JP7088063B2

JP7088063B2 - ユニット並列インバータ

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Publication number: JP7088063B2
Application number: JP2019022210A
Authority: JP
Inventors: 一伸大井
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2019-02-12
Filing date: 2019-02-12
Publication date: 2022-06-21
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Also published as: JP2020129931A

Description

本発明は、インターリーブ駆動を行うユニット並列インバータに係り、特に、デッドタイム補償に関する。

特許文献１，２，非特許文献１には、電力変換装置において、インバータのユニットを複数接続して、各ユニットのスイッチング素子のゲート信号の位相をずらすインターリーブという手法が開示されている。

図１にユニットを３並列とした構成を示す。インターリーブは、各ユニットが発生するリプルを互いに打ち消し合うことができるという特長を有する。直流側の出力電流の合計では、リプル低減により直流コンデンサの容量を削減でき、コスト低減および小型化の効果が得られる。交流側出力電流の合計では、リプル低減・全高調波歪ＴＨＤ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）低減ができることから高品質な電源装置への適用に有効である。

一方、各ユニット交流側出力電流にはスイッチング周波数の大きなリプルが重畳するという問題がある。

ユニット並列インバータの主回路は、直流コンデンサに２つのスイッチング素子を直列接続したユニットが並列接続された構成であり、各ユニットにおける２つのスイッチング素子の接続点が交流側出力端子ＯＵＴである。

各ユニットにおいて、２つのスイッチング素子を同時にＯＮすると直流コンデンサを短絡してしまう。短絡を防ぐため、両方のスイッチング素子を数μ秒程度ＯＦＦするデッドタイムが挿入される。デッドタイム中は想定通りの電圧を出力できず、電圧ひずみ・ＴＨＤ悪化の原因となるため、デッドタイムの補償方法が検討されている。

特許文献３，４にデッドタイム補償方法の一例が開示されている。デッドタイム中のユニット出力電圧はユニット出力電流の向きに依存することから、特許文献３ではユニット出力電流の符号を検出し、ゲート指令の立ち上がりを遅らせるか、立ち下がりを遅らせるかを選択する。

同様に、電圧指令値にオフセットを重畳する方法もあり、オフセットの符号はユニット出力電流の向きにより決定される。特許文献４では、ゲート指令と実際の出力電圧を比較し、差が生じている時間をカウンタにより計測し、カウンタに比例した量を電圧指令値にフィードバックしデッドタイム補償を行う。

特開２０１１－０６１９０１号公報特開２０１３－２２００２８号公報特開昭６０－１１８０８２号公報特開平３－８９８６８号公報

Ｑｕｉｃｋｒｅｓｐｏｎｓｅａｎｄｌｏｗ－ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｍｕｌｔｉｐｌｅｉｎｖｅｒｔｅｒ－ｆｅｄｉｎｄｕｃｔｉｏｎｍｏｔｏｒｄｒｉｖｅｓ

図１７にインターリーブ駆動時のデッドタイムが問題となる例を示す。図１７の主回路構成は図１であり、出力電流一定制御が行われている。ユニット電流検出値ｉ１には大きなリプルが重畳し、スイッチング時のユニット電流検出値ｉ１は時刻Ａにおいてマイナス、時刻Ｂではプラスである。

デッドタイムはユニット出力電圧ｖ１が切り替わる時刻Ａ，Ｂにおいて発生し、デッドタイム中のユニット出力電圧はユニット電流検出値とは逆の符号となる。時刻Ａではプラス、時刻Ｂではマイナスの電圧が出力され互いに打ち消し合い、想定通りの電圧が出力される。

ここで、負荷の電圧が急変した場合を考える。ユニット出力電圧ｖ１のデューティ比が変化すると、ユニット電流検出値ｉ１のリプルも変化し、スイッチング時のユニット電流検出値ｉ１は時刻Ｃ，Ｄともにプラスとなった。デッドタイム中のユニット出力電圧ｖ１は、時刻Ｃ，Ｄともにマイナスとなり、出力電圧は想定よりも低下する。その結果、ユニット電流検出値の合計値ｉ１＋ｉ２＋ｉ３は少しであるが減少する。電流が元に戻るまでには、出力電流一定制御の応答速度に相当する時間がかかってしまう。このような電流の変動は、高品質電源に適用する際には特に問題となる。

対策としてデッドタイム補償の適用が考えられる。しかし、特許文献３の方法では、時刻Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおける電流振幅を正確に検出する必要がある。そのためには、高周波成分を遅延や減衰なく検出できる電流検出器が必要となる。制御をディジタルで行う場合は、高速なＡ／Ｄ変換器も必要になり、コストが増加してしまう。

