位置補正部１９０は、インバータ磁束の差分に基づいて、実際の磁石１４の極性と、回転子位置角速度演算部１４０で算出した回転子位置θ_ｅ’とが一致しているか否かを判定している。上述した所定の閾値は磁束に基づいて決定すればよく、例えば、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生する磁束の平均値とすればよい。

図１５は、本実施形態に係る回転子位置補正部１９０のさらに別の構成例を示す図である。この図１５に示すように、回転子位置補正部１９０は、上述したローパスフィルタ１９０ｄと、閾値判定部１９０ｅと、切替出力部１９０ｆに加えて、乗算器１９０ｈ、１９０ｉと、モデル設定部１９０ｊ、１９０ｋと、除算器１９０ｌと、乗算器１９０ｍ、１９０ｎが設けられている。

乗算器１９０ｈには、ｄ軸電流値Ｉ_ｄとｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆとが入力され、これらの乗算結果が出力される。乗算器１９０ｉには、ｑ軸電流値Ｉ_ｑとｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｒｅｆとが入力され、これらの乗算結果が出力される。これら乗算器１９０ｈ、１９０ｉの乗算結果の和が、除算器１９０ｌに入力され、電気角回転子角速度ω_ｅで除算されて、トルクが出力される。一方、乗算器１９０ｍには、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとが入力され、その乗算結果が出力される。また、モデル設定部１９０ｊ、１９０ｋには、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆからモデルとなるモータモデルトルクを算出するためのｄ軸インダクタンス設定値、ｑ軸インダクタンス設定値がそれぞれ格納されている。このため、モデル設定部１９０ｊ、１９０ｋの差分と、乗算器１９０ｍの乗算結果とを乗算器１９０ｎで乗算することにより、モータモデルトルクが算出される。この乗算器１９０ｎから出力されたモータモデルトルクと、除算器１９０ｌから出力されたトルクとの差分が、ローパスフィルタ１９０ｄに入力され、閾値判定部１９０ｅにおいて、その差分が所定の閾値より大きいか否かが判定される。つまり、図１５における回転子位置補正部１９０は、インバータのトルクの差分に基づいて、実際の磁石１４の極性と、回転子位置角速度演算部１４０で算出した回転子位置θ_ｅ’とが一致しているか否かを判定している。対象の電動機は磁石磁極と同一方向にｄ軸電流を通電した場合、ｄ軸インダクタンスが高いことから磁気突極性（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）が小さくなり、その結果トルクが小さくなる。逆に、磁石磁極と反対方向にｄ軸電流を通電した場合、磁気突極性（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）が大きくなることからトルクが大きくなる。上述した所定の閾値はトルクに基づいて決定すればよく、例えば、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生するトルクの平均値とすればよい。これらの差を検出することができれば、平均値以外の方法でも閾値を決定してよい。さらに、上記の例ではトルクに基づいて閾値を決定する方法を説明したが、トルクと相関があるパワーを用いても同様の効果が得られ、１９０ｄの入力をパワーの次元にすればよい。

図１の変調部２００は、座標変換部１００ｂから出力された３相の電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆに基づいてスイッチング指令Ｖ_{ｕ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｖ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｗ＿ＰＷＭ}を生成し、インバータ主回路２０に出力する。

図１のモータシステム１は、同期モータ１０のｄｑ軸電圧振幅値Ｖｄｑが所定の閾値より小さいときは、電流フィードバック制御を行い、所定の閾値以上のときは、電圧位相制御を行う。所定の閾値は、例えば、上述した回転子位置補正部１９０と同様に、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生する電圧の平均値を設定すればよい。また、磁石極性が反転していることを捉えられれば、平均値以外の方法、例えば電圧に重みを付けて閾値を決定してよい。

＜電流フィードバック制御＞
同期モータ１０の電圧方程式は［数式１］で表現される。

ここで、Ｒは巻線抵抗であり、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑはそれぞれｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスであり、ω_ｅは電気角回転子角速度である。

