JP7361265B2 - レーダ装置 - Google Patents
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Description
本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者又は落下物等の小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角（到来方向）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてＣａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007
M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823
Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
しかしながら、レーダ装置（例えば、ＭＩＭＯレーダ）において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。
本開示の非限定的な実施例は、物標を精度良く検知できるレーダ装置の提供に資する。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、を具備し、前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定される。
なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一実施例によれば、レーダ装置において物標を精度良く検知できる。
本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
ＭＩＭＯレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。
また、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想的にアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを所定の周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なＦＦＴ(Fast Fourier Transforma)処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、所定の周期で逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔（例えば、サンプリング間隔）が長くなる。よって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度範囲）が低減する。
また、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（換言すると、相対速度範囲）を超えるターゲットからの反射波信号が想定される場合、レーダ装置は、反射波信号が折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数（換言すると、ターゲットの相対速度）の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じる。
例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを所定の周期Trで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送信する場合、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでにTr×Ntの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をNc回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±1/（2Tr×Nt）となる。したがって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ntが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。
時分割多重ＭＩＭＯレーダには上述したようなドップラ周波数の曖昧性が生じる恐れがあるため、以下では、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法に着目する。
複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法として、例えば、受信側においてドップラ周波数軸上で複数の送信信号を分離できるように信号を送信する方法（以下、ドップラ多重送信と呼ぶ）がある（例えば、非特許文献３を参照）。
ドップラ多重送信において、送信側では、例えば、基準となる送信アンテナから送信される送信信号に対して、基準となる送信アンテナと異なる送信アンテナから送信される送信信号に、受信信号のドップラ周波数帯域幅よりも大きなドップラシフト量が与えられ、複数の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。ドップラ多重送信において、受信側では、ドップラ周波数軸上でフィルタリングすることにより、各送信アンテナから送信された送信信号が分離して受信される。
ドップラ多重送信では、複数の送信アンテナから送信信号を同時に送信することにより、時分割多重送信と比較して、ドップラ周波数（又は、相対速度）の検出のためにフーリエ周波数解析を適用する際の受信位相変化を観測する時間間隔を短縮できる。しかし、ドップラ多重送信では、ドップラ周波数軸上でフィルタリングすることにより各送信アンテナの送信信号を分離するため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数帯域幅が制限されてしまう。
例えば、ドップラ多重送信において、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナから周期Trで送信信号を送信する場合について説明する。このようなドップラ多重送信をNc回繰り返して、ドップラ周波数（又は、相対速度）の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より±1/(2×Tr)となる。つまり、ドップラ多重送信において折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、時分割多重送信の場合（例えば、±1/（2Tr×Nt））と比較してNt倍に拡大される。
ただし、ドップラ多重送信では、上述したように、ドップラ周波数軸上でフィルタリングすることによって送信信号が分離される。そのため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数帯域幅は、1/(Tr×Nt)に制限されるので、時分割多重送信を行った場合と同様なドップラ周波数範囲となる。また、ドップラ多重送信において、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数範囲を超えたドップラ周波数帯域では、当該送信信号と異なる他の送信信号のドップラ周波数帯域の信号と混在するため、送信信号を正しく分離できない可能性がある。
そこで、本開示に係る一実施例では、ドップラ多重送信において、折り返しが発生しない（換言すると、曖昧性が生じない）ドップラ周波数の範囲を拡大させる方法について説明する。これにより、本開示に係る一実施例のレーダ装置は、より広いドップラ周波数範囲において、物標を精度良く検知できる。
以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（換言すると、ＭＩＭＯレーダ構成）について説明する。
また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、を有する。
レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ１０５－１～１０５－Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来方向の推定を行う。
なお、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔと、送信アンテナ１０５－１～１０５－Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Nt個の送信アンテナ１０５を有し、各送信アンテナ１０５は、それぞれ個別のドップラシフト部１０４に接続されている。
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔと、送信アンテナ１０５－１～１０５－Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Nt個の送信アンテナ１０５を有し、各送信アンテナ１０５は、それぞれ個別のドップラシフト部１０４に接続されている。
レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、変調信号発生部１０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０３を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
変調信号発生部１０２は、例えば、図２に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をTrとする。
ＶＣＯ１０３は、変調信号発生部１０２から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）をドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔ、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。
ドップラシフト部１０４は、ＶＣＯ１０３から入力されるチャープ信号に対して、ドップラシフト量DOPｎを付与するために、位相回転φｎを付与し、ドップラシフト後の信号を送信アンテナ１０５に出力する。ここで、n=1,…,Ntである。なお、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト量DOPｎ（換言すると、位相回転φｎ）を付与する方法の一例については後述する。
ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔの出力信号は、所定の送信電力に増幅され各送信アンテナ１０５から空間に放射される。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）部２１０と、ドップラ多重分離部２１１と、方向推定部２１２と、を有する。
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）部２１０と、ドップラ多重分離部２１１と、方向推定部２１２と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。
受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２０４において、受信した反射波信号に対して、送信信号であるチャープ信号をミキシングし、ＬＰＦ２０５を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図２に示すように、送信信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、ドップラ解析部２０９と、を有する。
ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。
ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、所定の時間範囲（レンジゲート）において得られたNdata個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、ビート周波数解析部２０８は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ここで、第ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる第ｚ番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答をRFTｚ（fb, m）で表す。ここで、fbはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、fb＝0,…,Ndata/2であり、z＝0,…,Naであり、m＝1,…,NCである。なお、以下では、NC回のチャープパルス送信を送信フレーム単位と呼ぶ。ビート周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
また、ビート周波数インデックスfbは、次式を用いて距離情報R(fb)に変換できる。そのため、以下では、ビート周波数インデックスfbを「距離インデックスfb」と呼ぶ。
ここで、Bwは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
ドップラ解析部２０９は、ビート周波数解析部２０８から出力される、NC回のチャープパルス送信によって得られるビート周波数応答RFTｚ（fb, 1）、RFTｚ（fb, 2）、…、RFTｚ（fb, NC）を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。
例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は１/（Nc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs = -Nc/2, …, 0, …, Nc/2－１である。
