JP5318286B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、永久磁石を用いた同期機を位置センサレスでインバータにより制御する交流回転機の制御装置に関する。

従来の交流回転機の制御装置においては、交流回転機の出力トルクを高精度に制御する場合、交流回転機の回転子位置に基づいて電流を流し込むために回転子位置センサを取り付ける必要があった。しかしながら、回転子位置センサは比較的体積が大きいために配置上の制約や、センサ出力を制御装置まで伝送するための制御伝送線の引き回しのわずらわしさ、断線などの故障要因の増加となる。これに対して、交流回転機の回転子の回転中に発生する誘起電圧を検出することで間接的に回転子位置を推定することができ、これに基づいて高速高精度なトルク制御を行う、いわゆるセンサレスベクトル制御が既に実用に供され始めている。

センサレスベクトル制御においては、交流回転機に印加したインバータ電圧指令と、交流回転機に流れた電流検出値とから誘起電圧を推定することが一般的である。しかるに、インバータ動作開始前には、交流回転機の回転子位置を知ることができず、特に交流回転機が高速に回転して逆起電圧振幅が高いときには、インバータ再起動時に、電流制御不安定による望まざるトルク発生や、最悪の場合には過電流保護動作により再起動できなくなる場合もあった。

このような課題を解決するために、インバータ再起動から一定時間の間は、センサレス制御を実施せずに、電流フィードバック制御のみを実施し、その間の電圧ベクトルまたは電流ベクトルの回転速度から交流回転機の回転速度の概略値を推測し、その後に当該推測値を初期値としてセンサレス制御を開始する。これにより、永久磁石を用いた交流回転機が高速に回転している状態においても、スムーズにインバータの再起動が行われるようにしている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−０６５４１０号公報（第４−７頁、第１、２図）

従来の交流回転機の制御装置のように、電流フィードバック制御のみを実施し、その間の電圧ベクトルまたは電流ベクトルの回転速度に基づいて交流回転機の回転速度の概略値を推測する方法では、交流回転機の高速回転時において、交流回転機の誘起電圧がインバータの出力可能電圧以上となる場合がある。このような場合、特許文献１に示された方法では、電流フィードバック制御が不安定化してしまう問題があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、交流回転機、特に、永久磁石を用いた同期電動機の位置センサレスベクトル制御における再起動を、確実且つ安定に行うことが可能な交流回転機の制御装置を得るものである。

この発明に係る交流回転機の制御装置は、電流指令に基づいて電圧指令を発生し、電圧指令に基づいてスイッチング指令を発生する制御手段と、スイッチング指令に基づいて交流電圧を発生し、交流電圧を交流回転機へ印加する電力変換器と、電力変換器の入力直流電圧を検出する電圧検出器と、交流回転機に流れる交流電流を検出する電流検出器とを備え、位置センサレスで永久磁石を用いた同期機を前記電力変換器により制御する交流回転機の制御装置であって、制御手段は、定常制御においては前記交流回転機の運転状態に応じて前記交流電圧の振幅が零から前記入力直流電圧の2/π以下の範囲で前記電力変換器を制御し、フリーラン状態にある前記交流回転機に対して前記電力変換器を起動する場合には、電流制御による起動制御を行い、前記電力変換器を起動した時点から所定期間経過までの間の起動制御期間に、前記電圧指令の交流電圧振幅が、前記電力変換器が搬送波の半周期に対して１回スイッチングするような交流電圧振幅となるように、前記電圧指令の振幅と前記入力直流電圧との偏差から変調率ＰＭＦが１以下となるようにｄ軸電流指令値を生成することで弱め界磁制御を行い、その時の前記交流電流および前記電圧指令に基づいて前記交流回転機の回転角周波数を演算するものである。