さらにモータパラメータを用いて演算するモータモデル電圧は［数式２］となる

ここで、Ｌ_{ｄ＿ｓｅｔ}、Ｌ_{ｑ＿ｓｅｔ}は、それぞれ、ｄ軸インダクタンス設定値、ｑ軸インダクタンス設定値である。

この［数式３］において、モータパラメータが一致する場合、［数式４］となる。

各々電流に着目して書き直すと、［数式５］［数式６］となる。

これら［数式５］、［数式６］から、プラントが一次遅れとなることがわかる。

さらに上記式に対してＰＩ制御を行って電流制御することを考える。ＰＩ制御を行った場合のｄ軸一巡伝達関数は［数式７］となる。

ここで、τ_ｄ＝Ｌ_ｄ／Ｒであり、τ_Ａは任意時定数であり、ｓは微分演算子であり、Ｋ_ｐｄはｄ軸比例ゲインである。これを伝達関数の形に変形すると、［数式８］となる。

ここで、τ_Ａ＝τ_ｄと設計するならば、［数式８］は［数式９］の通りとなる。

［数式９］のようにＰＩ制御器を設計することで、同期モータ１０を任意時定数τ_ｎｅｗのプラントとみなせ、ゲインＫ_ｐｄを調整することで電流制御することが可能となる。ｑ軸も同様の方法でゲインを調整すればよい。本方式は出力可能電圧に対してインバータ電圧が小さい領域で用いられ、モデル電圧に誤差があったとしても電圧振幅と電圧位相を調整して、任意の電流を流すことができる。

＜電圧位相制御＞
電圧位相制御では電圧振幅を一定とし、電圧位相を調整することでモータ電流を制御する。この場合の電圧位相指令はｄｑ軸電流偏差にゲインを乗じた値と、モータモデルから演算したモデル電圧とから［数式１０］のように算出する。

電圧位相制御では電圧振幅は一定値とし、［数式１０］とからｄｑ軸電圧指令を［数式１１］のように演算する。

電流誤差がない場合、電圧位相はモータモデルを用いて演算した値となる。ただし、Ｖ_{ｄｑ＿ＶＰ}は例えばインバータが出力可能な最大電圧一定値とする。

制御モードを上述した電流制御から電圧位相制御へと切り替える場合、電圧振幅と電圧位相が一致している必要がある。しかしながら、図１６に示すように、同期モータ１０は、磁石極性によってはモデル電圧とインバータ電圧との間に大きな乖離があり、電圧振幅および電圧位相の双方が調整可能な電流フィードバック制御から、電圧位相のみ制御する電圧位相制御に制御モードを切り替えると、図１７に示すように、電圧位相が急変してトルクショックや最悪の場合脱調減少を発生してしまう。

このような問題を解決するためには、制御モードを切り替える前に、同期モータ１０の磁石極性を一致させるような制御を行えばよい。このため、本実施形態においては、たとえば下記のような方法で極性判別指標を算出し、閾値と比較して磁石極性を判別する。

＜電圧及び磁束に着目した方式＞
上述した図１３乃至図１５に基づいて、電圧及び磁束に着目した磁石極性の判別を追加的に説明する。図１３に示すように、回転子位置補正部１９０において、ｑ軸電圧指令値（ｑ軸インバータ電圧）Ｖ_ｑｒｅｆと、予め設定されているｑ軸モータモデル電圧との差分を極性判別指標とし、ノイズ除去用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９０ｄを作用させて、閾値判定部１９０ｅに入力し、閾値と比較して位相補正値θ_ｃｍｐを算出する。この位相補正値θ_ｃｍｐの値は、磁石極性が一致しているか否かであるので、０又はπである。この時、閾値は電圧もしくは磁束に基づいて決定すればよく、その値は、上述した図１３や図１４の回転子位置補正部１９０と同様に、閾値を電圧に基づいて決定する場合は、例えば、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生する電圧の平均値を予めもしくは運転中に検出・演算し、設定すればよい。また、磁石極性が反転していることを捉えられれば、平均値以外の方法、例えば電圧に重みを付けて閾値を決定してよい。また、閾値を磁束に基づいて決定する場合は、例えば、ｄ軸電流をプラスマイナス方向に通電した際に発生する磁束の平均値とすればよい。