以下では、一例として、Ncが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズとしてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２０９は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
例えば、第ｚ番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９の出力VFTｚ（fb, fs）は、次式に示す。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。
図１において、ＣＦＡＲ部２１０は、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９からの出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスｆb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
ＣＦＡＲ部２１０は、例えば、次式のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９の出力VFT1（fb, fs）、VFT2（fb, fs）、…、VFTNa（fb, fs）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示された処理が適用されてよい。
ＣＦＡＲ部２１０は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)をドップラ多重分離部２１１に出力する。
ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)）に基づいて、各ドップラ解析部２０９からの出力を用いて、ドップラ多重送信された信号（以下、ドップラ多重信号と呼ぶ）から、各送信アンテナ１０５から送信される送信信号（換言すると、当該送信信号に対する反射波信号）を分離する。ドップラ多重分離部２１１は、例えば、分離した信号に関する情報を、方向推定部２１２に出力する。分離した信号に関する情報には、例えば、分離した信号に対応する距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ周波数インデックス（以下、分離インデックス情報と呼ぶこともある）（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）が含まれてよい。また、ドップラ多重分離部２１１は、各ドップラ解析部２０９からの出力を方向推定部２１２に出力する。
以下、ドップラ多重分離部２１１の動作例について、ドップラシフト部１０４の動作とともに説明する。
［ドップラシフト量の設定方法］
まず、ドップラシフト部１０４において付与されるドップラシフト量の設定方法の一例について説明する。
まず、ドップラシフト部１０４において付与されるドップラシフト量の設定方法の一例について説明する。
ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、各々に入力されるチャープ信号に対して異なるドップラシフト量DOPｎを付与する。本開示の一実施例では、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔ間（換言すると、送信アンテナ１０５－１～１０５－Ｎｔ間）において、ドップラシフト量DOPｎの間隔（ドップラシフト間隔）は、等間隔ではなく、少なくとも一つのドップラ間隔が異なる。
換言すれば、ドップラシフト量DOPｎは、サンプリング定理を満たすドップラ周波数範囲（-1/(2Tr) ～1/(2Tr)）を等間隔に分割するのではなく、少なくとも一つの間隔が異なるように分割する。ここで、送信周期Tr毎の位相回転が－πからπの範囲であればサンプリング定理を満たす。従って、ドップラシフト量DOPｎは、－πからπの範囲、すなわち２πの位相範囲内を等間隔ではなく、少なくとも一つの間隔が異なるように分割する位相回転φｎ（m）を用いる。
例えば、Nt＝２の場合、φ１（m）＝π／２×ｍ、φ２（m）＝－π／２×ｍと設定すると、｜φ１（m）－φ２（m）｜＝πとなり、２πの位相範囲を等間隔で分割することになる。本開示の一実施例は、ドップラシフト量として、このような２πの位相範囲内を等間隔に分割するような位相回転を用いない。本開示の一実施例は、ドップラシフト量DOP１、DOP２として｜φ１（m）－φ２（m）｜≠πとなる位相回転φ１（m）、φ２（m）を用いる。また、Nt≧２の場合、本開示の一実施例は、ドップラシフト量DOPｎとして、｜φn（m）－φadjacent(n)（m）｜≠２π／Ntとなる位相回転が含まれる。ここで、nは１からNtの範囲の整数値である。また、adjacent(n)は、φn（m）に隣接する位相回転のインデックスを表し、φn（m）との位相回転の差分（φn（m）－φn1（m））が、２πのモジュロ演算を用いて最小となるインデックスn1を表す。
例えば、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、互いに異なるドップラシフト量DOPｎとなる位相回転φｎ（m）を付与して出力する。これにより、複数の送信アンテナ１０５から送信される送信信号には、それぞれ異なるドップラシフト量が付与される。すなわち、一実施例では、ドップラ多重数NDM=Ntである。ここで、m＝1,…,NCであり、n=1,…,Ntである。
また、ドップラ解析部２０９において、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しないドップラ周波数fdの範囲は-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)である。
このことから、仮に、Nt個の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して、ドップラシフト間隔が等間隔1/(Nt×Tr)となる位相回転φn（m）は、次式で表される。
ここで、φ0は初期位相であり、Δφ0は基準ドップラシフト位相である。また、round(x)は実数値ｘに対して四捨五入した整数値を出力するラウンド関数である。なお、round(NC/Nｔ)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
仮に、例えば、式（４）に示す位相回転φｎ（m）を用いる場合、第ｍ番目のチャープ信号に対して付与される送信信号間の位相回転の間隔は、全て等しくなり、２πround(NC/Nｔ)/NCとなる。
一例として、式（４）において、Nt=2、Δφ0＝0、φ0＝0、NCを偶数として位相回転φｎ（m）が付与される場合、ドップラシフト量は、DOP１＝0、DOP２＝1/(2Tr)となる。
換言すると、複数の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の各間隔は、レーダ装置１０（レーダ受信部２００）においてドップラ周波数の範囲（例えば、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲)）において等間隔に設定される。例えば、Nt=2個の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の間隔は、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)）を送信アンテナ１０５の数（例えば、Nt=2）で分割した間隔（上記例では1/(2Tr)）に設定される。
図３は、仮に、Nt=2個の送信アンテナ１０５（以下、Tx#1及びTx#2と呼ぶ）から送信される送信信号に対して、DOP１＝0、DOP２＝1/(2Tr)のドップラシフト量を用いた場合に、ドップラ解析部２０９でのドップラ解析により得られるドップラピークの一例を示す。
図３に示すように、測定する１つのターゲットのドップラ周波数（target doppler）fd_TargetDopplerに対して、Nt個（図３ではNt=2）のドップラピークが発生する。
以下、一例として、図３において、測定するターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = ‐1/（4Tr）の場合及びfd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合の送信アンテナTx#1から送信された送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、送信アンテナTx#２からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、の位置関係を比較する。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピークP1とドップラピークP2との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピークP1とドップラピークP2との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2A）との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合、図３に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2A）との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
このように、fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合、及び、fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合において、送信アンテナTx#1に対応するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2に対応するドップラピーク（P2又はP2A）との間のドップラ間隔は双方とも1/(2Tr)となる。このため、fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）及び1/（4Tr）では、Tx#1及びTx#2に対応するドップラピークの位置関係の区別がつかなくなり、曖昧性が生じる。従って、図３に示す例では、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲は、例えば、-1/(4Tr) ≦ fｄ_TargetDoppler < 1/(4Tr)となる。
これに対して、本開示の一実施例に係るドップラシフト部１０４では、上述したように、送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量DOPｎ（又は位相回転φｎ（m））の間隔は少なくとも１つ異なる。
また、例えば、ドップラシフト部１０４は、Nt個の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に付与されるドップラシフト量の間隔を可能な限り離しつつ、位相回転φｎ（m）の少なくとも１つの間隔が異なるようにドップラシフトDOPｎを付与する。これにより、ドップラ多重の分離性能を向上できる。
例えば、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、互いに異なるドップラシフト量DOPｎとなる、次式のような位相回転φｎ（m）を付与する。
ここで、Aは１又は‐1の正負の極性を与える係数である。また、δは１以上の正数である。なお、round(NC/（Nt＋δ)）の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
一例として、式（５）において、Nt=2、Δφ0＝0、φ0＝0、A=1、δ＝1、NCを３の倍数として位相回転φｎ（m）が付与される場合、ドップラシフト量は、DOP１＝0、DOP２＝1/(3Tr)となる。
図４は、Nt=2個の送信アンテナ１０５（以下、Tx#1及びTx#2と呼ぶ）から送信される送信信号に対して、DOP１＝0、DOP２＝1/(3Tr)のドップラシフト量を用いた場合に、ドップラ解析部２０９でのドップラ解析により得られるドップラピークの一例を示す。
図４に示すように、測定する１つのターゲットのドップラ周波数（target doppler）fd_TargetDopplerに対して、Nt個（図４ではNt=2）のドップラピークが発生する。
以下、一例として、図４において、測定するターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = ‐1/（4Tr）の場合及びfd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合の送信アンテナTx#1から送信された送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、送信アンテナTx#２から送信された送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、の位置関係を比較する。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピークP1とドップラピークP2との間のドップラ間隔は1/(3Tr)である。
fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピークP1とドップラピークP2との間のドップラ間隔は1/(3Tr)である。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク(P1)とピーク（P2A）との間のドップラ間隔は2/(3Tr)である。
fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク(P1)とピーク（P2A）との間のドップラ間隔は2/(3Tr)である。
図４に示すように、ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = ‐1/（4Tr）の場合、及び、fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合において、送信アンテナTx#1に対応するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2に対応するドップラピーク（P2又はP2A）との位置関係は互いに異なる。