この発明は、交流回転機の定常制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する定常速度演算器と、交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する運転開始速度演算器とを有し、起動制御中に、電圧指令の交流電圧振幅が電力変換器の最大出力電圧以下の一定値となるように電流指令を補正するので、交流回転機の無負荷誘起電圧が電力変換器の入力直流電圧以上となる過変調領域において弱め制御を実施することができ、過変調による制御の不安定化を防止し、交流回転機を確実且つ安定に起動制御することができる。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１における定常制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１における電圧固定制御器のブロック図である。 本発明の実施の形態１における起動制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１における変調率とｄ軸電流のタイムチャートである。 本発明の実施の形態１における運転開始速度演算器のブロック図である。 本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態２における開始位相設定器のブロック図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置のブロック図である。また、図２は、定常制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。図４は、起動制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。図１において、交流回転機の制御装置は、交流回転機３を駆動制御するものであり、制御回路１と、電力変換器（インバータ）２と、電流検出器４と、電圧検出器５とによって構成されている。

制御回路１は、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を発生し、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいてスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊を発生する制御手段である。電力変換器２は、例えば三相電力変換器であり、直流電力と三相交流電力との電力変換を行なうものであり、スイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊に基づいて交流電圧を発生し、交流電圧を交流回転機３へ印加する。電力変換器２は、直流電源に、互いに並列に接続されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相変換回路を含む。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチで構成されるアームを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが接続される。本実施の形態において、電力変換器２は、可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成される。電力変換器２は、制御回路１からスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊を受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、このスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊に基づき、制御された出力電圧および制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。スイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の変換回路に供給され、各変換回路の一対のスイッチは、スイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊に基づく制御された位相でオン・オフする。

本実施の形態において、交流回転機３は、永久磁石を用いた同期電動機であり、三相の交流給電路Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを介して電力変換器２に接続される。電流検出器４は、例えば交流給電路Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに配置され、電力変換器２から交流回転機３に流れる交流相電流、すなわちＵ相電流ｉｕと、Ｗ相電流ｉｗに基づいて電流を検出する。電圧検出器５は、電力変換器２に加わる入力側の入力直流電圧Ｖｄｃを検出するものであり、例えば電力変換器２の入力側に設けられ、入力直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが適用される。

制御回路１は、通常のセンサレスベクトル制御に対して、交流回転機３の起動制御を含む制御系で構成される。制御回路１は、電流指令器１１と、電流制御器１２と、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３と、三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４と、積分器１５と、定常速度演算器１６と、運転開始速度演算器１７と、電圧固定制御器１８とを備えている。電流指令器１１は、交流回転機３の定常制御時のトルク指令τ＊から電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成する。電流制御器１２は、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を生成する。

定常速度演算器１６は、交流回転機３の定常制御中に、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊および電流検出値ｉｄ、ｉｑから通常のセンサレスベクトル制御に必要な交流回転機３の回転速度である推定回転角周波数ωｅｓｔ１を推定する。積分器１５は、推定回転角周波数ωｅｓｔから推定回転位相θｅｓｔを演算する。運転開始速度演算器１７は、交流回転機３の運転開始後の所定の期間（後述の起動制御期間ＳＰ）内の起動制御（Ｃｓ）中に、起動制御時の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊および電流検出値ｉｄ、ｉｑから定常制御の運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０を推定する。電圧固定制御器１８は、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に係る変調率ＰＭＦに基づいて電流指令ｉｄ＊を補正するｄ軸電流補正量ｄＶを演算し、所定の変調率ＰＭＦになるように制御する。更に、制御回路１は、切替スイッチ１９を備えており、起動制御フラグ（ＦＬｓ）によって定常速度演算器１６で推定された推定回転角周波数ωｅｓｔ１または運転開始速度演算器１７で推定された運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０を選択し、推定回転角周波数ωｅｓｔのみを切替えることで定常制御と起動制御とを切替える構成になっている。

次に、制御回路１によって制御される、電力変換器２における電力変換について詳細に説明する。電力変換の代表的な方式として、正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式、矩形波制御方式、過変調ＰＷＭ制御方式の３つの制御方式がある。正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アームのスイッチング素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アームのスイッチング素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御方式では、電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃに対する基本波成分の振幅の比である変調率ＰＭＦを０．７８倍までしか高めることができない。