一方、図１４で例示した回転子位置補正部１９０では、電圧指令値（ｑ軸インバータ電圧）Ｖ_ｑｒｅｆを回転子角速度ω_ｅで除して算出したｄ軸インバータ磁束と、予め設定されている値から算出されたｄ軸モータモデル磁束との差を磁極判別指標とする。この磁極判別指標に基づく判別手法は、上記図１３と同様である。

＜トルク・パワーに着目した方式＞
上述した図１５に基づいて、トルク・パワーに着目した磁石極性の判別を追加的に説明する。図１５に示すように、本方式における回転子位置補正部１９０においては、ｄ軸電圧指令値（ｄ軸インバータ電圧）Ｖ_ｄｒｅｆとｄ軸電流値Ｉ_ｄとを掛け合わせ、ｑ軸電圧指令値（ｑ軸インバータ電圧）Ｖ_ｑｒｅｆとｑ軸電流値Ｉ_ｑとを掛け合わせ、これら足し合わせたインバータパワーを回転子角速度ω_ｅで除してトルクを算出し、予め設定されているモータモデルトルクとの差分を極性判別指標とする。この磁極判別指標に基づく判別手法は、上記図１３と同様である。

なお、上述した３つの方式は、いずれも速度比例するモータ電圧を用いることから、極低速では極性判別の精度が悪くなり、電流センサノイズや分解能の影響を受けやすくなる。これを避けるためには回転子周波数に同期したオフセット電流を流しつつ、ある速度、例えば１０Ｈｚ以上で極性判別を開始するような構成とする必要がある。このため、本実施形態においては、図５に示す、駆動時極性判別フラグｆｌｇ２を用いて、そのタイミングを制御することとしている。上記駆動時極性判別フラグｆｌｇ２は電圧を閾値として変更すればよい。また、電圧以外にも、例えば速度を閾値として実速度と比較することで駆動時極性判別フラグｆｌｇ２を制御すればよい。

換言すれば、電圧は通電電流に依存する。例えば、図１６においては、ｄ軸方向に１２０Ａの電流を流すことが１００％に相当しているが、ｄ軸方向のみに２０％の電流を流すことを仮定すると、ＮＳが反転している場合には１０Ｈｚで１０Ｖ（２π×１０Ｈｚ×０．１７５Ｗｂ）の電圧が発生し、ノイズ等に対してある程度不感化できる。この１０％という値は、インバータ定格電圧の数％以上（今回のモータはＤＣ２８８Ｖで、１０Ｖは約３．５％に相当）の基本波電圧となる周波数と定義することも可能である。

また、上述したモータモデル電圧、モータモデル磁束、及び、モータモデルトルクは、予め取得した、若しくは、駆動中に取得したモータパラメータを用いて演算するようにしてもよいし、又は、電流、電圧若しくはその両方に応じたテーブルを参照して決定するようにしてもよい。

以上のように、本実施形態に係るモータシステム１によれば、算出された極性判別指標に基づいて、図１８のように、制御モードを電流フィードバック制御から電圧位相制御に切り替える前に同期モータ１０の磁石の極性判別を行うようにした。このため、極性が反転している場合、回転子位置に１８０度を加算することにより回転子位置を補正し、磁石極性を一致させてから、制御モードを変更することができ、磁石極性が回転子位置角速度演算部１４０で算出した回転子位置θｅ’と反転している状態で、モータパラメータを用いる電圧位相制御に切り替えることによる電圧位相の急変を避け、安定して同期モータ１０を制御することが可能となる。

〔第２実施形態〕
第２実施形態に係るモータシステム１は、上述した第１実施形態におけるモータシステム１に変形を加えたものである。以下、上述した第１実施形態と異なる部分を説明する。

図１９は、第２実施形態に係るモータシステム１の全体構成を説明するブロック図であり、上述した第１実施形態における図１に対応する図である。
高周波電圧重畳部１３０は、入力された三角波キャリアに同期して振幅ｖｈの高周波電圧ＶＨを発生させ、ｄ軸電圧指令に重畳する。本実施形態の場合、初期極性判別もしくは第１の位置誤差推定法を用いている間、高周波電圧を重畳する。