このように、複数の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数の範囲（例えば、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲）において不等間隔に設定される。例えば、Nt=2個の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の間隔は、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)）を、送信アンテナ１０５の数（例えば、Nt=2）にδ=1を加算した値で分割した間隔（上記例では1/(3Tr)）に設定される。
これにより、例えば、図４に示すように、折り返しが無い場合（例えば、ドップラピーク(P1)及びドップラピーク（P2））のドップラ間隔（1/(3Tr)）と、折り返しが有る場合（例えば、ドップラピーク(P1)及びドップラピーク（P2A））のドップラ間隔（2/(3Tr)）とが異なる。
よって、図４に示す例では、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=‐1/（4Tr）の場合（換言すると、折り返し無しの場合）、及び、fd_TargetDoppler=1/（4Tr）の場合（換言すると、折り返し有りの場合）とを区別できる。
例えば、想定するターゲットドップラ周波数が-1/(2Tr) ≦ fd_TargetDoppler < 1/(2Tr)の場合、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = -1/（4Tr）の場合に、折り返し信号を含まないと判別できる。よって、例えば、図４に示すfd_TargetDoppler = -1/（4Tr）の場合、ドップラ多重分離部２１１は、折り返し信号を含まず、周波数が最も小さいドップラピークから、それぞれ送信アンテナTx#1、Tx#2からの送信信号に対する反射波信号であると判別できる。
また、例えば、想定するターゲットドップラ周波数が-1/(2Tr) ≦ fd_TargetDoppler < 1/(2Tr)の場合、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = 1/（4Tr）の場合に、折り返したドップラピーク（例えば、P2A）が含まれると判別でき、ドップラ周波数fd_TargetDoppler= 1/（4Tr）であると判定できる。よって、例えば、図４に示すfd_TargetDoppler= 1/（4Tr）の場合、折り返し信号（P2A）が含まれるので、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラピークの間隔が2/(3Tr)となるドップラピークのうち高い方のドップラピークが送信アンテナTx#1に対応する反射波信号であり、低い方のドップラピークが送信アンテナTx#2に対応する反射波信号であると判別できる。
次に、他の例として、図４において、測定するターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler = ‐1/（2Tr）の場合及びfd_TargetDoppler = 1/（2Tr）の場合の送信アンテナTx#1から送信された送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、送信アンテナTx#2から送信された送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークと、の位置関係を比較する。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=‐1/（2Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler=‐1/（2Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2）との間のドップラ間隔は１/(3Tr)である。
fd_TargetDoppler=‐1/（2Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P2）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2）との間のドップラ間隔は１/(3Tr)である。
＜ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=1/（2Tr）の場合＞
fd_TargetDoppler=1/（2Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のドップラピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2A）との間のドップラ間隔は1/(3Tr)である。
fd_TargetDoppler=1/（2Tr）の場合、図４に示すように、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピークは、折り返した信号のドップラピーク（P2A）としてFFT出力される。そのため、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（P1）と、上記折り返した信号のドップラピーク（P2A）との位置関係となる。ドップラピーク（P1）とドップラピーク（P2A）との間のドップラ間隔は1/(3Tr)である。
このように、ターゲットのドップラ周波数fd_TargetDoppler=‐1/（2Tr）の場合、及び、fd_TargetDoppler=1/（2Tr）の場合において、送信アンテナTx#1に対応するドップラピーク（P1）と、送信アンテナTx#2に対応するドップラピーク（P2又はP2A）との間のドップラ間隔は双方とも1/(3Tr)となる。このため、fd_TargetDoppler=‐1/（2Tr）の場合及びfd_TargetDoppler=1/（2Tr）では、Tx#1及びTx#2に対応するドップラピークの位置関係の区別がつかなくなり、曖昧性が生じる。従って、図４に示す例では、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲は、例えば、-1/(2Tr) ≦ fd_TargetDoppler < 1/(2Tr)となる。
したがって、本実施の形態によれば、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲を、時分割多重、又はドップラシフト量を等間隔にする場合のドップラ多重（例えば、図３を参照）と比較して、Nt倍（例えば、図４では２倍）に拡大できる。
次に、ドップラ多重分離部２１１における各送信アンテナ１０５に対応する信号の分離方法の一例について説明する。
一例として、Nt=2の場合のドップラ多重分離部２１１の動作について説明する。
以下では、ドップラシフト部１０４において、一例として、式（５）に示す位相回転φｎ（m）が付与される場合について説明する。なお、以下では、一例として、Δφ0＝0、φ0＝0、δ＝1、NCを３の倍数とする。A=1の場合、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量はDOP１＝0、DOP２＝1/(3Tr)であり、A=-1の場合、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量はDOP１＝0、DOP２＝-1/(3Tr)である。
この場合、ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される閾値よりも大きい受信電力となるピーク（距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfｓ_cfar）を用いて、ドップラ多重信号を分離する。
例えば、ドップラ多重分離部２１１は、距離インデックスfb_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfs_cfarに対して、送信アンテナTx#1～Tx#Ntから送信される送信信号の何れに対応する反射波信号であるかを判定する。ドップラ多重分離部２１１は、判定した送信アンテナTx#1～Tx#Nt毎の反射波信号を分離して出力する。
以下では、距離インデックスfｂ_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfｓ_cfarがNs個ある場合の動作について説明する。例えば、fｓ_cfar∈｛fd#1,fd#2…,fd#Ns｝とする。
ドップラ多重分離部２１１は、例えば、距離インデックスfb_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfs_cfar ∈｛fd#1,fd#2…,fd#Ns｝に対して、ドップラインデックス間隔を算出する。
ここで、送信アンテナTx#1及びTx#2からそれぞれ送信される送信信号に付与されるドップラシフト量DOP１、DOP２によって、１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nt=2個のドップラピークが発生する。このドップラピーク間のドップラ間隔に相当するドップラインデックス間隔は、次式に示す送信アンテナTx#1に対する位相回転φ1（m）と送信アンテナTx#2に対する位相回転φ2（m）との差分から、round(Nc/(Nt+1))となる。また、折り返し信号を含む場合、ドップラピーク間のドップラ間隔に相当するドップラインデックス間隔は、Nc-round(Nc/(Nt+1))となる。
そして、ドップラ多重分離部２１１は、折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するドップラインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックス、又は、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するドップラインデックス間隔（Nc-round(Nc/(Nt+1))）と一致するドップラ周波数インデックスを探索する。
ドップラ多重分離部２１１は、上述した探索の結果に基づいて、以下の処理を行う。
（１）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それらのドップラ周波数インデックスのペア（例えば、fd#ｐ,fd#ｑと表す）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2）として出力する。
ここで、送信アンテナTx#1及びTx#2に対するドップラシフト量がDOP１＜DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方をTx#2に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#2と判定し、低い方をTx#1に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#1と判定する。一方、送信アンテナTx#1及びTx#2に対するドップラシフト量がDOP１＞DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方をTx#1に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#1と判定し、低い方をTx#2に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#2と判定する。
（２）折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc- round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それらのドップラ周波数インデックスのペア（例えば、fd#ｐ,fd#ｑ）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2）として出力する。
ここで、送信アンテナTx#1及びTx#2に対するドップラシフト量がDOP１＜DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方をTx#1に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#1と判定し、低い方をTx#2に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#2と判定する。一方、送信アンテナTx#1及びTx#2に対するドップラシフト量がDOP１＞DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方をTx#2に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#2と判定し、低い方をTx#1に対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#1と判定する。
（３）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックス、及び、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスが無い場合、ドップラ多重分離部２１１は、発生したドップラピークをノイズ成分と判定する。この場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2）を出力しなくてよい。
（４）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))と一致し、かつ、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、以下のような重複除去処理を行う。
例えば、折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスのペアを（fd#ｐ,fd#ｑ1）と表す。また、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスのペアを（fd#ｐ,fd#ｑ2）と表す。
ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ1）の電力差分|PowerFT(fｂ_cfar, fd#q1)-PowerFT(fｂ_cfar, fd#ｐ)|、及び、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ2）の電力差分|PowerFT(fｂ_cfar, fd#q2)-PowerFT(fｂ_cfar, fd#ｐ)|を算出する。ドップラ多重分離部２１１は、それらの電力差分間の電力（換言すると差）が所定電力閾値TPLよりも大きい場合、ドップラ周波数インデックスのペア間の電力差分が小さい方のペアを採用する。
例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ２）を採用し、上述した（２）の処理を行う。
|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|＞TPL (7)
|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|＞TPL (7)
また、例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ１）を採用し、上述した（１）の処理を行う。
|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|＞TPL (8)
|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|＞TPL (8)
式（７）及び式（８）を満たさない場合、ドップラ多重分離部２１１は、何れのドップラ周波数インデックスのペアも採用せずに、上述した（３）の処理を行う。
以上のようにして、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ多重信号を分離できる。
以上、ドップラ多重分離部２１１の動作例について説明した。
図１において、方向推定部２１２は、ドップラ多重分離部２１１から入力される情報（例えば、距離インデックスfｂ_cfar、及び、分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt））に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１２は、ドップラ多重分離部２１１の出力から、距離インデックスfｂ_cfar、及び、分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）に対応する出力を抽出し、次式に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fｂ_cfar, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fｂ_cfar, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fｂ_cfar, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、z=1，…，Naである。
式（９）において、hcal[b]は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。b=1，…，(Nt×Na)である。
方向推定部２１２は、例えば、方向推定評価関数値PH（θ, fｂ_cfar, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１２は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PH（θBEAM_cfar, fｂ_cfar, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、Nt×Na個の仮想受信アレーが等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで、式（１０）において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数インデックスfsを相対速度成分vd(fs)に変換するには、次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部（図示せず）から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。また、Δfは、ドップラ解析部２０９におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δf=１／（NCTr）である。
以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、送信信号を送信する複数の送信アンテナ１０５と、複数の送信アンテナ１０５毎に送信信号に異なるドップラシフト量を付与するドップラシフト部１０４を備える。また、レーダ装置１０において、複数の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の各間隔は、レーダ装置１０においてドップラ周波数の範囲において不等間隔に設定される。
これにより、レーダ装置１０では、折り返しが有る場合と無い場合とで、各送信信号に対応するドップラピークの間隔を異ならせることができる。換言すると、レーダ装置１０は、ドップラピークの折り返しの有無を判定できる。これにより、レーダ装置１０では、折り返しが発生する場合のターゲットドップラ周波数（target doppler）と、折り返しが発生しない場合のターゲットドップラ周波数と、を区別して、ドップラ多重信号を分離できる。よって、レーダ装置１０では、ドップラ多重信号を分離可能なドップラ周波数範囲（又は相対速度の最大値）を拡大させることができる。
以上のように、本実施の形態によれば、曖昧性が生じないドップラ周波数範囲（又は相対速度の最大値）を拡大させることができる。これにより、レーダ装置１０は、より広いドップラ周波数範囲において、物標（例えば、到来方向）を精度良く検知することができる。
（バリエーション１）
上記実施の形態では、Nt=2の場合のドップラ多重の動作例について説明した。しかし、送信アンテナ数Ntは２個に限らず、３個以上でもよい。
上記実施の形態では、Nt=2の場合のドップラ多重の動作例について説明した。しかし、送信アンテナ数Ntは２個に限らず、３個以上でもよい。
バリエーション１では、他の例として、Nt=3の場合のレーダ装置１０の動作について説明する。
以下では、ドップラシフト部１０４において、一例として、式（５）に示す位相回転φｎ（m）が付与される場合について説明する。なお、以下では、一例として、Δφ0＝0、φ0＝0、δ＝1、NCを偶数とする。例えば、A=1の場合、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量はDOP１＝0、DOP２＝1/(4Tr)、DOP３＝1/(2Tr)である。また、例えば、A=-1の場合、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量はDOP１＝0、DOP２＝-1/(4Tr)、DOP３＝-1/(2Tr)である。
このようなドップラシフト量を用いる場合、例えば、図５に示すように、測定する１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nｔ個（図５では３つ）のドップラピークが発生する。なお、図５は、横軸にターゲットドップラ周波数を示し、縦軸にドップラ解析部２０９（FFT）の出力を示した場合のNｔ=3のドップラピークの変化を示した図である。
＜ターゲットドップラ周波数が０≦ fｄ_TargetDoppler ＜1/(2Tr)の場合＞
図５に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#3からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（破線）との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
図５に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#3からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（破線）との間のドップラ間隔は1/(2Tr)である。
また、この場合、Tx#3に関して折り返し信号を含む。そのため、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラピークの間隔が1/(2Tr)となるドップラピークのうち高い方のドップラピークが送信アンテナTx#1に対応する反射波信号であり、低い方のドップラピークが送信アンテナTx#3に対応する反射波信号であり、残りのドップラピークが送信アンテナTx#2からの反射波信号であると判別できる。
＜ターゲットドップラ周波数が-1/(2Tr)≦ fｄ_TargetDoppler ＜０の場合＞
図５に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は1/(4Tr)である。また、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）と、送信アンテナTx#3からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（破線）との間のドップラ間隔は1/(4Tr)である。
図５に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は1/(4Tr)である。また、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）と、送信アンテナTx#3からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（破線）との間のドップラ間隔は1/(4Tr)である。
また、この場合、何れの送信アンテナTx#1, Tx#2, Tx#3についても折り返し信号を含まない。そのため、ドップラ多重分離部２１１は、周波数が低いドップラピークから、それぞれ、送信アンテナTx#1、Tx#2、Tx#3からの送信信号に対する反射波信号であると判別できる。
このように、複数の送信アンテナ１０５から送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の各間隔は、ドップラ周波数範囲（図５の例では、例えば、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)）において不等間隔に設定される。例えば、Nt=3個の送信アンテナから送信される送信信号に対して付与されるドップラシフト量の各間隔は、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)）を、送信アンテナの数（例えば、Nt=3）にδ=1を加算した値で分割した間隔（上記例では1/(4Tr)）に設定される。
これにより、例えば、図５に示すように、折り返しが無い場合のドップラ間隔（1/(4Tr)）と、折り返しが有る場合のドップラ間隔（1/(4Tr)及び1/(2Tr)）とが異なる。
よって、図５に示す例では、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲットのドップラ周波数が-1/(2Tr)≦ fｄ_TargetDoppler ＜０の場合（換言すると、折り返し無しの場合）、及び、ターゲットのドップラ周波数が０≦ fｄ_TargetDoppler ＜1/(2Tr)の場合（換言すると、折り返し有りの場合）とを区別できる。
したがって、図５に示す例では、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲は、例えば、-1/(2Tr) ≦ fｄ_TargetDoppler＜1/(2Tr)となる。
よって、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲を、時分割多重、又はドップラシフト量を等間隔にする場合（図５では1/(3Tr)の場合）のドップラ多重と比較して、Nt倍（例えば、図５では３倍）に拡大できる。
次に、ドップラ多重分離部２１１における各送信アンテナ１０５に対応する信号の分離方法の一例について説明する。
ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される閾値よりも大きい受信電力となるピーク（距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfｓ_cfar）を用いて、ドップラ多重信号の分離を行う。
例えば、ドップラ多重分離部２１１は、距離インデックスfｂ_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfｓ_cfarに対して、送信アンテナTx#1～Tx#Ntから送信される送信信号の何れに対応する反射波信号であるかを判定する。ドップラ多重分離部２１１は、判定した送信アンテナTx#1～Tx#Nt毎の反射波信号を分離して出力する。
ドップラ多重分離部２１１は、例えば、距離インデックスfｂ_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfｓ_cfar ∈｛fd#1,fd#2…,fd#Ns｝に対して、ドップラインデックス間隔を算出する。
そして、ドップラ多重分離部２１１は、３つのドップラ周波数インデックスを小さい順に見た場合の２つのドップラインデックス間隔が、折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))及びround(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスの組み合わせを探索する。又は、ドップラ多重分離部２１１は、３つのドップラ周波数インデックスを小さい順に見た場合の２つのドップラインデックス間隔が、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))及びNc-round(Nc/(Nt+1))、又は、Nc-round(Nc/(Nt+1))及びround(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスの組み合わせを探索する。