一方、矩形波制御方式は、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流回転機に印加するものである。これにより、変調率ＰＭＦを１まで高めることができる。また、過変調ＰＷＭ制御方式は、正弦波状の電圧指令値の振幅が搬送波の振幅よりも大きい場合の変調方式であり、電圧指令値の振幅を縮小するように歪ませた上で、正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。基本波成分を歪ませることができるので、変調率ＰＭＦを０．７８〜１の範囲において高めることができる。

交流回転機３では、回転数や出力トルクが増加すると交流回転機３の誘起電圧が高くなるため、電力変換器２の電圧指令を大きくする必要がある。したがって、定常制御においては、誘起電圧が電力変換器２の最大値出力電圧より低い領域では正弦波ＰＷＭ制御方式、さらに電圧指令が大きくなると過変調ＰＷＭ制御方式によるベクトル制御に従った交流回転機の電流制御が行われる。その一方で、誘起電圧が電力変換器２の最大値出力電圧に達すると、その最大値出力電圧を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。

しかしながら、起動制御においては、交流回転機３のフリーラン速度および位相がわからない状態で交流回転機３の電流制御を実施する必要があり、定常制御に比べて交流回転機３の電流制御を確実に実施する必要がある。この点において、正弦波ＰＷＭ制御方式は、搬送波の半周期に対して確実に一回スイッチングするため、設計した制御応答で電流制御が可能である。しかしながら、過変調ＰＷＭ制御方式は、電圧指令の基本波が搬送波に対して大きく、その間、電力変換器２のスイッチはオン・オフしないため、電流制御応答が低下してしまう。このような過変調ＰＷＭ制御方式によって起動制御を行った場合、制御系が不安定化してしまい、起動制御が実施できない。

そこで、本実施の形態では、起動制御において確実に交流回転機３の電流制御を実施するために、起動制御時の電流制御を必ず正弦波ＰＷＭ制御方式で実施できるようにするために、起動制御中に、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の交流電圧振幅が電力変換器２の最大出力電圧以下の一定値となるように電流指令ｉｄ＊を補正する。具体的には、後述する電圧固定制御器１８において、起動制御中の変調率ＰＭＦを１以下、あるいは０．７８（√６／π）以下になるように電流指令ｉｄ＊を補正するｄ軸電流補正値ｄＶを演算し、起動制御において弱め磁束制御を実施することで、安定な起動制御を実現するものである。

なお、ここで、電力変換器２の最大出力電圧（三相交流相電圧の瞬時振幅最大値）は、電力変換器２に入力される入力直流電圧Ｖｄｃに対して、Ｖｄｃ×２／πの値となる。これは、変調率ＰＭＦ＝１に相当する。また、変調率ＰＭＦを０．７８（√６／π）とした場合、電力変換器２の最大出力電圧は、Ｖｄｃ×１／２の値となる。このため、変調率ＰＭＦを１以下にするためには、起動制御中の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の交流電圧振幅が、電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃの２／π倍以下の値となるように電流指令ｉｄ＊を補正すればよい。また、変調率ＰＭＦを０．７８（√６／π）以下にするためには、起動制御中の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の交流電圧振幅が、電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃの１／２倍以下の値となるように電流指令ｉｄ＊を補正すればよい。

次に、交流回転機の制御装置の動作について説明する。まず、定常制御時のセンサレスベクトル制御の動作について説明し、その後、起動制御の動作について説明する。まず、交流回転機の制御装置の定常制御時の動作について、図２に基づき説明する。図２は、図１に示した交流回転機の制御装置のブロック図のうち、定常制御時に動作しない箇所を破線で示したものである。交流回転機の制御装置の定常制御は、図２の実線の経路で行われる。