図２０は、本実施形態に係る高周波電圧重畳部１３０の構成の一例を示すブロック図である。この図２０に示すように、本実施形態に係る高周波電圧重畳部１３０は、同期パルス生成部１３０ａと、ゲート１３０ｂ、１３０ｃに加えて、ＯＲ回路１３０ｄを備えて構成されている。

同期パルス生成部１３０ａには、三角波キャリア信号が入力され、この三角波キャリア信号に同期して、同期パルス信号がゲート１３０ｃに出力される。ＯＲ回路１３０ｄには、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１と初期極性判別フラグＦｌｇ３とが入力され、いずれかがハイレベルの場合、ハイレベルの信号をゲート１３０ｂに出力する。また、ゲート１３０ｂには、電圧ｖｈが供給されており、ゲート１３０ｂにハイレベルの信号がＯＲ回路１３０ｄから供給されている場合には、ゲート１３０ｂは、供給されている電圧ｖｈをゲート１３０ｃに出力する。このため、ゲート１３０ｃからは、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１と初期極性判別フラグＦｌｇ３の一方がハイレベルの場合に、高周波電圧Ｖｈが出力される。

図２１は、本実施形態に係る回転子位置角速度演算部１４０の構成の一例を示す図である。この図２１に示すように、回転子位置角速度演算部１４０は、第１の位置誤差推定部１４１ａと、第２の位置誤差推定部１４１ｂとを備えており、これらの演算結果を切り替えて出力する。すなわち、第１の位置誤差推定部１４１ａは、高周波電流を用いて回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算し、第２の位置誤差推定部１４１ｂは、モータ電圧とモータモデル電圧との差異から回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算する。いずれの演算結果を出力するかは、制御方式切り替えフラグＦｌｇ１に基づいて切り替える。さらに、回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔがゼロに収束するようにＰＩ制御を行うＰＬＬ（phase-locked-loop）制御を行うことで、角速度推定値ω_ｅｓｔを出力し、さらに角速度推定値ω_ｅｓｔを積分することで回転子位置推定値θ_ｅｓｔを出力する。以上のことを実現するため、回転子位置角速度演算部１４０は、さらに、バンドパスフィルタ１４１ｃと、ＦＦＴ解析部１４１ｄと、ＰＬＬ回路１４１ｅ、１４１ｆと、積分器１４１ｇと、バンドパスフィルタ１４１ｈと、ＦＦＴ解析部１４１ｉと、初期極性判別部１４１ｊと、選択部１４１ｋを備えている。

すなわち、第１の位置誤差推定部１４１ａには、バンドパスフィルタ１４１ｃとＦＦＴ解析部１４１ｄを通過したｄ軸電流値Ｉ_ｄが入力される。また、第１の位置誤差推定部１４１ａには、高周波電圧ＶＨが入力される。そして、第１の位置誤差推定部１４１ａはこれらの信号に基づいて、回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔを生成する。ＰＬＬ回路１４１ｅは、この回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔがゼロに収束するように、ＰＬＬ制御を行う。

一方、第２の位置誤差推定部１４１ｂには、ｄ軸電流値Ｉ_ｄと、ｑ軸電流値Ｉ_ｑと、電圧指令値Ｖ_ｄｒｅｆ、Ｖ_ｑｒｅｆと、角速度推定値ω_ｅｓｔとが入力される。そして、これらに基づいて、第２の位置誤差推定部１４１ｂは、回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔを生成する。ＰＬＬ回路１４１ｆは、この回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔがゼロに収束するように、ＰＬＬ制御を行う。

また、初期極性判別部１４１ｊには、バンドパスフィルタ１４１ｈとＦＦＴ解析部１４１ｉを通過したｄ軸電流値Ｉ_ｄが入力される。さらに、初期極性判別部１４１ｊには、初期極性判別フラグＦｌｇ３も入力される。これらに基づいて、初期極性判別部１４１ｊは、磁極判別指標を算出し、第１の位置誤差推定部１４１ａにおける磁石極性の推定が反転していると判別した場合には、補正値πを出力する。この補正値πは、積分器１４１ｇから出力された回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔに加算される。これにより、磁石極性を反転させることができる。