ドップラ多重分離部２１１は、上述した探索の結果に基づいて、以下の処理を行う。
（１）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))及びround(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスの組み合わせがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それらのドップラ周波数インデックスの組（例えば、fd#p1,fd#p2,fd#p3と表す）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, fdemul_Tx#3）として出力する。
ここで、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＜DOP２＜DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#p1,fd#p2,fd#p3のうち大きい方から、Tx#3、Tx#2、Tx#1にそれぞれ対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#3, fdemul_Tx#2, fdemul_Tx#1と判定する。また、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＞DOP２＞DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#p1,fd#p2,fd#p3のうち大きい方から、Tx#1、Tx#2、Tx#3にそれぞれ対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, fdemul_Tx#3と判定する。
（２）折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Nc/(Nt+1))及びround(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスの組み合わせがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それらのドップラ周波数インデックスの組（例えば、fd#q1,fd#q2,fd#q3と表す）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, fdemul_Tx#３）として出力する。
ここで、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＜DOP２＜DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#q1,fd#q2,fd#q3のうち大きい方からTx#2、Tx#1、Tx#3にそれぞれ対応するドップラ周波数インデックスfdemul_Tx#2, fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#3と判定する。また、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＞DOP２＞DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#q1,fd#q2,fd#q3のうち大きい方からTx#2、Tx#3、Tx#1にそれぞれ対応するfdemul_Tx#2, fdemul_Tx#3, fdemul_Tx#1と判定する。
（３）折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Nc/(Nt+1))及びNc-round(Nc/(Nt+1))と一致するドップラ周波数インデックスの組み合わせがある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それらのドップラ周波数インデックスの組（例えば、fd#u1,fd#u2,fd#u3と表す）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（ｆdemul_Tx#1, ｆdemul_Tx#2, ｆdemul_Tx#3）として出力する。
ここで、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＜DOP２＜DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#u1,fd#u2,fd#u3のうち大きい方からTx#1、Tx#3、Tx#2にそれぞれ対応するｆdemul_Tx#3, ｆdemul_Tx#2, ｆdemul_Tx#1と判定する。また、送信アンテナTx#1～Tx#3に対するドップラシフト量がDOP１＞DOP２＞DOP３の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１は、fd#u1,fd#u2,fd#u3のうち大きい方からTx#3、Tx#1、Tx#2にそれぞれ対応するｆdemul_Tx#3, ｆdemul_Tx#1, ｆdemul_Tx#2と判定する。
（４）ドップラ多重分離部２１１は、上記の（１）、（２）及び（３）の何れにも該当しないドップラ周波数インデックスに対応するドップラピークをノイズ成分と判定する。この場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, fdemul_Tx#3）を出力しなくてよい。
（５）ドップラ多重分離部２１１は、上記の（１）、（２）及び（３）に重複して該当するドップラ周波数インデックスを含む場合、例えば、以下のような重複除去処理を行う。
例えば、上記の（１）及び（２）に重複して該当するドップラ周波数インデックスを含むドップラ周波数インデックスの組がそれぞれ（fd#p1,fd#p2,fd#p3）、（fd#q1,fd#q2,fd#q3）である場合、ドップラ多重分離部２１１は、それぞれの組の中でのドップラ周波数インデックスの受信電力｛例えば、PowerFT(fb_cfar, fd#p1)、PowerFT(fb_cfar, fd#p2)、PowerFT(fb_cfar, fd#p3)｝、｛PowerFT(fb_cfar, fd#q1)、PowerFT(fb_cfar, fd#q2)、PowerFT(fb_cfar, fd#q3)｝を比較して、最小となる受信電力をそれぞれの組から抽出する。そして、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、各組の最小電力となる電力間の電力差が所定電力閾値TPLよりも大きいドップラ周波数インデックスの組を採用する。
例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ周波数インデックス（fd#p1,fd#p2,fd#p3）の組を採用し、上述した（１)の処理を行う。
Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#p1), PowerFT(fb_cfar, fd#p2), PowerFT(fb_cfar, fd#p3) ｝)
- Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#q1), PowerFT(fb_cfar, fd#q2), PowerFT(fb_cfar, fd#q3) ｝)
> TPL (13)
Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#p1), PowerFT(fb_cfar, fd#p2), PowerFT(fb_cfar, fd#p3) ｝)
- Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#q1), PowerFT(fb_cfar, fd#q2), PowerFT(fb_cfar, fd#q3) ｝)
> TPL (13)
また、例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ周波数インデックス（fd#q1,fd#q2,fd#q3）の組を採用し、上述した（２)の処理を行う。
Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#q1), PowerFT(fb_cfar, fd#q2), PowerFT(fb_cfar, fd#q3) ｝)
- Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#p1), PowerFT(fb_cfar, fd#p2), PowerFT(fb_cfar, fd#p3) ｝)
> TPL (14)
Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#q1), PowerFT(fb_cfar, fd#q2), PowerFT(fb_cfar, fd#q3) ｝)
- Min(｛PowerFT(fb_cfar, fd#p1), PowerFT(fb_cfar, fd#p2), PowerFT(fb_cfar, fd#p3) ｝)
> TPL (14)
ドップラ多重分離部２１１は、式（１３）又は式（１４）を満たさない場合、何れのドップラ周波数インデックスの組も採用せずに、上述した（４）の処理を行う。また、ドップラ多重分離部２１１は、（１）及び（２）以外の重複の組あわせに対しても同様な重複判定処理を行う。
以上のようにして、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ多重信号を分離できる。
（バリエーション２）
上記実施の形態では、送信信号に付与されるドップラシフト量に対応する位相回転の一例として、式（５）に示す位相回転φn（m）を用いる場合について説明した。しかし、位相回転は、式（５）に示す位相回転φn（m）に限定されない。
上記実施の形態では、送信信号に付与されるドップラシフト量に対応する位相回転の一例として、式（５）に示す位相回転φn（m）を用いる場合について説明した。しかし、位相回転は、式（５）に示す位相回転φn（m）に限定されない。
他の例として、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、入力された第ｍ番目のチャープ信号（送信信号）に対して、式（５）を用いる場合と異なるドップラシフト量DOPｎとなる次式の位相回転φｎ（m）を付与してよい。
ここで、dpnは位相回転をドップラ周波数範囲において不等間隔とする成分である。例えば、dp1、dp2、…、dpNtは、-round(NC/Nt)/2＜ dpn ＜ round(NC/Nt)/2の範囲内の値であり、全てが同一の値ではなく、少なくとも一つは異なる値の成分を含む。なお、round(NC/Nt)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
一例として、式（１５）において、Nt=2、Δφ0＝0、φ0＝0、A=1、dp1＝0、dp2＝π/5、NCを偶数とした場合の位相回転φｎ（m）が付与される場合、ドップラシフト量は、DOP１＝0、DOP２＝1/(2Tr)＋1/(10Tr)＝6/(10Tr)となる。
図６は、横軸にターゲットドップラ周波数を示し、縦軸にドップラ解析部２０９（FFT）の出力を示した場合のNｔ＝2、DOP１＝0、DOP２＝6/(10Tr)のドップラピークの変化を示した図である。
＜ターゲットドップラ周波数が-1/(10Tr)≦ ｆｄ_TargetDoppler ＜1/(2Tr)の場合＞
図６に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は4/(10Tr)である。
図６に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は4/(10Tr)である。
また、この場合、Tx#2に関して折り返し信号を含む。そのため、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラピークの間隔が4/(10Tr)となるドップラピークのうち高い方のドップラピークが送信アンテナTx#1に対応する反射波信号であり、低い方のドップラピークが送信アンテナTx#2に対応する反射波信号であると判別できる。
＜ターゲットドップラ周波数が-1/(2Tr)≦ fｄ_TargetDoppler ＜ -1/(10Tr)の場合＞
図６に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は6/(10Tr)である。
図６に示すように、送信アンテナTx#1からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（実線）と、送信アンテナTx#2からの送信信号に対する反射波信号を受信した際に発生するドップラピーク（点線）との間のドップラ間隔は6/(10Tr)である。
また、この場合、何れの送信アンテナTx#1、Tx#2についても折り返し信号を含まない。そのため、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、周波数が低いドップラピークから、それぞれ送信アンテナTx#1、Tx#2からの送信信号に対する反射波信号であると判別できる。
このように、バリエーション２では、送信アンテナ１０５のドップラシフト量の各間隔は、ドップラ周波数範囲（図６では、例えば、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)）を複数の送信アンテナ１０５の数（例えば、Nt=2）で分割した間隔にDOP２＝6/(10Tr)のオフセットを加えた間隔に設定される。
これにより、例えば、図６に示すように、折り返しが無い場合のドップラ間隔（6/(10Tr)）と、折り返しが有る場合のドップラ間隔（4/(10Tr)）とが異なる。
したがって、図６に示す例では、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲は、例えば、-1/(2Tr) ≦ fｄ_TargetDoppler＜1/(2Tr)となる。
よって、バリエーション２によれば、曖昧性が生じないターゲットのドップラ周波数範囲を、時分割多重又はドップラ多重と比較して、Nt倍（例えば、図６では２倍）に拡大できる。