電流指令器１１は、トルク指令τ＊を受けて電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成し、この電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を電流制御器１２に供給する。電流制御器１２は、電流指令器１１からの電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と、後述する電圧固定制御器１８からのｄ軸電流補正量ｄＶと、後述する三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４からのｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑとを受けて、ｄ軸電流検出値ｉｄをｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流補正量ｄＶとの和に等しくし、また、ｑ軸電流検出値ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ＊に等しくするように、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を発生する。

ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３は、直交するｄ軸およびｑ軸を含む回転二軸座標から三相時間座標へ変換する座標変換器である。ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３は、電流制御器１２からの電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、後述する積分器１５からの推定回転位相θｅｓｔと、電圧検出器５からの電圧検出値である入力直流電圧Ｖｄｃを受けて、交流回転機３に印加されている端子電圧の変調率ＰＭＦを（１）式で演算する。

このように変調率ＰＭＦを演算することで、矩形波制御方式において変調率ＰＭＦを１として演算することができる。ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３は、この変調率ＰＭＦからスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊を生成する。このスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊は、電力変換器２に供給される。

三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４は、三相時間座標から直交するｄ軸およびｑ軸を含む回転二軸座標へ変換する座標変換器である。三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４は、電流検出器４からの検出電流（交流電流）ｉｕ、ｉｗと、後述する積分器１５からの推定回転位相θｅｓｔを受けて、それを直交するｄ軸およびｑ軸を含む回転二軸座標上のｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑに変換する。積分器１５は、定常速度演算器１６が演算する推定回転角周波数ωｅｓｔから、その値を積分して推定回転位相θｅｓｔを演算し、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３および三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４に供給する。定常速度演算器１６は、適応オブザーバによって回転角周波数を推定するものであり、回転二軸座標上のｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑと電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊とに基づいて、推定回転角周波数ωｅｓｔ１を演算して積分器１５に供給する。

電圧固定制御器１８は、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３で演算された変調率ＰＭＦを所望の変調率指令値ＰＭＦｒｅｆとなるようにｄ軸電流補正値ｄＶを以下の通り算出する。図３は、電圧固定制御器の構成の一例を示すブロック図である。ここで、変調率指令値ＰＭＦｒｅｆが過変調とならないように、電圧固定制御器１８にリミッタを設けてもよい。例えば、同期パルス制御を行う定常制御中の変調率ＰＭＦの上限を、例えば非同期制御を行う起動制御中の変調率ＰＭＦの上限よりも高く設定した方がよい。つまり、定常制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値と、起動制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値とを切替え、定常制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値の方を高く設定した方がよい。一例として、定常制御中の電圧指令値の交流電圧振幅の最大設定値を電力変換器の入力直流電圧の２／π倍の値に、起動制御中の電圧指令値の交流電圧振幅の最大設定値を電力変換器の入力直流電圧の１／２倍の値に設定する。これによって、非同期制御の場合はＰＭＦｒｅｆ＝０．７８程度、同期パルス制御の場合はＰＭＦｒｅｆ＝１．０程度に設定することになる。

まず、加減算器１８ａにて、式（２）のように変調率指令ＰＭＦｒｅｆから変調率ＰＭＦを減算し、変調率偏差ΔＰＭＦを算出する。
ΔＰＭＦ＝ＰＭＦｒｅｆ−ＰＭＦ ・・・（２）

演算された変調率偏差ΔＰＭＦは、弱め制御ゲイン１８ｂに入力されて、その出力に対してローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８ｃおよびリミット回路１８ｄを通した値がｄ軸電流補正値ｄＶとして演算される。ここで、図３に示す電圧固定制御器１８では、ローパスフィルタ１８ｃのカットオフを数ｒａｄ／ｓに設定する。本実施の形態では、カットオフを例えば２πｒａｄ／ｓに設定している。また、リミット回路１８ｄでは、ｄ軸電流補正値ｄＶが正の値とならないようにリミットしている。このような動作により、弱め磁束制御を行い、交流回転機３を高速域まで運転可能としている。

