JP7145052B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチング電源装置に関する。

この種の従来のスイッチング電源装置は例えば特許文献１に記載されている。この特許文献１のスイッチング電源装置では、スイッチングトランジスタの駆動制御を、通常動作時は周波数制御で行うが、起動時にはオーバーシュートを防ぐためにソフトスタート期間を設定し、そのソフトスタート期間をＰＷＭ制御で行っている。また、特許文献２には、スタート回路を備え、電源投入時に整流平滑ラインに得られる電圧に基づいて起動用電源を供給する力率改善コンバータ回路が記載されている。

特開２０１１－０７８２４０号公報 特開平９－２４７９３３号公報

ところが、特許文献１ではＰＷＭ制御のために発振回路が特別に必要となり、特許文献２では特別にソフトスタート用のキャパシタとそのキャパシタを接続するための端子が必要となる。このため、特許文献１ではソフトスタートだけのために発振回路を搭載するのでチップ面積が増大し、また、特許文献２では、電源基板にソフトスタート用のキャパシタ搭載のためのスペースが必要となって実装面積が増大する他に、キャパシタ接続端子を設けるのでピン数が増えてしまう問題がある。

本発明の目的は、集積回路のチップ面積の増大を防ぎ、またソフトスタートのためのキャパシタを必要としないようにしたスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング電源装置は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときに流れる電流に応じたセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線、該２次巻線に流れる電流に比例した電流が流れる補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線に発生する電圧を整流平滑した出力電圧が予め設定した目標電圧を超えるときに前記出力電圧と前記目標電圧の差分に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に生じる電圧、前記センス電圧、前記ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮ/ＯＦＦを制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタをＯＦＦするタイミングを決めるＯＦＦタイミング信号を出力するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタをＯＮするタイミングを決めるＯＮタイミング信号を出力するＯＦＦ期間制御回路と、前記補助巻線に流れる電流に応じたフィードバック電流を生成するソフトスタート回路とを備え、前記ＯＮ期間制御回路は、前記ホトカプラ電流が大きいほど、又は前記フィードバック電流が大きいほど、前記ＯＦＦタイミング信号の出力タイミングを早め、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記ホトカプラ電流が大きいほど、又は前記フィードバック電流が大きいほど、前記ＯＮタイミング信号の出力タイミングを遅くし、前記出力電圧が前記目標電圧に達しないとき、前記フィードバック電流で前記ＯＮ期間制御回路と前記ＯＦＦ期間制御回路を制御することを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦする際に前記補助巻線に流れる電流の発生タイミング毎に、前記補助巻線に流れる電流が大きいほど大きな電流をホールドして前記フィードバック電流として出力することを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート回路から出力するフィードバック電流は、前記補助巻線に流れる電流が所定値未満では前記補助巻線に流れる電流の増大に応じて増大し、前記補助巻線に流れる電流が前記所定値を超えると増大傾向が緩慢になることを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート回路から出力する前記フィードバック電流は、起動当初の所定期間はマスクされることを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧が目標電圧に達しないとき、ソフトスタート回路で発生するフィードバック電流でＯＮ期間制御回路とＯＦＦ期間制御回路を制御するので、ソフトスタート回路を簡素化でき、ソフトスタート回路に特別なキャパシタは不要であり、動作や機能が複雑化せず、また集積回路化の際のチップ面積の増大を抑制できる。

本発明の第１実施例のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のソフトスタート回路の回路図である。 図４のソフトスタート回路のカレントミラー回路の回路図である。 図４のソフトスタート回路の別の例のカレントミラー回路の回路図である。 図６のカレントミラー回路の特性図である。 図１のスイッチング電源装置のソフトスタート時の動作波形図である。 本発明の第２実施例のスイッチング電源装置のソフトスタート回路の回路図である。 図９のソフトスタート回路のカレントミラー回路の回路図である。 図９のソフトスタート回路の別の例のカレントミラー回路の回路図である。 第２実施例のスイッチング電源装置のソフトスタート時の動作波形図である。

＜第１実施例＞
図１に本発明の第１実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる励磁エネルギーを、２次巻線Ｌ２と補助巻線Ｌ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２による整流平滑回路が接続され、その整流平滑回路から出力直流電圧Ｖｏｕｔが取り出されるようになっている。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３による整流平滑回路が接続され、２次巻線Ｌ２に流れる電流に対応して発生する電圧Ｖｒｉｓｅが、その整流平滑回路で整流平滑され電源電圧ＶＤＤが取り出されている。