特許文献４の方法ならば電流検出を必要としないため、インターリーブを適用しても適切なデッドタイム補償を行うことができる。しかし、別途インバータアームごとに電圧検出器、プリント基板にその信号を入力するためのポート、カウンタなどが必要になり、特許文献４の方法もコスト増加の要因となる。リアクトルを磁気結合させ電流リプルを低減する方法もあるが、これもコスト増加となるほか、並列接続するユニット台数が増加すると配線が複雑になるという問題が生じる。

インターリーブを行わないインバータでは、ユニット出力電流に重畳するリプルは通常１０％以内と小さく、ユニット出力電流の急峻な変化は起こらない。そのためユニット出力電流からリプルを除去した信号を用いて特許文献３によるデッドタイム補償を行っても、ほとんどの場合において問題にならない。

しかし、インターリーブを行うとリアクトルを介して直流電圧が短絡されるため、ユニット出力電流の傾きは大きくなり、大きなリプルが重畳し、設計によっては２０％を超える場合もある。このような条件では、デッドタイム期間内と期間外のユニット出力電流の向きが異なる場合が頻繁に発生し、問題が発生する可能性が高くなる。

以上示したようなことから、インターリーブ駆動のユニット並列インバータにおいて、低コストでデッドタイム補償を実現することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直列接続された２つのスイッチング素子を有するユニットを並列接続し、インターリーブ駆動を行うユニット並列インバータであって、各ユニット電流検出値のキャリア三角波１周期における平均電流を、全ユニットにおけるユニット電流検出値の平均値に等しくするためのユニット間電圧指令値を出力するユニット間電流制御部と、デューティ比に基づいて、各ユニット毎に前記平均電流とターンＯＮ電流との差分，前記平均電流とターンＯＦＦ電流との差分を出力するスイッチング電流推定器と、前記平均電流と前記差分に基づいて、前記ターンＯＮ電流の符号および前記ターンＯＦＦ電流の符号を判定し、前記ターンＯＮ電流の符号および前記ターンＯＦＦ電流の符号に基づいて、デッドタイム補償量を出力するデッドタイム補償量出力部と、電圧指令値と前記ユニット間電圧指令値と前記デッドタイム補償量とを加算した値と前記キャリア三角波を比較し、デッドタイムを付与してゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記ユニット並列インバータは、２つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子と直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、２つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した３相インバータであり、前記平均電流と第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１）式、前記平均電流と第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（２）式、前記平均電流と第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（２）式、前記平均電流と第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１）式とすることを特徴とする。

ただし、Ｉ_c：平均電流
Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス。

また、他の態様として、前記ユニット並列インバータは、２つの前記ユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台の前記インバータの交流側出力端子を負荷に接続した単相インバータであり、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（３）式、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（４）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（５）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（６）式とすることを特徴とする。

ただし、Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス。

また、他の態様として、前記ユニット並列インバータは、３つの前記ユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子と直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、３つの前記ユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した３相インバータであり、前記平均電流と前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（７）式、前記平均電流と前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（８）式とすることを特徴とする。

また、他の態様として、前記ユニット並列インバータは、３つの前記ユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した単相インバータであり、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（９）式、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１０）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１１）式、前記平均電流と各インバータの第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１２）式、前記平均電流と各インバータの第３ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１３）式、前記平均電流と各インバータにおける第３ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１４）式とすることを特徴とする。

また、他の態様として、前記各ユニットは３レベルの電圧を出力する３レベルインバータであり、交流側出力電圧に２を乗算した値を直流電圧で除算した値が１よりも大きい場合、前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値から１を減算した値を前記デューティ比とし、前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値が１以下の場合、前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値を前記デューティ比とし、前記スイッチング電流推定器の出力に１／２を乗算することを特徴とする。

また、他の態様として、前記各ユニットは３レベルの電圧を出力する３レベルインバータであり、前記電圧指令値が０より大きい場合、前記電圧指令値をデューティ比とし、前記電圧指令値が０以下の場合、前記電圧指令値に１を加算した値をデューティ比とし、前記スイッチング電流推定器の出力に１／２を乗算することを特徴とする。