なお、図２に示した構成で交流回転機３の制御を行う場合、高速で回転している交流回転機３の運転を開始するためには、ｄ軸電流補正量ｄＶ、推定回転角周波数ωｅｓｔ、および推定回転位相θｅｓｔの初期値が必要となる。これら３つの初期値は、後述の起動制御を実施することで求めることができる。

次に、交流回転機の制御装置の起動制御時の動作について、図４に基づき説明する。図４は、図１に示した交流回転機の制御装置のブロック図のうち、起動制御時に動作しない箇所を破線で示したものである。交流回転機の制御装置の起動制御は、図４の実線の経路で行われる。この起動制御は、電力変換器２が電力変換動作を停止し、交流回転機３がフリーラン状態にあるときから電力変換器２を起動して、その電力変換動作を開始させ、この電力変換器２により交流回転機３を起動するときに行われる。

具体的には、起動制御は、電力変換器２を起動した時点から起動制御期間をＳＰ［ｓｅｃ］とし、この期間中、図４の実線で示した構成で交流回転機の制御装置を動作させ、運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０を算出する。図５は、起動時の変調率ＰＭＦとｄ軸電流ｉｄのタイムチャートを示した図である。図５において、交流回転機３の起動時（Ｓｔ）から起動制御期間ＳＰの間は起動制御（Ｃｓ）を行い、それ以降は定常制御（Ｃｃ）に切替える。起動直後、変調率ＰＭＦが立ちあがり、変動しながら０．７８に落ち着く。そして、定常制御に切替わると変調率ＰＭＦが１に近づいていく。また、起動制御時には、制御回路１は弱め制御（Ｃｗ）を行うので、ｄ軸電流ｉｄは一旦、負方向に流れる。ここで、起動制御期間ＳＰは、数１０ミリ秒から数百ミリ秒の期間であり、本実施の形態では、例えば１００［ｍｓｅｃ］に設定される。

起動制御と定常制御とを切替えることで、起動制御中に運転開始速度演算器１７で生成した運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０を推定回転角周波数ωｅｓｔの初期値とする。なお、運転開始速度演算器１７で生成した運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０は定常速度演算器１６にも入力され、定常制御開始時の推定回転角周波数ωｅｓｔ１の初期値として利用することができる。また、運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０に基づいて演算した積分器１５の出力を定常制御の推定回転位相θｅｓｔの初期値とする。さらに、起動制御中に電圧固定制御器１８で演算したｄ軸電流補正量ｄＶを定常制御のｄ軸電流補正量ｄＶの初期値とすることができる。これにより、図２に示した交流回転機の制御装置の構成で、高速で回転している交流回転機３の運転を開始するために必要なｄ軸電流補正量ｄＶ、推定回転角周波数ωｅｓｔ、および推定回転位相θｅｓｔの初期値を得ることができ、スムーズに定常制御に移行できる。

ここで、起動制御の動作について説明する。図４において、電流指令器１１は、トルク指令τ＊を受けて起動制御中の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成する。この電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊は、起動制御中に交流回転機３がトルクを発生しないような指令値であり、例えば起動制御中はτ＊＝０と設定することで、電流指令ｉｄ＊＝０、ｉｑ＊＝０のように設定される。起動制御中、電流指令器１１は、この電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を電流制御器１２に供給する。

電流制御器１２は、電流指令器１１からの電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と電圧固定制御器１８からのｄ軸電流補正量ｄＶと三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４からのｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑとを受けて、ｄ軸電流検出値ｉｄをｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流補正量ｄＶとの和に等しくし、また、ｑ軸電流検出値ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ＊に等しくするように、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を発生する。なお、起動制御中の電流制御器１２は交流回転機３のフリーラン周波数に対して比較的高い周波数応答が必要であり、本実施の形態では、例えば交流回転機３のフリーラン周波数が電気角周波数で３００Ｈｚであれば電流制御器１２の電流制御応答を３００Ｈｚ以上に設定する。

ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３は、電流制御器１２からの電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、積分器１５からの推定回転位相θｅｓｔと、電圧検出器５からの入力直流電圧Ｖｄｃを受けて、スイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊を生成する。このスイッチング指令ｓｕ＊、ｓｖ＊、ｓｗ＊は、電力変換器２に供給される。三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４は、電流検出器４からの検出電流ｉｕ、ｉｗと、積分器１５からの推定回転位相θｅｓｔを受けて、それを直交するｄ軸およびｑ軸を含む回転二軸座標上のｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑに変換する。この起動制御期間ＳＰにおいて、電力変換器２から交流回転機３に流れる３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、トルクがゼロになるような電流に制御されるので、起動制御中に不要なトルクが発生せず、交流回転機３を安定に起動することができる。

次に、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３および三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４に供給する推定回転位相θｅｓｔの演算方法について説明する。図６は、運転開始速度演算器１７の構成を示すブロック図である。図６において、ＴｓはＳ／Ｗ演算周期、Ｔ＝１／ωｃ［ｓ／ｒａｄ］はカットオフ周波数の逆数である。運転開始速度演算器１７は、起動制御時の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊および電流検出値ｉｄ、ｉｑから定常制御開始時の回転角周波数ωｅｓｔを推定する。その推定した回転角周波数ωｅｓｔを積分器１５で積算することにより、起動制御中に推定回転位相θｅｓｔ、すなわち交流回転機３の回転位相を推定している。

交流回転機３が永久磁石を用いた同期電動機の場合、そのｄ−ｑ軸上の電圧方程式は（３）式で表すことができる。（３）式を展開することによって、（３ａ）式、（３ｂ）式が得られるので、回転角周波数ωは（３ａ）式より（４）式、（３ｂ）式より（５）式のようにそれぞれ表すことができる。

ここで、Ｒは交流回転機３の電機子抵抗、Ｌｄはｄ軸成分のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸成分のインダクタンス、φは永久磁石による電機子鎖交磁束、ωは交流回転機３の回転角周波数、ｓはラプラス演算子である。（４）式、（５）式より、回転角周波数ωについての演算式は２つ存在することになるが、ゼロ割等を考慮すると、（５）式を演算に用いるほうがよい。ここで、（５）式より、ｖｑの代わりに電圧指令ｖｑ＊を用いることで永久磁石を用いた同期電動機の磁石位置に同期して回転する回転角周波数の推定値ωｅｓｔおよび回転位相の推定値θｅｓｔを、（６）式、（７）式を用いてそれぞれ推定することができる。

ただし、（６）式において式中に微分項が含まれているため、実際に制御系構成する上で、ノイズ等を考慮し（８）式のように擬似微分となるように構成することが望ましい。

ここで、Ｔは積分時定数、ｓはラプラス演算子である。さらに、起動制御の安定性を向上させるために、補償電圧Ｖｃｍｐを（９）式で演算し、（６）式を変更して、（１０）式により回転角周波数を推定している。

ここで、Ｇ_ＰＩは比例積分ゲインである。前述の通り、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３および三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４に供給する位相情報を演算し、これによりｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３および三相／ｄ−ｑ軸座標変換器１４にて座標変換を行うことで、安定な起動制御を行うことができ、交流回転機３を安定して起動できる。

次に、電圧固定制御器１８の動作について説明する。電圧固定制御器１８は、ｄ−ｑ軸／三相座標変換器１３で演算された変調率ＰＭＦを所望の変調率指令値ＰＭＦｒｅｆとなるように定常制御の場合と同様にｄ軸電流補正値ｄＶを算出する。電圧固定制御器１８の構成については、定常制御と同等の構成のものを用いる。しかしながら、起動制御においては、ある程度の電流制御応答が必要であるため、非同期ＰＷＭ変調が一般的に用いられる。この場合、変調率指令値ＰＭＦｒｅｆが過変調とならないように、ＰＭＦｒｅｆ＝０．７８以下に設定するほうが望ましい。これにより、電圧固定制御器１８の動作は、変調率ＰＭＦのリミッタのように動作する。また、定常制御に移行する場合における変更点は特に無く、起動制御によって得られたｄ軸電流補正量ｄＶを保持したまま、制御系を変更することなく定常制御に移行することができる。