２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路であり、上記したダイオードＤ２とキャパシタＣ３により生成された電源電圧ＶＤＤにより動作する。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてからそのＯＮを継続している時間を制御してＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしてからそのＯＦＦを継続している時間を制御してＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ４を備える。

２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。

２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにする。また、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。

２５は充放電回路であり、スイッチングトランジスタＭＮ１に流れるドレイン電流Ｉｄを検出するセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１を入力し、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になる直前毎に、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする直前毎に、そのとき発生していたセンス電圧Ｖｓ１に比例したセンス電流Ｉｏｆｆを生成してホールドし、ＯＦＦ期間制御回路２２にキャパシタＣ４の充電用として出力する。充放電回路２５でホールドされるセンス電流Ｉｏｆｆは、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮ期間が長いほど大きな電流となる。

２６は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ１を介して取り込んで、その電圧Ｖｒｉｓｅの脈動成分を波形整形したパルス信号Ｖｐを生成する。このパルス信号Ｖｐにより、後記するようにＯＮタイミング電圧Ｖｏｎをリタイミングすることで、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのドレイン電圧の自由振動の谷でＯＮさせ疑似共振動作をさせることができ、その疑似共振動作に際してのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を排除できる。

２７はソフトスタート回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖｒｉｓｅの負電圧成分Ｖｎ（図８参照）の大きさに比例した電流Ｉｆｂ１を吸い込み、この電流Ｉｆｂ１に対応したフィードバック電流Ｉｆｂ４を所定のタイミングごとに吸い込みホールドする。このフィードバック電流Ｉｆｂ４は負電圧成分Ｖｎが大きいほど、つまり出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど大きな値を示す電流となり、スイッチＳＷ０を経由して制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に吸込電流として出力する。

２８は後記するホトカプラ電流Ｉｐｃの有無を検出するＩｐｃ検出回路であり、ホトカプラ電流Ｉｐｃを検出するとフィードバック電流Ｉｆｂ４の流れる経路に挿入されたスイッチＳＷ０をＯＮからＯＦＦに切り替える。

３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧フィードバック回路、４０はホトカプラである。出力電圧フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ１を超えたときに、その目標電圧Ｖｏｕｔ１との差分に応じた電流を流す。ホトカプラ４０は、出力電圧フィードバック回路３０に流れる電流に応じた光量で発光するホトダイオードＰＤ１とホトトランジスタＰＴ１で構成されている。そして、ホトトランジスタＰＴ１は、ホトダイオードＰＤ１の光を入力してその発光量に比例したホトカプラ電流Ｉｐｃを生成し、Ｉｐｃ検出回路２８を経由して制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に吸込電流として出力する。

図２にＯＮ期間制御回路２１の詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧源ＶＢ１と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ１と、抵抗Ｒ２と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮして抵抗Ｒ２にホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４を流すスイッチＳＷ１と、センス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１をインピーダンス変換するバッファＢＦ２と、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４が流れることで抵抗Ｒ２に発生した電圧Ｖｒ２とセンス電圧Ｖｓ１を比較するコンパレータＣＰ１とを備える。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦの期間は、スイッチングＳＷ１がＯＦＦしているので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２はＶＢ１となっている。しかし、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてスイッチＳＷ１がＯＮすると、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４が抵抗Ｒ２に流れるので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２が「Ｖｒｅｆ１－Ｒ２×（Ｉｐｃ又はＩｆｂ４）」に低下する。そして、センス電圧Ｖｓ１がその電圧Ｖｒ２に達したとき、コンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。

このようにして、ＯＮ期間制御回路２１は、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４が大きいほど電圧Ｖｒ２が低くなるので、このときは、センス電圧Ｖｓ１の上昇でコンパレータＣＰ１が早期に反転し、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを“Ｈ”にするタイミングを早くし、スイッチングトランジスタＭＮ１を、そのＯＮしている期間が短くなるように制御する。