本発明によれば、インターリーブ駆動のユニット並列インバータにおいて、低コストでデッドタイム補償を実現することが可能となる。

ユニット並列インバータの主回路の一例を示す構成図。実施形態１～４の制御部を示すブロック図。ユニット２並列のユニット並列インバータを示す構成図。実施形態１におけるユニット並列インバータの動作を示す説明図。ユニット２並列のチョッパおよび三相インバータにおけるユニット出力電圧・ユニット電流検出値の波形を示すタイムチャート。実施形態１におけるスイッチング電流推定器の入力（横軸）と出力（縦軸）の関係を示すグラフ。デューティ比とスイッチング電流推定器の出力との関係を示す図。実施形態２におけるスイッチング電流推定器の入力（横軸）と出力（縦軸）の関係を示すグラフ。ユニット２並列の単相インバータにおけるユニット出力電圧・ユニット電流検出値の波形を示すタイムチャート。実施形態３におけるスイッチング電流推定器の入力（横軸）と出力（縦軸）の関係を示すグラフ。ユニット３並列のユニット並列インバータを示す構成図。ユニット３並列のチョッパおよび３相インバータにおけるユニット出力電圧・ユニット電流検出値の波形を示すタイムチャート。実施形態４におけるスイッチング電流推定器の入力（横軸）と出力（縦軸）の関係を示すグラフ。ユニット３並列の単相インバータにおけるユニット出力電圧・ユニット電流検出値の波形を示すタイムチャート。３レベルインバータのユニット並列インバータの一例を示す図。実施形態５のデューティ比を演算部を示すブロック図。インターリーブ駆動・出力電流一定制御において、電圧変動が発生したときの動作の一例を示す図。

以下、本願発明におけるユニット並列インバータの実施形態１～５を図１～図１６に基づいて詳述する。

［実施形態１］
図１はユニット並列インバータの主回路構成の一例を示す構成図である。各ユニットは直列接続された２つのスイッチング素子１Ｕ，１Ｘ、および、２Ｕ，２Ｘ、および、３Ｕ，３Ｘを有する。図１に示すユニット並列インバータは１相あたり３台のユニットがリアクトルＬを介して並列接続されている。各ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３は電流検出器により検出され、制御に使用される。ユニット並列インバータの直流電圧Ｖｄｃおよび交流側出力電圧Ｖｏについても電圧検出器を用いて検出する。

図１では、直流側に直流電圧源ＤＣが接続されているが、コンデンサやダイオード整流器、他の電力変換装置が接続される場合もある。

図１の構成（インバータ）を１台のみ使用し、交流側出力端子ＯＵＴと直流側マイナス端子を負荷に接続すればチョッパとなる。図１の構成（インバータ）を２台使用し、負荷の両端に各インバータの交流側出力端子ＯＵＴを接続し、直流側電位を共通にすれば単相インバータとなる。同様に図１の構成（インバータ）を３台使用し、負荷に各インバータの交流側出力端子ＯＵＴを接続し、直流側電位を共通にすれば３相インバータとなる。

図２にユニット並列インバータにおける制御部の一例を示す。フィルタｆ１，ｆ２，ｆ３は、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３からノイズおよびキャリア周波数以上のスイッチングリプルを除去し、キャリア三角波１周期あたりの平均電流を求める。

次に、ユニット間電流制御部２０について説明する。ユニット間電流制御部２０は、加算器１と、乗算器２と、減算器３ａ，３ｂ，３ｃと、比例アンプＰ１，Ｐ２，Ｐ３と、を有する。加算器１は、各フィルタｆ１，ｆ２，ｆ３の出力を合計する。乗算器２は、加算器１の出力を１／３倍し、全ユニットにおけるユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３の平均値を求める。乗算器２の乗数はユニット並列台数の逆数であり、２並列ならば１／２となる。

減算器３ａ，３ｂ，３ｃは、全ユニットにおけるユニット電流検出値の平均値と、各ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３のキャリア三角波１周期あたりの平均電流との偏差を求める。比例アンプＰ１，Ｐ２，Ｐ３は、減算器３ａ，３ｂ，３ｃの出力を増幅し、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３のキャリア三角波１周期あたりの平均電流を平均値に等しくするためのユニット間電圧指令値を出力する。

フィルタｆ４，ｆ５は、交流側出力電圧Ｖｏ，直流電圧検出値Ｖｄｃからノイズを除去する。除算器４は、ノイズ除去後のＶｏ／Ｖｄｃを求める。正規化後の直流電圧検出値Ｖｄｃが１付近であることが既知ならば、除算の代わりにＶｏ×（２－Ｖｄｃ）で近似すると、演算負荷を低減できる。

スイッチング電流推定器５は、デューティ比Δｔ＝（Ｖｏ／Ｖｄｃ）を入力し、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３のキャリア三角波１周期あたりの平均電流とターンＯＦＦ電流・ターンＯＮ電流との差分を出力する。スイッチング電流推定器５の詳細は各実施形態によって異なる。