（バリエーション３）
ドップラ多重において、複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラシフト量の間隔に一致する場合、ドップラ多重分離部２１１において分離判定ができなくなる可能性がある。
ドップラ多重において、複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラシフト量の間隔に一致する場合、ドップラ多重分離部２１１において分離判定ができなくなる可能性がある。
しかしながら、複数のターゲット間においてドップラ周波数が異なる場合、ターゲットとレーダ装置１０との間の相対移動速度は異なる。そのため、レーダ装置１０においてレーダ観測を続けて行うことにより、或るレーダ装置の測位出力において複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラシフト量の間隔に一致する場合でも、続くレーダ装置の測位出力では、複数のターゲット間の距離が異なって測定される可能性が高い。よって、続くレーダ装置の測位出力において、複数のターゲットが分離された出力を得ることができると考えられる。
バリエーション３では、レーダ装置１０の測位出力において、複数のターゲットをより確実に分離するために、例えば、レーダ観測毎にドップラシフト量が可変に設定される場合について説明する。なお、レーダ観測の単位は、例えば、送信フレーム単位でもよく、他の単位でもよい。
例えば、バリエーション３では、ドップラシフト量DOPｎに対応する位相回転φｎ（m）として式（５）を用いてよい。
レーダ装置１０は、レーダ観測毎に式（５）におけるδの値を可変に設定することにより、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量の間隔を可変に設定できる。例えば、レーダ観測毎にδは１、２、１、２と周期的に可変されてもよい。
また、ドップラシフト量DOPｎに対応する位相回転φｎ（m）として式（１５）を用いてよい。例えば、レーダ装置１０は、位相回転を不等間隔とする成分dp1、dp2、…、dpNtをレーダ観測毎に異なる値に設定することにより、各送信アンテナ１０５に対するドップラシフト量の間隔を可変に設定できる。
バリエーション３によれば、１つのターゲットに対する複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの間隔がレーダ観測毎に異なるので、複数のターゲットを分離しやすくなる。
（バリエーション４）
バリエーション４では、レーダ装置の送信アンテナがサブアレー構成である場合について説明する。
バリエーション４では、レーダ装置の送信アンテナがサブアレー構成である場合について説明する。
送信アンテナのうちのいくつかを組み合わせてサブアレーとして用いることにより、送信指向性ビームパターンのビーム幅を狭めて、送信指向性利得を向上できる。これにより、検知可能な角度範囲は狭まるが、検知可能な距離範囲を増加できる。また、指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変にすることにより、ビーム方向を可変制御できる。
図７は、バリエーション４に係るレーダ送信部１００ａの構成例を示すブロック図である。なお、図７において、図１に示すレーダ送信部１００と同様の動作を行う構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
また、バリエーション４に係るレーダ受信部は、図１に示すレーダ受信部２００と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。
図７において、NDMはドップラ多重数を示す。
図７では、各ドップラシフト部１０４の出力に対して、NSA個の送信アンテナ１０５を用いたサブアレーが構成される。したがって、送信アンテナ１０５の数Nt=NSA×NDMとなる。なお、送信アンテナ１０５のサブアレー構成は、図７に示す例に限定されない。例えば、各ドップラシフト部１０４の出力に対するサブアレーに含まれる送信アンテナ数は、ドップラシフト１０４間で同数でなくてもよい。ここで、NSAは１以上の整数である。なお、NSA＝１の場合は、図１と同様になる。なお、ドップラシフト部１０４は、例えば、サブアレー構成の送信アンテナ１０５（例えば、NSA個の送信アンテナ１０５）から送信されるレーダ送信信号に、同一のドップラシフト量を付与する。
図７において、ビームウェイト生成部１０６は、サブアレーを用いて送信ビームの主ビーム方向を所定方向に向けるビームウェイトを生成する。例えば、NSA個の送信アンテナを用いたサブアレーが、素子間隔dSAで直線配置される場合の送信ビーム方向をθTxBFと表す。この場合、ビームウェイト生成部１０６は、例えば、次式のようなビームウェイトWTx(Index_TxSubArray, θTxBF)を生成する。
ここで、Index_TxSubArrayは、サブアレーの要素インデックスを示し、Index_TxSubArray =1,…, NSAである。また、λはレーダ送信信号の波長を示し、ｄSAはサブアレーアンテナ間隔を示す。
例えば、第ndm番目のビームウェイト乗算部１０７は、第ndm番目のドップラシフト部１０４からの出力に対して、ビームウェイト生成部１０６から入力されるビームウェイト係数WTx(Index_TxSubArray, θTxBF)を乗算する。ビームウェイトWTx(Index_TxSubArray, θTxBF)が乗算された送信信号は、第｛NSA×(ndm-1)+ Index_TxSubArray｝番目の送信アンテナ１０５から送信される。ここで、Index_TxSubArray =1,…, NSAであり、ndm=1,…,NDMである。
以上の動作により、レーダ送信部１００ａは、ドップラシフト部１０４からの出力に対して、サブアレーを用いて所定方向に送信指向性ビームを向ける送信が可能となる。これにより、所定方向の送信指向性利得を向上でき、検知可能な距離範囲を拡大できる。
また、レーダ送信部１００ａは、送信指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変に設定することにより、ビーム方向を可変制御できる。
なお、バリエーション４において説明したサブアレー送信を行う構成は、他のバリエーション又は実施の形態においても同様に適用できる。
（バリエーション５）
バリエーション５では、例えば、同一周波数帯又は一部の周波数帯が重複する複数のレーダ装置からの干渉の影響を低減する方法について説明する。
バリエーション５では、例えば、同一周波数帯又は一部の周波数帯が重複する複数のレーダ装置からの干渉の影響を低減する方法について説明する。
図８は、バリエーション５に係るレーダ装置１０ｂの構成例を示すブロック図である。なお、図８において、図１と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。例えば、図８に示すレーダ装置１０ｂは、図１に示すレーダ装置１０に対して、レーダ送信部１００ｂにおいてランダム符号生成部１０８及びランダム符号乗算部１０９を追加し、レーダ受信部２００ｂにおいてランダム符号乗算部２１３を追加した構成である。
図８において、ランダム符号生成部１０８は、例えば、擬似ランダムな符号系列RCode={RC(1),RC(2),…,RC(NLRC)}を生成する。例えば、擬似ランダムな符号には、PN（pseudo random noise）符号、M系列符号、又は、Gold符号を用いてよい。また、ランダム符号生成部１０８は、擬似ランダムな符号系列の符号要素｛１、－１｝に対し、例えば、｛π、－π｝の位相回転を与える信号を生成する。
擬似ランダムな符号系列の符号長NLRCは、Nc以下である。また、ランダム符号生成部１０８は、送信周期ｍ毎に擬似ランダムな符号系列の符号要素インデックスをRC_INDEX（m） ＝ｍのように可変して、擬似ランダムな符号系列RCodeのランダム符号要素RC(RC_INDEX（m）)をランダム符号乗算部１０９及び２１３に出力する。
レーダ送信部１００ｂのランダム符号乗算部１０９は、送信周期ｍのチャープ信号ｃｐ（t）に対して、ランダム符号生成部１０８から入力されるランダム符号要素RC(RC_INDEX)を乗算する。ランダム符号乗算部１０９は、RC(RC_INDEX（m）)×ｃｐ（t）で表される信号を各ドップラシフト部１０４に出力する。
レーダ受信部２００ｂのランダム符号乗算部２１３は、送信周期ｍにおけるビート周波数解析部２０８の出力信号RFTz（fb, m）に対して、ランダム符号生成部１０８から入力されるランダム符号要素RC(RC_INDEX)を乗算する。ランダム符号乗算部２１３は、RC(RC_INDEX （m）)×RFTz（fb、ｍ）で表される信号をドップラ解析部２０９に出力する。ここで、ｚ＝１、…、Naである。
以上のような動作により、同一周波数帯又は一部の周波数帯が重複する複数のレーダ装置からの干渉が存在する場合でも、レーダ装置１０ｂにおいて、干渉信号は、ドップラ解析部２０９に入力される前にランダム符号乗算部２１３によって擬似ランダムな信号に変換できる。これにより、ドップラ解析部２０９の出力において、干渉波の信号電力をドップラ周波数領域に拡散する効果が得られる。例えば、擬似ランダムな符号系列の乗算によって、干渉波のピーク電力を１／Nc程度に低減できる。したがって、後段のＣＦＡＲ部２１０において、干渉波のピークが誤って検出さる確率を大幅に低減できる。
（バリエーション６）
例えば、ドップラシフト量DOPｎとして式（５）に示す位相回転を用いる場合、ドップラ周波数範囲をドップラ多重数NDMより多い数（NDM＋δ）で等分割した間隔（ΔFD＝round(NC／（NDM＋δ)）に対して、ドップラシフト量の間隔には、ΔFDの間隔、及び、（δ＋１）ΔFDの間隔が用いられる。
例えば、ドップラシフト量DOPｎとして式（５）に示す位相回転を用いる場合、ドップラ周波数範囲をドップラ多重数NDMより多い数（NDM＋δ）で等分割した間隔（ΔFD＝round(NC／（NDM＋δ)）に対して、ドップラシフト量の間隔には、ΔFDの間隔、及び、（δ＋１）ΔFDの間隔が用いられる。
そのため、ドップラ多重された各信号は、ドップラ解析部２０９（例えば、図１を参照）の出力では、ドップラ周波数領域においてΔFDの間隔で折り返したように検出される。
このような性質を用いると、例えば、ＣＦＡＲ部２１０及びドップラ多重分離部２１１の動作を以下のように簡易化できる。
［ＣＦＡＲ部２１０の動作］
ＣＦＡＲ部２１０は、例えば、ＣＦＡＲ処理の対象のドップラ周波数範囲のうち、レーダ送信信号にそれぞれ付与されるドップラシフト量の各間隔に対応する範囲（例えば、ΔFD）毎の反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、ドップラピークを検出する。
ＣＦＡＲ部２１０は、例えば、ＣＦＡＲ処理の対象のドップラ周波数範囲のうち、レーダ送信信号にそれぞれ付与されるドップラシフト量の各間隔に対応する範囲（例えば、ΔFD）毎の反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、ドップラピークを検出する。
例えば、ＣＦＡＲ部２１０は、第１～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９からの出力に対して、次式に示すように、ΔFDの範囲で折り返して加算した電力加算値を算出して、ＣＦＡＲ処理を行う。ここで、fs_shrink=-Nc,…,-Nc+ΔFD-1である。
これにより、ＣＦＡＲ処理の対象のドップラ周波数範囲を1／（NDM＋δ）にすることができ、CFAR処理の演算量削減を図ることができる。
ＣＦＡＲ部２１０は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓhrink_cfar、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fshrink_cfar+ndm×ΔFD)、ndm=1,…,NDM）をドップラ多重分離部２１１に出力する。
［ドップラ多重分離部２１１の動作］
ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fshrink_cfar+ndm×ΔFD)、ndm=1,…,NDM）を比較して、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスの受信レベルと、上位NDM以外を除いたδ個のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差が大きく異なる場合（例えば、所定閾値以上の場合）、受信レベルが小さいδ個のドップラ周波数インデックスを（δ＋１）ΔFDの間隔に含まれるものと判定し、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスをドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1,…, fdemul_Tx#NDM）として出力する。
ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fshrink_cfar+ndm×ΔFD)、ndm=1,…,NDM）を比較して、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスの受信レベルと、上位NDM以外を除いたδ個のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差が大きく異なる場合（例えば、所定閾値以上の場合）、受信レベルが小さいδ個のドップラ周波数インデックスを（δ＋１）ΔFDの間隔に含まれるものと判定し、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスをドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1,…, fdemul_Tx#NDM）として出力する。
換言すると、ドップラ多重分離部２１１は、ドップラ周波数範囲において検出されたドップラピークのうち、受信電力の高い順にNDM個のドップラピークに対応する受信レベルと、上記NDM個のドップラピーク以外のドップラピーク（例えば、δ個のドップラピーク）に対応する受信レベルとの差が閾値以上の場合、上記NDM個のドップラピークに基づいて、反射波信号からドップラ多重信号をそれぞれ分離する。なお、受信レベルの差は、例えば、NDM個の受信レベル及びδ個の受信レベルのそれぞれの平均値の差でもよい。または、受信レベルの差は、NDM個の受信レベルのうちの最小値と、δ個の受信レベルのうちの最大値との差としてもよい。