図３にＯＦＦ期間制御回路２２の詳細図を示す。ＯＦＦ期間制御回路２２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ２と、充放電回路２５の電流Ｉｏｆｆで充電される前記した外付けのキャパシタＣ４と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ３と、抵抗Ｒ３と、電圧源ＶＢ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されたコンパレータＣＰ２と、コンパレータＣＰ２の出力電圧を反転検出回路２６の出力パルスＶｐでリタイミングするＤＦＦ回路２２１と、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４の値をｍ倍する乗算回路２２２とを備える。

このＯＦＦ期間制御回路２２では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになるとスイッチＳＷ２がＯＦＦになって、キャパシタＣ４が充放電回路２５から出力するセンス電流Ｉｏｆｆによって充電されて電圧Ｖｃ４が時間とともに上昇する。センス電流ＩｏｆｆはスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになる直前のセンス電圧Ｖｓ１に対応した定電流であり、そのセンス電圧Ｖｓ１が大きいほど電圧Ｖｃ４の単位時間当たりの上昇率は高くなる。また、抵抗Ｒ３にはホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４をｍ倍した電流が流れているため、抵抗Ｒ３とコンパレータＣＰ２の反転入力端子の共通接続点の電圧Ｖｒ３は、充放電回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆが大きいほど高くなり、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂ４が大きいほど低くなる。電圧Ｖｒ３が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えるとコンパレータＣＰ２の出力電圧が“Ｌ”から“Ｈ”になる。コンパレータＣＰ２の“Ｈ”の電圧は、反転検出回路２６から出力するパルスＶｐの立上りでＤＦＦ回路２２１においてリタイミングされ、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎなる。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏｎの発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂが大きいほど、充放電回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆが小さいほど、遅くなって、ＯＦＦ期間が長くなる。

図４にソフトスタート回路２７の詳細図を示す。ソフトスタート回路２７は、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してコレクタが接続されたダイオード接続のＮＰＮトランジスタＱ１と、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してエミッタが接続されたトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２のベースに基準電圧Ｖｒｅｆ４を印加する電圧源ＶＢ４と、カレントミラー回路２７１と、電流Ｉａの電流源２７２と、タイミング生成回路２７３と、電流ホールド回路２７４を備える。

トランジスタＱ１は最高電圧制限回路を構成し、補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖｒｉｓｅが●側が正極となるとき、トランジスタＱ１，Ｑ２の共通接続点の電圧Ｖａの最高値をＶｂｅ（Ｑ１）に制限する。トランジスタＱ２は最低電圧制限回路を構成し、補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖｒｉｓｅが●側が負極となるとき、電圧Ｖａの最低値を「Ｖｒｅｆ４－Ｖｂｅ（Ｑ２）」に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧、Ｖｂｅ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。

カレントミラー回路２７１は、補助巻線Ｌ３の●側が負極になったときの電圧Ｖａの内の電圧成分Ｖｎによって流れる電流Ｉｆｂ１に比例した電流Ｉｆｂ２を出力する。この電流Ｉｆｂ２の内から電流源２７２の電流Ｉａを減算した電流Ｉｆｂ３が電流ホールド回路２７４に流入する。つまり、不安定を防止するために、電流Ｉｆｂ３は電流Ｉｆｂ２が電流Ｉａを超えるまでは流れない。電流ホールド回路２７４では、タイミング生成回路２７３から出力するサンプリング信号Ｖｓｐによって電流Ｉｆｂ３をサンプリングして、その電流Ｉｆｂ３を所定倍したフィードバック電流Ｉｆｂ４を吸込電流として出力する。タイミング生成回路２７３は、補助巻線Ｌ３の●側が負極になるタイミング毎に所定時間だけサンプリング電圧Ｖｓｐを“Ｈ”にするので、電流ホールド回路２７４はそのサンプリング電圧Ｖｓｐが“Ｈ”から“Ｌ”に変化するタイミングのフィードバック電流Ｉｆｂ４を、次回の検出までの期間Ｔｈだけホールドする。

このソフトスタート回路２７では、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるほど電圧Ｖｒｉｓｅの負成分Ｖｎが大きくなるので、このときは電流ホールド回路２７４で吸い込まれるフィードバック電流Ｉｆｂ４が大きくなる。

図５にソフトスタート回路２７のカレントミラー回路２７１の詳細図を示す。このカレントミラー回路２７１は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１とＭＰ２により構成され、フィードバック信号Ｉｆｂ１が所定倍されてフィードバック信号Ｉｆｂ２として出力する。