次に、デッドタイム補償量出力部３０について説明する。デッドタイム補償量出力部３０は、加算器６ａ～６ｆと、符号判定器７ａ～７ｆと、加算器８ａ～８ｃと、乗算器９ａ～９ｃと、を有する。

加算器６ａは、ユニット電流検出値ｉ１のキャリア三角波１周期あたりの平均電流とスイッチング電流推定器５の出力を加算し、第１ユニットのターンＯＮ電流を求める。加算器６ｂは、ユニット電流検出値ｉ１のキャリア三角波１周期あたりの平均電流とスイッチング電流推定器５の出力を加算し、第１ユニットのターンＯＦＦ電流を求める。符号判定器７ａ，７ｂは、加算器６ａ，６ｂの出力するターンＯＮ電流・ターンＯＦＦ電流の符号がプラスならば１を、マイナスならば－１を出力する。加算器８ａは、符号判定器７ａ，７ｂの出力を加算する。乗算器９ａは加算器８ａの出力にゲインＧｄｔｃを乗算し、第１ユニットのデッドタイム補償量を出力する。第２，第３ユニットについても同様の構成によりデッドタイム補償量を求める。

電圧指令値Ｖ＊は固定値で与えられる他、電流制御や電圧制御により決定される場合もある。

加算器１０ａ～１０ｃは、電圧指令値Ｖ＊と、比例アンプＰ１，Ｐ２，Ｐ３の出力（ユニット間電圧指令値）と、乗算器９ａ，９ｂ，９ｃの出力（デッドタイム補償量）をそれぞれ足し合わせる。ＰＷＭ変調器ＰＷＭは、加算器１０ａ～１０ｃの出力とキャリア三角波を比較し、デッドタイムを付与してゲート信号Ｇ１Ｕ，Ｇ１Ｘ，Ｇ２Ｕ，Ｇ２Ｘ，Ｇ３Ｕ，Ｇ３Ｘを出力する。ゲート信号Ｇ１Ｕ，Ｇ１Ｘ，Ｇ２Ｕ，Ｇ２Ｘ，Ｇ３Ｕ，Ｇ３Ｘは、対応する図１のスイッチング素子１Ｕ，１Ｘ，２Ｕ，２Ｘ，３Ｕ，３Ｘに入力される。

本実施形態１では、２つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子ＯＵＴと直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、２つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した３相インバータに適用する場合を想定している。この条件におけるスイッチング時の電流の推定方法を、図３を用いて説明する。図３では、負荷を２Ｉ_Cの電流源としている。図３において、Ｖ１はスイッチング素子１Ｕ，１Ｘの接続点と直流側マイナス端子間の電圧を示し、Ｖ２はスイッチング素子２Ｕ，２Ｘの接続点と直流側マイナス端子間の電圧を示す。

図４で動作を説明する。図４では２Ｉ_C＝０とする。Ｖ１がＶｄｃ，Ｖ２が０で、ユニット電流検出値ｉ１がプラス，ユニット電流検出値ｉ２がマイナスである（１）の期間は、スイッチング素子１Ｕ，２ＸがＯＮし、スイッチング素子２Ｕ，１ＸがＯＦＦする。電流は、Ｖｄｃ→１Ｕ→２Ｘの経路で流れる。

Ｖ１が０，Ｖ２が０の（２）の期間は、スイッチング素子１Ｘ，２ＸがＯＮし、スイッチング素子１Ｕ，２ＵがＯＦＦする。電流は、１Ｘ→２Ｘの経路で流れる。

Ｖ１が０，Ｖ２がＶｄｃで、ユニット電流検出値ｉ１がプラス，ユニット電流検出値ｉ２がマイナスである（３）の期間は、スイッチング素子２Ｕ，１ＸがＯＮし、スイッチング素子１Ｕ，２ＸがＯＦＦする。電流は、１Ｘ→２Ｕの経路で流れる。

Ｖ１が０，Ｖ２がＶｄｃで、ユニット電流検出値ｉ１がマイナス，ユニット電流検出値ｉ２がプラスである（４）の期間は、スイッチング素子２Ｕ，１ＸがＯＮし、スイッチング素子１Ｕ，２ＸがＯＦＦする。電流は、Ｖｄｃ→２Ｕ→１Ｘの経路で流れる。