なお、上記処理に限らず、例えば、送信アンテナ１０５と、送信アンテナ１０５からそれぞれ送信されるレーダ送信信号に付与されるドップラシフト量との関係に基づいて、反射波信号から、ドップラ多重信号をそれぞれ分離してもよい。例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報は、（δ＋１）ΔFDの間隔となるドップラ周波数インデックス情報と受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスの相対的な位置関係を用いて決定されてよい。例えば、図５では、NDM＝３、δ＝１を用いて式（５）に示す位相回転を用いたドップラシフト量が付与されている。従って、ターゲットドップラ周波数はΔFDのドップラ間隔と（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔とが含まれる。（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔となるドップラ周波数インデックスは、図５の場合、fdemul_Tx#1とfdemul_Tx#３であることは既知であり、ドップラ多重分離部２１１は、これを利用して、ドップラ多重信号の分離インデックス情報を決定することができる。すなわち、ドップラ解析部２０９の出力において、（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔が０から１／（２T）の範囲にある場合は、（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔となるドップラ周波数インデックスの高い方がfdemul_Tx#1であり、低い方がfdemul_Tx#３である。また、（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔が－１／（２T）から０の範囲にある場合は、fdemul_Tx#３のドップラ周波数インデックスが折り返して発生することを考慮して、（δ＋１）ΔFDのドップラ間隔となるドップラ周波数インデックスの高い方がfdemul_Tx#３であり、低い方がfdemul_Tx#1となる。受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスのうち、残りのドップラ周波数インデックスがfdemul_Tx#２となる。ドップラ多重分離部２１１は、この結果を用いることで、ドップラシフト量DOPｎを判定することができ、ドップラ多重信号を分離できる。
このように、ドップラ多重分離部２１１では、受信電力情報PowerFT(ｆｂ_cfar、ｆshrink_cfar+ndm×ΔFD)、ndm=1,…,NDMの比較処理によってドップラ多重分離が可能となるため、ドップラ分離処理を削減できる。
（実施の形態２）
本実施の形態では、ドップラ多重送信と、符号分割多重（ＣＤＭ：Code Division Multiplexing）送信とを併用する場合について説明する。
本実施の形態では、ドップラ多重送信と、符号分割多重（ＣＤＭ：Code Division Multiplexing）送信とを併用する場合について説明する。
例えば、実施の形態１（例えば、図１を参照）においてドップラ多重数が多くなると、ドップラ多重分離部２１１の処理において、折り返しがある場合のドップラシフト量の間隔と、折り返しがない場合のドップラシフト量の間隔とが重複するドップラ周波数インデックスが存在する確率が増加する。したがって、反射物体が多い伝搬環境に依存して、ドップラ多重数には適した範囲があり、上限となるドップラ多重数が存在する。
そこで、本実施の形態では、実施の形態１において説明したドップラ多重を行う構成に、さらに符号多重を併用することにより、送信アンテナ数（例えば、ドップラ多重数）が増加した場合でも、ドップラ領域と符号領域とを用いて多重数を増大可能な構成について説明する。
図９は、本実施の形態に係るレーダ装置１０ｃの構成例を示すブロック図である。なお、図９において、実施の形態１（例えば、図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。例えば、図９に示すレーダ装置１０ｃには、図１に示すレーダ装置１０に対して、レーダ送信部１００ｃにおいて直交符号生成部３０１及び直交符号乗算部３０２が追加され、レーダ受信部２００ｃにおいて出力切替部４０１及び符号多重分離部４０２が追加されている。
以下では、ドップラ多重数をNDMとし、符号多重数をNCMとし、送信アンテナ１０５の数Nt=NDM×NCMとなるドップラ多重数と符号多重数を用いる場合について説明する。
［レーダ送信部１００ｃの構成例］
レーダ送信部１００ｃにおいて、直交符号生成部３０１は、直交符号長LocのNCM個の直交符号系列Codeｎｃｍ＝｛OCｎｃｍ（1）, OCｎｃｍ（2）,…, OCｎｃｍ（Loc）｝をそれぞれ生成する。ここで、ncm=1,…, NCMである。
レーダ送信部１００ｃにおいて、直交符号生成部３０１は、直交符号長LocのNCM個の直交符号系列Codeｎｃｍ＝｛OCｎｃｍ（1）, OCｎｃｍ（2）,…, OCｎｃｍ（Loc）｝をそれぞれ生成する。ここで、ncm=1,…, NCMである。
例えば、直交符号生成部３０１は、レーダ送信周期（Tr）毎に、直交符号系列Code１～CodeNcmの要素を指示する直交符号要素インデックスOC_INDEXを巡回的に可変設定することにより、直交符号系列Code１～CodeNcmの要素OC１（OC_INDEX）～OCNcm（OC_INDEX）を第１～第Ntの直交符号乗算部３０２に出力する。また、直交符号生成部３０１は、レーダ送信周期（Tr）毎に、直交符号要素インデックスOC_INDEXを出力切替部４０１に出力する。
ここで、OC_INDEX＝1, 2, …, Locである。例えば、ｍ番目の送信周期において、OC_INDEX ＝MOD（m-1, Loc）＋１である。ここで、MOD（ｘ, ｙ）はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。
また、直交符号生成部３０１において生成される直交符号系列には、例えば、互いに無相関となる符号が用いられる。例えば、直交符号系列には、Walsh-Hadamard-符号が用いられてよい。
一例として、NCM=2の場合、Walsh-Hadamard-符号の直交符号長Loc＝２であり、直交符号生成部３０１は、OC１＝｛１，１｝、OC２＝｛１，-１｝となる直交符号系列を生成する。
また、他の例として、NCM =４の場合、直交符号長Loc ＝４であり、直交符号生成部３０１は、OC１＝｛１，１, １, １｝、OC２＝｛１，-１, １, -１｝, OC3＝｛１，１, -１, -１｝、OC4＝｛１，-１, -１, １｝となる直交符号系列を生成する。
なお、直交符号系列を構成する要素は実数に限らず、複素数が含まれてもよく、次式のような位相回転を用いた直交符号でもよい。
式（１９）において、例えば、Nt=３の場合、直交符号長Loc ＝Ntであり、直交符号生成部３０１は、OC１＝｛１，１，１｝、OC２＝｛1, exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝, OC3＝｛1, exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝となる直交符号系列を生成する。
また、他の例として、Nt=４の場合、直交符号長Loc ＝Ntであり、直交符号生成部３０１は、OC１＝｛１，１，１, １｝、OC２＝｛1, j，-1 ，-j｝,OC3＝｛1, -1, 1, -1｝, OC4＝｛1, -j，-1， j｝となる直交符号系列を生成する。
図９に示すレーダ送信部１００ｃは、例えば、ドップラ多重数をNDMとした場合、NDM個のドップラシフト部１０４－１～１０４－ＮＤＭを備える。また、レーダ送信部１００ｃは、ドップラシフト部１０４と同数のNDM個の直交符号乗算部３０２を備える。
各ドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、所定のドップラシフト量DOPndmを付与するために、所定の位相回転φndmを付与して、位相回転を付与したチャープ信号を、対応する直交符号乗算部３０２に出力する。ここで、ndm=1,…, NDMである。
各直交符号乗算部３０２は、符号多重数NCMに相当する数の乗算器を備える。直交符号乗算部３０２は、ドップラシフト部１０４の出力に対して、NCM個の直交符号系列Code1、Code2、…、CodeNcmをそれぞれ乗算し、NCM個の信号を送信アンテナ１０５に出力する。
以上のようなドップラシフト部１０４及び直交符号乗算部３０２の動作により、Nt個の送信アンテナ１０５のうち、第ｎ番目の送信アンテナ１０５からは、レーダ送信信号生成部１０１の出力に対して、第floor[(n-1)/NCM]+1番目のドップラシフト部１０４によるドップラシフトDOPfloor[(n-1)/ NCM]+1が付与され、さらに、第floor[(n-1)/ NCM]+1番目の直交符号乗算部３０２における第mod(ｎ-1, NCM)+1番目の直交符号Codemod(ｎ-1, NCM)+1が乗算された信号が出力される。
例えば、Ｎｔ＝６の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、符号多重数をNCM＝２とした場合について説明する。この場合、３個（＝NDM）のドップラシフト部１０４は、チャープ信号に対して、それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3を付与する。また、３個（＝NDM）の直交符号乗算部３０２は、ドップラシフト部１０４の出力に対して、２（＝NCM）個の直交符号系列Code1、及び、Code2を乗算する。
この場合、例えば、第１番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
ここで、ｃｐ（ｔ）は送信周期Tr毎のチャープ信号を表す。また、ドップラシフト部１０４における位相回転φndm（m）を付与する際の乗算値を次式に示すΛndm(m)と表記している。
同様に、第２番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、第３番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、第４番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、第５番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、第６番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
また、レーダ送信部１００ｃは、チャープパルス送信回数が直交符号長Ｌｏｃの整数倍（Ncode倍）となるように信号送信する。例えば、NC＝LOC×Ncodeとする。
なお、レーダ装置１０ｃにおけるレーダ送信部の構成は、図９に示す構成に限定されない。例えば、図１０に示すレーダ送信部１００ｄのように、図９に示すドップラシフト部１０４の位相回転と直交符号乗算部３０２における符号乗算とを同時に行う構成でもよい。なお、図１０に示すレーダ受信部２００ｄは、図９に示すレーダ受信部２００ｃの構成と同様である。
例えば、図１０において、ドップラシフト及び直交符号生成部３０３は、送信周期Ｔｒ毎のドップラシフト及び直交符号を行う乗算係数を生成する。例えば、ドップラシフト及び直交符号生成部３０３は、Nt個の送信アンテナ１０５のうち、第ｎ番目の送信アンテナに接続されている乗算部３０４に対して、第floor[(n-1)/ NCM]+1番目のドップラシフトDOPfloor[(n-1)/ NCM]+1を付与するための位相回転と、第mod(ｎ-1, NCM)+1番目の直交符号Codemod(ｎ-1, NCM)+1を乗算した乗算係数を出力する。
乗算部３０４は、レーダ送信信号生成部１０１の出力信号（チャープ信号）に対して、ドップラシフ及び直交符号生成部３０３から入力される乗算係数を乗算する。
［レーダ受信部２００ｃの構成例］
次に、図９に示すレーダ受信部２００ｃの構成例について説明する。
次に、図９に示すレーダ受信部２００ｃの構成例について説明する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｃにおいて、出力切替部４０１は、直交符号生成部３０１から入力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期Tr毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc個のドップラ解析部２０９－１～２０９－ＬＯＣのうち、OC_INDEX番目のドップラ解析部２０９に選択的に切り替えて出力する。すなわち、出力切替部４０１は、第ｍ番目の送信周期Trにおいて、OC_INDEX番目のドップラ解析部２０９を選択する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｃはLoc個のドップラ解析部２０９を有する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｃにおける第nol番目のドップラ解析部２０９には、出力切替部４０１により、Ｌｏｃ回の送信周期毎（LOC×Tr）にデータが入力される。そのため、第nol番目のドップラ解析部２０９は、NC回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータを用いてドップラ解析を行う。ここで、nol=1,…, LOCである。
また、ドップラ解析部２０９は、Ncodeが２のべき乗値である場合、次式に示すようなFFT（高速フーリエ変換）処理を適用することができる。
ここで、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は１/（Ncode× Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs=-Ncode/2,…,0,…, Ncode/2－１である。