＜モータパラメータを用いない位置推定方法＞
高周波電圧を重畳することで回転子位置・角速度を推定する方式について説明する。突極式の同期モータ１０において、回転子位相角誤差Δθがゼロである場合（実際のｄｑ軸と推定したｄ_ｃｑ_ｃ軸とが一致する場合）の電圧方程式は、上述した［数式１］で表現される。
また、推定回転位相角と実際の回転位相角が一致しない場合、ｄｑ軸電圧方程式は［数式１２］に書き改められる。

さらに［数式１２］でモータ回転数が充分に低く、抵抗による電圧降下が無視できる場合、［数式１２］の電流高周波成分は［数式１３］に書き改められる。

さらに、高周波電圧を推定ｄ軸であるｄｃ軸のみに印加するならば［数式１３］は［数式１４］に書き改められる。

［数式１４］によると、ｑｃ軸の高調波電流は回転子位相角誤差Δθに依存して変化することが分かる。ｑｃ軸成分について着目して変形することで、回転子位置誤差は［数式１５］となる。

この回転角度依存の特性を利用して、第１の位置誤差推定部１４１ａにより、回転子位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算し、これが零に収束するようにＰＬＬ制御を行うことで角速度推定値ω_ｅｓｔを算出し、さらに角速度推定値ω_ｅｓｔを積分することで回転子位置推定値θ_ｅｓｔを算出することができる。

＜モータパラメータを用いる位置推定方法＞
充分に回転速度が高く、電流リプルや電機子巻線抵抗による電圧降下が無視できる場合、電圧方程式は［数式１６］となる。

さらに回転子位相角誤差Δθの推定座標ｖ_ｄｃ， ｖ_ｑｃ軸に座標変換すると、［数式１７］となる。

これらの差分を指標Ｅ_ｄｃ、Ｅ_ｑｃと表現すると、［数式１８］のようになる。

上述した非特許文献１の方式にのっとる場合、これら位置推定指標をある位相γに応じて重ね合わせ［数式１９］の形とする。

［数式１９］にて得た位置推定指標は図２２となる。第２の位置誤差推定部１４１ｂにおいては、図２２の位置誤差０ｄｅｇでは位置推定指標もゼロとなることを利用し、位置推定指標が零に収束するようにＰＬＬ制御を行うことで角速度推定値ω_ｅｓｔを調整し、さらに角速度推定値ω_ｅｓｔを積分することで回転子位置推定値θ_ｅｓｔを算出することができる。

しかしながら、磁気突極性のみで回転子位置を推定する第１の位置誤差推定部１４１ａの推定法においては、磁極反転していることを把握できず、制御モードを切り替えたとしても図２２の１７０ｄｅｇ付近に再収束してしまい、図２３に示すように、本来出力し得るトルクを出力できない。さらに上述した第１実施形態のような電圧位相制御に切り替える場合、制御が破たんし、脱調現象を生じる。

このため、本実施形態においては、パラメータを用いない第１の位置誤差推定部１４１ａにおける推定を行いつつ、電圧指令値（インバータ出力）Ｖ_ｄｒｅｆとモータパラメータとを用いて磁極判別指標を演算し、この磁極判別指標に基づいて磁石極性を判別する。この磁極判別指標は［数式２０］のように計算すればよい。

［数式２０］を用いて演算した磁極判別指標は図２４に示したようになり、磁石極性が反転していない位置誤差０ｄｅｇの場合、磁極判別指標はゼロ近傍となっている。これに対して磁石極性が反転している場合、磁極判別指標はゼロにならない。この特性を利用し、第１の位置誤差推定部１４１ａによる推定を行いつつ、初期極性判別部１４１ｊによる磁極判別指標を演算し、その磁極判別指標の値がゼロ近傍とならない場合、磁石極性を反転する。すなわち、回転子位置推定値θ_ｅｓｔに１８０ｄｅｇを加算する。

なお、第１の位置誤差推定部１４１ａにおける本方式は、高周波信号を重畳するセンサレス制御の間に実施する必要がある。例えば、低速センサレス制御と高速センサレス制御の切替えを行う周波数の半分の周波数から、本実施形態の極性判別指標を演算するような構成とすれば、制御を切り替える前に指標を演算することができる。