Ｖ１が０，Ｖ２が０の（５）の期間は、スイッチング素子１Ｘ，２ＸがＯＮし、スイッチング素子１Ｕ，２ＵがＯＦＦする。電流は、２Ｘ→１Ｘの経路で流れる。

Ｖ１がＶｄｃ，Ｖ２が０で、ユニット電流検出値ｉ１がマイナス，ユニット電流検出値ｉ２がプラスである（６）の期間は、スイッチング素子１Ｕ，２ＸがＯＮし、スイッチング素子２Ｕ，１ＸがＯＦＦする。電流は、２Ｘ→１Ｕの経路で流れる。

図３，図４におけるユニット電流検出値ｉ１，ｉ２は計算により求めることができる。ユニット出力電圧ｖ１が０→Ｖｄｃに変化した時点でのユニット電流検出値ｉ１，ｉ２を平均電流Ｉ_Cとしたときのユニット電流検出値ｉ１，ｉ２の波形を図５に示す。

図５において、Ｔはキャリア三角波１周期の時間、Δｔはデューティ比を示している。図５では第１ユニットと第２ユニットでキャリア三角波の位相は１８０ｄｅｇずれているため、ユニット出力電圧ｖ１，ｖ２も１８０ｄｅｇの位相差がある。

ユニット出力電圧ｖ１とユニット出力電圧ｖ２が等しい場合はユニット電流検出値ｉ１，ｉ２は一定であり、ｖ１＝Ｖｄｃ，ｖ２＝０ならばリアクトルＬにはＶｄｃ／２の電圧が印加されるため、ユニット電流検出値ｉ１は傾きＶｄｃ／２Ｌで増加、ユニット電流検出値ｉ２は傾きＶｄｃ／２Ｌで減少する。図５の丸印で示した部分がスイッチング時の電流である。スイッチングは必ず電流ピークで行われることがわかる。

図５では、電流の基準点をｖ１が０→Ｖｄｃに変化した時点としている。キャリア三角波１周期あたりの平均電流Ｉ_Cを基準としたスイッチング時の電流を求めると、第１ユニットの上アームのターンＯＮ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットの上アームのターンＯＮ電流との差分）は以下の（１）式となる。なお、（１）式中のＬはリアクトルＬのインダクタンスを示す。

平均電流Ｉ_Cを基準とした第１ユニットの上アームのターンＯＦＦ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットの上アームのターンＯＦＦ電流との差分）は以下の（２）式となる。

第２ユニットについても電流波形が上下対称であるため同じ式で求めることができる。ただし、ターンＯＮ電流、ターンＯＦＦ電流は逆となる。すなわち、平均電流Ｉ_Cと第２ユニットの上アームのターンＯＮ電流との差分は（２）式、平均電流Ｉ_Cと第２ユニットの上アームのターンＯＦＦ電流との差分は（１）式となる。図６に、デューティ比Δｔ＝Ｖｏ／Ｖｄｃと平均電流とターンＯＮ電流（破線）、ターンＯＦＦ電流（実線）の差分の関係、すなわち、本実施形態１のスイッチング電流推定器５の入力と出力の関係を示す。

本実施形態１では、スイッチング時の電流を検出するのではなく、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３のキャリア三角波１周期あたりの平均電流とデューティ比から、スイッチング時の電流を推定し、デッドタイム補償に使用する。

図７は、デューティ比Δｔが小さい（０に近い）場合の平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流およびターンＯＦＦ電流との差分と、デューティ比Δｔが１／２に近い場合の平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流およびターンＯＦＦ電流との差分を示す図である。図７に示すように、デューティ比Δｔが小さい（０に近い）場合、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２の振幅が小さくなり、平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流およびターンＯＦＦ電流との差分も小さくなる。デューティ比Δｔが１／２に近い場合、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２の振幅が大きくなり、平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流およびターンＯＦＦ電流との差分も大きくなる。本実施形態１では、デューティ比Δｔが１／２のとき最も平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流およびターンＯＦＦ電流との差分が大きくなり、それ以降は低下していく。

以上により、デューティ比Δｔからキャリア三角波１周期あたりの平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流、ターンＯＦＦ電流との差分を計算により推定することができる。キャリア三角波１周期あたりの平均電流Ｉ_Cは、電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３をフィルタ処理することにより求めることができる。これらを加算しターンＯＮ電流、ターンＯＦＦ電流を求め、デッドタイム補償に使用する。

ここでは、デューティ比ΔｔとしてＶｏ／Ｖｄｃを使用したが、電圧指令値Ｖ＊を用いることもできる。２レベルインバータにおいて、キャリア三角波が－１～１の範囲で変化する場合、電圧指令値Ｖ＊でデューティ比を表すとΔｔ＝（Ｖ＊＋１）／２となる。これをスイッチング電流推定器５に入力してもよい。