図６にソフトスタート回路２７のカレントミラー回路２７１の別の例の詳細図を示す。ここでは、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１とＭＰ２の他に、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５、抵抗Ｒ４，電流Ｉｂの電流源２７１１を追加している。この追加した回路素子によって、トランジスタＭＰ５のゲート電圧が固定されソース電圧が固定されるので、トランジスタＭＰ２のドレイン・ソース間電圧がある電圧に固定される。よって、図７に示すように、電流Ｉｆｂ１がある値以上になると、電流Ｉｆｂ２に増大に制限が加えられる。これによって、電流Ｉｆｂ１が増大した際のフィードバック電流Ｉｆｂ４の上昇が抑制される。

さて、本実施例のスイッチング電源装置は、電源を投入した起動時にはソフトスタート動作が行われる。この起動時は、図８に示すように出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１に達していないので、ホトカプラ４０のホトカプラ電流Ｉｐｃは流れていない。よって、Ｉｐｃ検出回路２８からＩｐｃ検出電圧Ｖｐｃは出力せず、スイッチＳＷ０はＯＮしていて、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２には、ホトカプラ電流Ｉｐｃが流れる経路を経由してフィードバック電流Ｉｆｂ４が流れる。

このフィードバック電流Ｉｆｂ４は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１に近づくほど大きくなる。したがって、ＯＮ期間制御回路２１では、フィードバック電流Ｉｆｂ４の増大に応じてＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆの出力するタイミングが早くなり、ＯＦＦ期間制御回路２２ではフィードバック電流Ｉｆｂ４の増大に応じてＯＮタイミング信号Ｖｏｎの出力するタイミングが遅くなる。これによって、出力電圧Ｖｏｕｔはその上昇の変化が緩慢となって目標電圧Ｖｏｕｔ１にゆっくり近づき、オーバーシュートが発生することを防止できる。

なお、ソフトスタート回路２７のカレントミラー回路２７１として、図６に示した回路を使用すると、電流Ｉｆｂ１が大きくなると電流Ｉｆｂ２に電流制限が加えられ、フィードバック電流Ｉｆｂ４にも同様な電流制限が加えられるので、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１に近づく際の動作がより緩慢となり、オーバーシュート抑制がより大きくなる。

そして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１を超えると、ホトカプラ電流Ｉｐｃが流れてＩｐｃ検出回路２８がそれを検出し、検出電圧ＶｐｃによってスイッチＳＷ０がＯＦＦに切り替えられる。よって、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２には、フィードバック電流Ｉｆｂ４に代わってホトカプラ電流Ｉｐｃが流れ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１になるように、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２が負帰還制御される。

＜第２実施例＞
図９に第２実施例のソフトスタート回路２７Ａの詳細図を示す。このソフトスタート回路２７Ａにおいて、カレントミラー２７１Ａは電流Ｉｆｂ１に比例する電流Ｉｆｂ２以外に、電流Ｉｆｂ１に比例する電流Ｉｆｂ５を生成する。コンパレータＣＰ４は、電流Ｉｆｂ５が抵抗Ｒ５に流れることで発生する電圧Ｖｂを電圧源ＶＢ６の電圧Ｖｒｅｆ６と比較する。ラッチ回路２７５は、コンパレータＣＰ４の出力電圧をＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎによりラッチする。ＳＷ３はフィードバック電流Ｉｆｂ４の経路に挿入され、ラッチ回路２７５の出力が“Ｌ”のときＯＦＦし、“Ｈ”のときＯＮする。

なお、電圧Ｖｂが電圧Ｖｒｅｆ６を超えるときの電流Ｉｆｂ５の値に対応する電流Ｉｆｂ１の値は、電流Ｉｆｂ２が電流源２７２の電流Ｉａを超えるときの電流Ｉｆｂ１の値よりも大きな電流値に設定されている。

このソフトスタート回路２７Ａでは、電流Ｉｆｂ５が所定値を超えて電圧Ｖｂが電圧Ｖｒｅｆ６を超えると、コンパレータＣＰ４の出力が“Ｈ”となる。そしてこの後、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミングでその“Ｈ”の信号がラッチ回路２７５でラッチされ、電圧Ｖｅｎとして出力し、スイッチＳＷ３がＯＮする。