以上のように、本実施形態に係るモータシステム１によれば、上述した第１実施形態と同様に、同期モータ１０の回転子１２に設けられた磁石１４の極性が推定と一致しているか否かを、極性判別指標に基づいて判別し、推定と一致していない場合には、磁石１４の
磁石極性を正しくなるように補正することとした。このため、図２５に示すように、同期モータ１０が本来出力可能なトルクを発生することができるようになる。

以上、いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例としてのみ提示したものであり、発明の範囲を限定することを意図したものではない。本明細書で説明した新規な装置および方法は、その他の様々な形態で実施することができる。また、本明細書で説明した装置および方法の形態に対し、発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の省略、置換、変更を行うことができる。添付の特許請求の範囲およびこれに均等な範囲は、発明の範囲や要旨に含まれるこのような形態や変形例を含むように意図されている。

１：モータシステム、１０：同期モータ、２０：インバータ主回路、３０：電流検出部、４０：インバータ制御装置、１００ａ、１００ｂ：座標変換部、１１０：指令生成部、１２０：上位制御器、１３０：高周波電圧重畳部、１４０：回転子位置角速度演算部、１５０：電圧指令生成部、１９０：回転子位置補正部、２００：変調部

Claims (12)

1. 同期モータを駆動するインバータ主回路と、
   前記インバータ主回路から出力される出力電流を検出する電流検出部と、
   前記出力電流の指令値を決定する指令生成部と、
   前記出力電流に基づいて前記同期モータに通電させる電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   回転子位置および角速度を演算する回転子位置角速度演算部と、
   前記同期モータのモータパラメータを用いない制御方法から前記同期モータのモータパラメータを用いる制御方法に切り替える前に、前記同期モータの回転子に設けられた磁石極性を極性判別指標に基づいて判別し、演算により求められた前記回転子位置を補正する、回転子位置補正部と、
   を備える同期モータの駆動装置。
2. 前記極性判別指標は、モータモデル電圧とインバータ電圧の差、もしくはモータモデル磁束とインバータ磁束との差としたことを特徴とする請求項１記載の同期モータの駆動装置。
3. 前記モータモデル電圧とインバータ電圧はｑ軸方向の情報であり、前記モータモデル磁束とインバータ磁束はｄ軸方向の情報であることを特徴とする請求項２に記載の同期モータの駆動装置。
4. 前記極性判別指標は、インバータトルクとモータモデルトルクの差としたことを特徴とする請求項１記載の同期モータの駆動装置。
5. 前記モータモデル電圧、及び、前記モータモデル磁束は、予め若しくは駆動中に取得したモータパラメータを用いて演算する、又は、電流、電圧若しくはその両方に応じたテーブルを参照して決定することを特徴とする請求項２に記載の同期モータの駆動装置。
6. 前記モータモデルトルクは、予め若しくは駆動中に取得したモータパラメータを用いて演算する、又は、電流、電圧若しくはその両方に応じたテーブルを参照して決定することを特徴とする請求項４記載の同期モータの駆動装置。
7. 前記回転子位置角速度演算部は、
   前記同期モータの速度センサ信号を入力として角速度と回転子位置を演算する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期モータの駆動装置。
8. 前記回転子位置角速度演算部は、
   回転子位置誤差がゼロに収束するようにＰＬＬ（phase-locked-loop）制御することで、角速度と回転子位置を演算することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの駆動装置。
9. 前記回転子位置角速度演算部は、回転子の位置誤差を推定する複数の位置誤差推定部と、これら位置誤差推定部のいずれかを選択する選択部とを備えており、前記複数の位置誤差推定部のうちの少なくとも１つは前記同期モータの磁気突極性を用いて回転子の位置誤差を推定することを特徴とする請求項８に記載の同期モータの駆動装置。
10. 前記回転子位置補正部は、前記ＰＬＬに入力される信号の直交方向成分に基づいて、極性判別を行うこと、を特徴とする請求項８に記載の同期モータの駆動装置。
11. 前記回転子位置補正部は、回転子角速度に応じて動作することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの駆動装置。
12. 前記回転子位置補正部は、初期極性判別の後に動作することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの駆動装置。

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