以上示したように、本実施形態１によれば、インターリーブ駆動を行うユニット並列インバータにおいて、高速な電流検出器やＡ／Ｄ変換器、各インバータアームの出力電圧検出器、フィードバック回路、カウンタ、結合リアクトルなどが不要となる。よって、低コスト、かつ、少ない部品点数で適切なデッドタイム補償を行うことができる。その結果、出力電圧・電流のひずみ、負荷急変時の出力電圧・電流の変動を低減することができ、出力電力品質の向上やインバータ出力におけるフィルタのリアクトル、コンデンサを小型化できる。

本実施形態１は、２つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子ＯＵＴと直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、２つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した３相インバータに適用可能である。

［実施形態２］
本実施形態２は、スイッチング電流推定器５が実施形態１と異なる。図８に本実施形態２のスイッチング電流推定器５の入力と出力の関係を示す。

本実施形態２では、２つのユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した単相インバータに適用する場合を想定している。単相インバータでは、キャリア位相差を９０ｄｅｇに設定する必要がある。この条件でのユニット電流検出値ｉ１，ｉ２の波形を図９に示す。

実施形態１とは異なり、場合分けはデューティ比Δｔの０．２５と０．７５を境に３つに分ける。図９より、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２のキャリア三角波１周期あたりの平均電流Ｉ_Cを基準にスイッチング時の電流を求めると、第１ユニットにおける上アームのターンＯＮ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットの上アームのターンＯＮ電流との差分）は以下の（３）式となる。

平均電流Ｉ_Cを基準とした第１ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流との差分）は以下の（４）式となる。

平均電流Ｉ_Cを基準とした第２ユニットにおける上アームのターンＯＮ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第２ユニットにおける上アームのターンＯＮ電流との差分）は以下の（５）式となる。

平均電流Ｉ_Cを基準とした第２ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流（すなわち、平均電流Ｉ_Cと第２ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流との差分）は以下の（６）式となる。

ユニット電流検出値ｉ２の波形はユニット電流検出値ｉ１に対して上下対称であるため、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットのターンＯＮ電流との差分の符号を反転すれば平均電流Ｉ_Cと第２ユニットのターンＯＦＦ電流との差分が得られ、平均電流Ｉ_Cと第１ユニットのターンＯＦＦ電流との差分の符号を反転すれば平均電流Ｉ_Cと第２ユニットのターンＯＮ電流との差分が得られる。あとは実施形態１と同様に、キャリア三角波１周期あたりの平均電流Ｉ_Cに上記（３）～（６）を加算しターンＯＮ電流、ターンＯＦＦ電流を求め、デッドタイム補償を行う。

以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。本実施形態２は２つのユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した単相インバータに適用可能である。

［実施形態３］
本実施形態３は、スイッチング電流推定器５が実施形態１，２と異なる。図１０に本実施形態３のスイッチング電流推定器５の入力と出力の関係を示す。

本実施形態３では、３つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子ＯＵＴと直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、３つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した３相インバータに適用する場合を想定している。

本実施形態３でのスイッチング時の電流の推定条件を図１１に示す。図１１では、負荷を３Ｉ_Cの電流源とし、キャリア位相差を１２０ｄｅｇとする。図１１におけるユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３の電流をこれまでと同様に求めることができる。

この条件でのユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３の波形を図１２に示す。ユニット３並列では、ユニット出力電圧ｖ１，ｖ２，ｖ３がすべて等しい場合、ユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３は一定である。いずれか１つのみが異なる場合、異なるユニットの出力電流は傾き±２Ｖｄｃ／３Ｌで変化し、残り２つの出力電流の傾きは±Ｖｄｃ／３Ｌで変化する。各ユニットの電流は位相とオフセットだけが異なり、スイッチング時の電流は以下のように同じ式で表すことができる。平均電流Ｉ_Cと上アームのターンＯＮ電流との差分は以下の（７）式となる。

平均電流Ｉ_Cと上アームのターンＯＦＦ電流との差分は以下の（８）式となる。

以上示したように、本実施形態３によれば、実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。本実施形態３は、３つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子ＯＵＴと直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、３つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した３相インバータに適用可能である。

［実施形態４］
本実施形態４は、スイッチング電流推定器５が実施形態１～３と異なる。図１３に本実施形態４のスイッチング電流推定器５の入力と出力の関係を示す。

本実施形態４では、３つのユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した単相インバータに適用する場合を想定している。