なお、弱め制御を行って起動制御を行った場合、推定した回転角周波数および回転位相角に加えて、弱め電流指令値をｄ軸電流補正量ｄＶの初期値とすることで、交流回転機３のセンサレスベクトル制御を弱め磁束制御を行いながら開始することができる。

このように、起動制御中に運転開始速度演算器１７で運転開始推定回転角周波数ωｅｓｔ０を算出するので、電力変換器２の入力直流電圧条件や交流回転機３の回転角周波数によらず、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の交流電圧振幅を電力変換器２の最大出力電圧以下の一定値にできる、つまり変調率ＰＭＦを一定にできる弱め電流指令を生成することができる。この弱め電流指令によりｄ軸電流指令ｉｄ＊を補正し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊基づいて起動制御を実施することで、弱め界磁制御をしながら起動制御を行うことができる。そして、変調率ＰＭＦを電力変換器２の入力直流電圧に対する制御回路１が発生する電圧指令の振幅の比とすることで、電力変換器２の入力直流電圧が変動した場合においても、交流回転機３に電圧指令どおりの電圧を印加することができ、弱め界磁制御を確実に実施することができ、交流回転機３を確実且つ安定に起動制御することが実現できる。

また、交流回転機３が高速で回転し、交流回転機３の無負荷誘起電圧が電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃより大きくなる過変調ＰＷＭ変調領域においても、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の交流電圧振幅が電力変換器２の最大出力電圧以下の一定値となるように、つまり、変調率ＰＭＦを１以下になるように弱め制御を実施することで過変調による制御の不安定化を防止し、交流回転機３を確実且つ安定な起動制御が実現できる。このため、交流回転機、特に、永久磁石を用いた同期電動機の位置センサレスベクトル制御を行う場合、起動制御時は応答性を重視し、再起動を確実且つ安定に行うことができ、定常制御時は効率を重視した制御ができる。

さらに、交流回転機３の誘起電圧が電力変換器２の最大値出力電圧に達すると、その最大電圧を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される場合がある。この場合、制御回路１は、矩形波制御方式によって出力できる交流電圧の振幅の最大値を電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃと定義し、変調率ＰＭＦを１にする。これによって、弱め界磁制御を確実に実施することができ、交流回転機３を確実且つ安定に起動制御することが実現できる。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置のブロック図である。図７において、制御回路２１の中に開始位相設定器２２を設けた点が実施の形態１と異なる。それ以外の構成については実施の形態１と同じあり、図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。開始位相設定器２２は、交流回転機３に流れる交流電流である検出電流ｉｕ、ｉｗに基づいて起動制御を開始する際の交流回転機３の通電開始回転位相θ０を算出するものである。

図８に開始位相設定器２２の構成例の一例を示す。図８に示す開始位相設定器２２では回転座標軸上の検出電流ｉｕ、ｉｗから起動制御開始時の通電開始回転位相θ０を出力する構成としている。具体的には、開始位相設定器２２は、比較回路２２ｂ、サンプルホールド回路２２ｃ、テーブル参照回路２２ｄ、切替スイッチ２２ａ、加算器２２ｅおよび位相調整回路２２ｆから構成される。比較回路２２ｂは、検出電流ｉｕ、ｉｗと電流閾値（Ｉｔｈ）とを比較し、相電流の１つが電流閾値を超えたことを検出してフラグ１（ＦＬ１）を立てる。そして、サンプルホールド回路２２ｃを経由してフラグ２（ＦＬ２）を立て、テーブル参照回路２２ｄは、起動制御開始直後の交流回転機３の位相と３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとの関係を示すテーブルを参照する。切替スイッチ２２ａは、交流回転機３の回転方向（Ｒｄｉｒ）が正転（Ｆ）か逆転（Ｒ）によって補正値を選択する。正転の場合、補正値は０、逆転の場合、補正値はπとなる。加算器２２ｅにおいて、テーブル参照回路２２ｄで得られた位相と切替スイッチ２２ａが選択した補正値とを加算し、位相調整回路２２ｆで位相調整を行い、通電開始回転位相θ０を設定する。このように、開始位相設定器２２は、交流回転機３の運転開始後の所定の期間内に、３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいて交流回転機３の通電開始回転位相θ０を演算することができる。