第１実施例では、起動開始から電流Ｉｆｂ２が電流Ｉａを超えるまではフィードバック電流Ｉｆｂ４が流れず不安定動作を防止しているが、第２実施例ではさらに、電流Ｉｆｂ５による電圧Ｖｂが電圧Ｖｒｅｆ６を超えるまでフィードバック電流Ｉｆｂ４が流れない。つまり起動当初の所定期間は第１実施例の場合よりも長い期間にわたって、ソフトスタート回路２７Ａからフィードバック電流Ｉｆｂ４が出力せず、そのフィードバック電流Ｉｆｂ４がマスクされる。

このため、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆの出力タイミングが最も遅くなり、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎの出力タイミングが最も早くなる状態、つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が最も長くなり、ＯＦＦ期間が最も短くなる状態が長く継続して、起動当初の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を促進することができる。

そして、電流Ｉｆｂ１が増大してきて、電流Ｉｆｂ５による電圧Ｖｂが電圧Ｖｒｅｆ６を超えると、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎの発生するタイミングでスイッチＳＷ３がＯＮする。これによりフィードバック電流Ｉｆｂ４が出力して、第１実施例で説明したソフトスタート動作と同様な動作が行われる。したがって、ソフトスタートを行いながらも、起動当初の期間だけは出力電圧Ｖｏｕｔの立上りを高速化することができる。

図１０にカレントミラー２７Ａの詳細図を示す。ここでは、トランジスタＭＰ１とカレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ６によって電流Ｉｆｂ５が生成されている。

図１１にカレントミラー回路２７Ａの別例の詳細図を示す。ここでは図１０の回路に対して、図６で説明したトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５、抵抗Ｒ４，電流Ｉｂの電流源２７１１を追加している。この追加した回路素子によって、カレントミラー回路２７１Ａの出力する電流Ｉｆｂ２に対して、図７に示すように、電流制限が加えられる。これによって、電流Ｉｆｂ１が増大した際のフィードバック電流Ｉｆｂ４の上昇が抑制され、オーバーシュート抑制がより効果となる。

＜その他の実施例＞
なお、充放電回路２５は、定電流回路に置き換えることができる。この場合は、ＯＦＦ期間制御回路２２にキャパシタＣ４の充電用として供給される電流が、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間に関係なく一定の電流となる。

１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０：制御回路、２１：ＯＮ期間制御回路、２２：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ＤＦＦ回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４：駆動回路、２５：充放電回路、２６：反転検出回路、２７，２７Ａ：ソフトスタート回路、２８：Ｉｐｃ検出回路
３０：：出力電圧フィードバック回路
４０：ホトカプラ

Claims (4)

1. スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときに流れる電流に応じたセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線、該２次巻線に流れる電流に比例した電流が流れる補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線に発生する電圧を整流平滑した出力電圧が予め設定した目標電圧を超えるときに前記出力電圧と前記目標電圧の差分に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に生じる電圧、前記センス電圧、前記ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮ/ＯＦＦを制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタをＯＦＦするタイミングを決めるＯＦＦタイミング信号を出力するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタをＯＮするタイミングを決めるＯＮタイミング信号を出力するＯＦＦ期間制御回路と、前記補助巻線に流れる電流に応じたフィードバック電流を生成するソフトスタート回路とを備え、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記ホトカプラ電流が大きいほど、又は前記フィードバック電流が大きいほど、前記ＯＦＦタイミング信号の出力タイミングを早め、
   前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記ホトカプラ電流が大きいほど、又は前記フィードバック電流が大きいほど、前記ＯＮタイミング信号の出力タイミングを遅くし、
   前記出力電圧が前記目標電圧に達しないとき、前記フィードバック電流で前記ＯＮ期間制御回路と前記ＯＦＦ期間制御回路を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ソフトスタート回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦする際に前記補助巻線に流れる電流の発生タイミング毎に、前記補助巻線に流れる電流が大きいほど大きな電流をホールドして前記フィードバック電流として出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ソフトスタート回路から出力するフィードバック電流は、前記補助巻線に流れる電流が所定値未満では前記補助巻線に流れる電流の増大に応じて増大し、前記補助巻線に流れる電流が前記所定値を超えると増大傾向が緩慢になることを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 請求項１、２又は３に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ソフトスタート回路から出力する前記フィードバック電流は、起動当初の所定期間はマスクされることを特徴とするスイッチング電源装置。

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