単相インバータでは、キャリア位相差を６０ｄｅｇに設定する。この条件でのユニット電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３の波形を図１４に示す。０．５＜Δｔの場合は、ユニット出力電圧ｖ１，ｖ２，ｖ３を反転した場合と等価になる。スイッチング時の電流は以下のように表すことができる。平均電流Ｉ_Cと第１ユニットの上アームのターンＯＮ電流との差分は以下の（９）式となる。

平均電流Ｉ_Cと第１ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１０）式となる。

平均電流Ｉ_Cと第２ユニットにおける上アームのターンＯＮ電流との差分は以下の（１１）式となる。

平均電流Ｉ_Cと第２ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１２）式となる。

平均電流Ｉ_Cと第３ユニットにおける上アームのターンＯＮ電流との差分は以下の（１３）式となる。

平均電流Ｉ_Cと第３ユニットにおける上アームのターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１４）式となる。

以上示したように、本実施形態４によれば、実施形態１～３と同様の作用効果を奏する。本実施形態４は、３つのユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子ＯＵＴを負荷に接続した単相インバータに適用可能である。

［実施形態５］
図１５に本実施形態５の主回路構成を示す。図１５は、図１に対してインバータを３レベルインバータに変更した。図１５はＴ型だが、ＮＰＣ型やＦＣ型の３レベルインバータにも適用することができる。

図１６に本実施形態５のスイッチング電流推定器５に入力するデューティ比演算ブロックを示す。

フィルタｆ４，ｆ５は交流側出力電圧Ｖｏ，直流電圧検出値Ｖｄｃからノイズを除去する。乗算器１１は、直流電圧検出値Ｖｄｃに１／２を乗算する。除算器１２は、２Ｖｏ／Ｖｄｃを求める。減算器１３は、２Ｖｏ／Ｖｄｃから１を減算する。比較器１４は、２Ｖｏ／Ｖｄｃと１の大きさを比較する。スイッチ１５は、２Ｖｏ／Ｖｄｃが１より大きければ２Ｖｏ／Ｖｄｃ－１を、１以下ならば２Ｖｏ／Ｖｄｃを出力する。

スイッチ１５の出力が、デューティ比Δｔとしてスイッチング電流推定器５に入力される。スイッチング電流推定器５は、主回路の構成にあわせて実施形態１～４のものをそのまま適用できる。

本実施形態５は、これまでの実施形態１～４を３レベルインバータに適用するためデューティ比演算方法に変更を加えた。０＜Ｖｏ＜Ｖｄｃ／２ならば、ゲート信号Ｇ１ＵａはＯＦＦ，ゲート信号Ｇ１ＵｂはＯＮとなり、ゲート信号Ｇ１Ｘａとゲート信号Ｇ１Ｘｂがスイッチングを行う。デューティ比は、２Ｖｏ／Ｖｄｃとなる。

Ｖｄｃ／２＜Ｖｏ＜Ｖｄｃならば、ゲート信号Ｇ１ＸａはＯＮ，ゲート信号Ｇ１ＸｂはＯＦＦとなり、ゲート信号Ｇ１Ｕａとゲート信号Ｇ１Ｕｂがスイッチングを行う。デューティ比は、２Ｖｏ／Ｖｄｃ－１となる。

よって、上記デューティ比Δｔをスイッチング電流推定器５に入力すれば、３レベルインバータの場合においてもスイッチング時の電流を推定でき、デッドタイム補償を行うことができる。

また、３レベルインバータではリアクトルＬに印加される電圧が半分になるため、電流リプルも半減する。そのため図６，図８，図１０，図１３に示すスイッチング電流推定器５の出力を１／２倍することで、３レベルインバータにおける平均電流Ｉ_CとターンＯＮ電流、ターンＯＦＦ電流の差分を求めることができる。

本実施形態５においても、実施形態１同様にデューティ比Δｔに電圧指令値Ｖ＊を用いることもできる。３レベルインバータでは、キャリア三角波として０～１の範囲で変化するものと、－１～０の範囲で変化するものの２つを使用する。デューティ比Δｔは、Ｖ＊＞０ならばΔｔ＝Ｖ＊、Ｖ＊≦０ならばΔｔ＝Ｖ＊＋１となる。このデューティ比Δｔをスイッチング電流推定器５に入力してもよい。

以上示したように、本実施形態５によれば、実施形態１～４と同様の作用効果を奏する。また、本実施形態５は３レベルインバータに適用することができる。

同様にインバータ電流波形の計算を行えば、４並列以上のインバータに適用することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