開始位相設定器２２で通電開始回転位相θ０を設定することで、電力変換器２を起動した時点から、起動制御期間ＳＰに比して十分短い時間の間の電流の挙動から、例えば６０度刻みの精度で通電開始回転位相を設定できるので、起動制御開始直後の電流振幅の変動およびトルクショックを低減でき、確実且つ安定に再起動することができる。このため、交流回転機３が高速で回転し、交流回転機３の無負荷誘起電圧が電力変換器２の入力直流電圧Ｖｄｃより大きくなる過変調ＰＷＭ変調領域において、変調率ＰＭＦを１以下になるよう弱め制御を実施する場合、起動開始後の短時間で回転位相を得ることができ、変調率ＰＭＦをより早く一定値に収束させることができる。

１，２１ 制御回路、２ 電力変換器、３ 交流回転機、４ 電流検出器、５ 電圧検出器、１１ 電流指令器、１２ 電流制御器、１３ ｄ−ｑ軸／三相座標変換器、１４ 三相／ｄ−ｑ軸座標変換器、１５ 積分器、１６ 定常速度演算器、１７ 運転開始速度演算器、１８ 電圧固定制御器、１９ 切替スイッチ、２２ 開始位相設定器。

Claims (5)

1. 電流指令に基づいて電圧指令を発生し、前記電圧指令に基づいてスイッチング指令を発生する制御手段と、
   前記スイッチング指令に基づいて交流電圧を発生し、前記交流電圧を交流回転機へ印加する電力変換器と、
   前記電力変換器の入力直流電圧を検出する電圧検出器と、
   前記交流回転機に流れる交流電流を検出する電流検出器とを備え、位置センサレスで永久磁石を用いた同期機を前記電力変換器により制御する交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、定常制御においては前記交流回転機の運転状態に応じて前記交流電圧の振幅が零から前記入力直流電圧の2/π以下の範囲で前記電力変換器を制御し、
   フリーラン状態にある前記交流回転機に対して前記電力変換器を起動する場合には、電流制御による起動制御を行い、
   前記電力変換器を起動した時点から所定期間経過までの間の起動制御期間に、前記電圧指令の交流電圧振幅が、前記電力変換器が搬送波の半周期に対して１回スイッチングするような交流電圧振幅となるように、前記電圧指令の振幅と前記入力直流電圧との偏差から変調率ＰＭＦが１以下となるようにｄ軸電流指令値を生成することで弱め界磁制御を行い、その時の前記交流電流および前記電圧指令に基づいて前記交流回転機の回転角周波数を演算することを特徴とする交流回転機の制御装置。
2. 前記制御手段は、前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅が、前記電力変換器の入力直流電圧の１／２倍以下の値であることを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記制御手段は、定常制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値と、前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値とを切替えることを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記制御手段は、前記定常制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値を前記電力変換器の入力直流電圧の２／π倍の値に、前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値を前記電力変換器の入力直流電圧の１／２倍の値に設定することを特徴とする請求項３に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記制御手段は、開始位相設定器を有し、
   前記開始位相設定器は、前記交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に、前記交流電流に基づいて前記交流回転機の回転位相を演算することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。

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