ｉ１，ｉ２，ｉ３：ユニット電流検出値
Ｖｏ：交流側出力電圧
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｖ＊：電圧指令値
ｆ１～ｆ５：フィルタ
Ｐ１～Ｐ３：比例アンプ
１：加算器
２：乗算器
３ａ～３ｃ：減算器
４：除算器
５：スイッチング電流推定器
６ａ～６ｆ：加算器
７ａ～７ｆ：符号判定器
８ａ～８ｃ；加算器
９ａ～９ｃ：乗算器
１０ａ～１０ｃ：加算器
２０：ユニット間電流制御部
３０：デッドタイム補償量出力部
ＰＷＭ：ＰＷＭ制御部

Claims

直列接続された２つのスイッチング素子を有するユニットを並列接続し、インターリーブ駆動を行うユニット並列インバータであって、
各ユニット電流検出値のキャリア三角波１周期における平均電流を、全ユニットにおけるユニット電流検出値の平均値に等しくするためのユニット間電圧指令値を出力するユニット間電流制御部と、
デューティ比に基づいて、各ユニット毎に前記平均電流とターンＯＮ電流との差分，前記平均電流とターンＯＦＦ電流との差分を出力するスイッチング電流推定器と、
前記平均電流と前記差分に基づいて、前記ターンＯＮ電流の符号および前記ターンＯＦＦ電流の符号を判定し、前記ターンＯＮ電流の符号および前記ターンＯＦＦ電流の符号に基づいて、デッドタイム補償量を出力するデッドタイム補償量出力部と、
電圧指令値と前記ユニット間電圧指令値と前記デッドタイム補償量とを加算した値と前記キャリア三角波を比較し、デッドタイムを付与してゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と、
を備えたことを特徴とするユニット並列インバータ。
前記ユニット並列インバータは、２つのユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子と直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、２つのユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した３相インバータであり、
前記平均電流と第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１）式、前記平均電流と第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（２）式、前記平均電流と第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（２）式、前記平均電流と第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１）式とすることを特徴とする請求項１記載のユニット並列インバータ。

ただし、Ｉ_c：平均電流
Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
前記ユニット並列インバータは、２つの前記ユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台の前記インバータの交流側出力端子を負荷に接続した単相インバータであり、
前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（３）式、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（４）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（５）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（６）式とすることを特徴とする請求項１記載のユニット並列インバータ。

ただし、Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
前記ユニット並列インバータは、３つの前記ユニットを並列接続したインバータの交流側出力端子と直流側マイナス端子との間に負荷を接続したチョッパ、または、３つの前記ユニットを並列接続したインバータを３台備え、３台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した３相インバータであり、
前記平均電流と前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（７）式、前記平均電流と前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（８）式とすることを特徴とする請求項１記載のユニット並列インバータ。

ただし、Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
前記ユニット並列インバータは、３つの前記ユニットを並列接続したインバータを２台備え、２台のインバータの交流側出力端子を負荷に接続した単相インバータであり、
前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（９）式、前記平均電流と各インバータにおける第１ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１０）式、前記平均電流と各インバータにおける第２ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１１）式、前記平均電流と各インバータの第２ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１２）式、前記平均電流と各インバータの第３ユニットの前記ターンＯＮ電流との差分は以下の（１３）式、前記平均電流と各インバータにおける第３ユニットの前記ターンＯＦＦ電流との差分は以下の（１４）式とすることを特徴とする請求項１記載のユニット並列インバータ。

ただし、Ｖ_dc：直流電圧
Ｔ：キャリア三角波の１周期の時間
Δｔ：デューティ比
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
前記各ユニットは３レベルの電圧を出力する３レベルインバータであり、
交流側出力電圧に２を乗算した値を直流電圧で除算した値が１よりも大きい場合、前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値から１を減算した値を前記デューティ比とし、
前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値が１以下の場合、前記交流側出力電圧に２を乗算した値を前記直流電圧で除算した値を前記デューティ比とし、
前記スイッチング電流推定器の出力に１／２を乗算することを特徴とする請求項１～５のうち何れかに記載のユニット並列インバータ。
前記各ユニットは３レベルの電圧を出力する３レベルインバータであり、
前記電圧指令値が０より大きい場合、前記電圧指令値をデューティ比とし、
前記電圧指令値が０以下の場合、前記電圧指令値に１を加算した値をデューティ比とし、
前記スイッチング電流推定器の出力に１／２を乗算することを特徴とする請求項１～５のうち何れかに記載のユニット並列インバータ。