なお、Ncodeが２のべき乗でない場合、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のFFTサイズとしてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２０９は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよく、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
符号多重分離部４０２は、直交符号を用いて多重送信された信号を分離する。
例えば、符号多重分離部４０２は、次式のように送信時に用いた直交符号要素OCncmを複素共役（＊で表す）して、直交符号要素インデックスOC_INDEX毎のドップラ解析結果に乗算して加算する。これにより、直交符号Codencmを用いて符号多重送信された信号を分離した信号が得られる。ここで、ncm=1,…,NCMである。
ＣＦＡＲ部２１０ｃは、符号多重分離部４０２の出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
ＣＦＡＲ部２１０ｃは、例えば、次式のように、符号多重分離部４０２の出力を電力加算し、距離軸及びドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示されている処理が適用されてよい。
ＣＦＡＲ部２１０ｃは、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)をドップラ多重分離部２１１ｃに出力する。
なお、図９においては、ＣＦＡＲ部２１０ｃは、符号多重分離部４０２の出力を用いた構成を示したが、これに限定されない。別な構成として、ＣＦＡＲ部２１０ｃは、ドップラ解析部２０９の出力を用いてＣＦＡＲ処理を行ってもよい。この場合、ＣＦＡＲ部２１０ｃは、例えば、次式のようにドップラ解析部２０９の出力を電力加算し、距離軸及びドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行ってよい。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示されている処理が適用されてよい。
また、ＣＦＡＲ部２１０ｃがドップラ解析部２０９の出力を用いてＣＦＡＲ処理を行う場合、符号多重分離部４０２は、ＣＦＡＲ部２１０ｃで指示された閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)を用いて符号多重分離の動作を行ってもよく、これにより、ＣＦＡＲ部２１０ｃで指示された閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfarに限定して、符号多重分離の動作を行うことができるため、符号多重分離部４０２の処理量を削減することができる。
ドップラ多重分離部２１１ｃは、ＣＦＡＲ部２１０ｃから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)）に基づいて、各符号多重分離部４０２からの出力を用いて、各送信アンテナ１０５から送信される送信信号を分離する。
以下、ドップラ多重分離部２１１ｃの動作について、ドップラシフト部１０４の動作とともに説明する。
第１～第ＮＤＭ番目のドップラシフト部１０４は、入力されたチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOP1, DOP2, …, DOPNDMをそれぞれ付与する。ここで、ドップラシフト量DOP1, DOP2, …, DOPNDMの各間隔（ドップラシフト間隔）は、実施の形態１と同様、例えば、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲を等間隔に分割した値ではなく、不等間隔に分割した間隔である（例えば、少なくとも一つのドップラ間隔が異なる）。例えば、ドップラシフト量DOPndmの各間隔は、ドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Loc×Tr) ≦ fd ＜1/(2Loc×Tr)）を複数の送信アンテナ１０５の数Ntを符号多重数NCMで除算した値（換言すると、ドップラ多重数NDM）に、１以上（例えば、δ）を加算した整数値で分割した間隔に設定されてよい。
なお、実施の形態１では、ドップラ多重数を送信アンテナ数Ｎｔに等しい場合（すなわち、Nt=NDM）について説明した。これに対して、本実施の形態では、ドップラ多重に対して符号多重を併用するので、ドップラ多重数NDMは、送信アンテナ数Ｎｔより少ない多重数となる（例えば、Nt＞NDM）。よって、例えば、ドップラシフト量DOPndmの各間隔は、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Loc×Tr) ≦ fd ＜1/(2Loc×Tr)）を、送信アンテナ１０５の数Nt以下で分割した間隔に設定されてよい。
したがって、本実施の形態では、ドップラシフト量DOPndmに対して、実施の形態１で用いた式（５）又は式（１５）の中のＮｔをNDMで置き換えた式を用いる。また、直交符号系列を乗算する送信周期（LOC×Tr）では同一の位相回転とするために、直交符号長Ｌｏｃの送信周期間（LOC×Tr）では同じ位相回転φndm（m）が繰り返して出力される。
すなわち、第ｎｄｍ番目のドップラシフト部１０４は、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOPndmとなる、次式のような位相回転φndm（m）を付与する。
ここで、Aは１又は‐1の正負の極性を与える係数である。また、δは１以上の正数である。また、φ０は初期位相であり、Δφ０は基準ドップラシフト位相である。なお、round(x)は実数値ｘに対し、四捨五入した整数値を出力するラウンド関数である。また、floor[x]は、実数ｘ以下で最も近い整数を出力する演算子である。また、round(Ncode／(ＮDM+1))の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入している。
上述したように、実施の形態１ではドップラ多重数NDMが送信アンテナ数Ｎｔに等しい場合について説明したのに対して、本実施の形態では、ドップラ多重数NDMは、送信アンテナ数Ｎｔより少ない。ドップラ多重分離部２１１ｃでは、実施の形態１に係るドップラ多重分離部２１１（例えば、図１を参照）において用いたパラメータＮｔをNDMで置き換える。
また、実施の形態１では、ドップラ解析部２０９（例えば、図１を参照）におけるＦＦＴサイズがNCであるのに対して、本実施の形態では、Ncodeである。そこで、ドップラ多重分離部２１１ｃでは、実施の形態１に係るドップラ多重分離部２１１において用いたパラメータNCをNcodeで置き換える。
また、実施の形態１では、ドップラ解析部２０９におけるＦＦＴのサンプリング周期がＴｒであるのに対して、本実施の形態では、LOC×Trである。そこで、ドップラ多重分離部２１１ｃでは、実施の形態１に係るドップラ多重分離部２１１において用いたパラメータＴｒをLOC×Trで置き換える。
一例として、NDM=2、Δφ０＝0、φ０＝0、δ＝1、Ncodeを3の倍数として位相回転φndm（m）（例えば、式（３１））が付与される場合、ドップラシフト量は、A=1の場合、DOP１＝0、DOP２＝1/(3LOC×Tr)となり、A=-1の場合、DOP１＝0、DOP２＝-1/(3LOC×Tr)となる。
ドップラ多重分離部２１１ｃは、ＣＦＡＲ部２１０ｃから入力される閾値よりも大きい受信電力となるピーク（距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar）を用いて、ドップラ多重信号を分離する。
例えば、ドップラ多重分離部２１１ｃは、距離インデックスfb_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfs_cfarに対して、ドップラ多重送信信号#1～＃NDMの何れの反射波信号であるかを判定する。ドップラ多重分離部２１１ｃは、判定したドップラ多重送信信号毎の反射波信号を分離して出力する。
以下では、距離インデックスfb_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfｓ_cfarがNs個ある場合の動作について説明する。例えば、fs_cfar ∈｛fd#1,fd#2…,fd#Ns｝とする。
ドップラ多重分離部２１１ｃは、例えば、距離インデックスfb_cfarが同一の複数のドップラ周波数インデックスfs_cfar ∈｛fd#1,fd#2…,fd#Ns｝に対して、ドップラインデックス間隔を算出する。
ここで、ドップラシフト量DOPndmによって、１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、ドップラ解析部でのドップラ解析により得られるドップラスペクトラムには、NDM個（ただし、NDM＜Nt）のドップラピークが発生する。このドップラピーク間のドップラ間隔に相当するドップラインデックス間隔は、次式に示す、位相回転φ1（m）と位相回転φ2（m）との差分から、round(Ncode/(NDM+1))となる。また、折り返し信号を含む場合、ドップラピーク間のドップラ間隔に相当するドップラインデックス間隔は、Nc-round(Ncode/(NDM+1))となる。
そして、ドップラ多重分離部２１１ｃは、折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックス、又は、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスを探索する。
ドップラ多重分離部２１１ｃは、上述した探索の結果に基づいて、以下の処理を行う。
（１）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、それらのドップラ周波数インデックスのペア（例えば、fd#ｐ,fd#ｑと表す）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_ DS #2）として出力する。
ここで、ドップラシフト量がDOP１＜DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方を第２番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃２）と判定し、低い方を第１番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃１）と判定する。一方、ドップラシフト量がDOP１＞DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方を第１番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃１）と判定し、低い方を第２番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃２）と判定する。
（２）折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、それらのドップラ周波数インデックスのペア（例えば、fd#ｐ,fd#ｑ）を、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_DS#2）として出力する。
ここで、ドップラシフト量がDOP１＜DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方を第１番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃１）と判定し、低い方を第２番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃２）と判定する。一方、ドップラシフト量がDOP１＞DOP２の関係の場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、fd#ｐ,fd#ｑのうち大きい方を第２番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃２）と判定し、低い方を第１番目のドップラシフト部１０４の出力（ＤＳ＃１）と判定する。
（３）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックス、及び、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスが無い場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、発生したドップラピークをノイズ成分と判定する。この場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2）を出力しなくてよい。
（４）折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Ncode/(NDM+1))と一致し、かつ、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスがある場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、例えば、以下のような重複除去処理を行う。
例えば、折り返し信号を含まない場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスのペアを（fd#ｐ,fd#ｑ１）と表す。また、折り返し信号を含む場合のドップラシフト量の間隔に相当するインデックス間隔Nc-round(Ncode/(NDM+1))と一致するドップラ周波数インデックスのペアを（fd#ｐ,fd#ｑ２）と表す。
ドップラ多重分離部２１１ｃは、例えば、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ1）の電力差分|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|、及び、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ2）の電力差分|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|を算出する。ドップラ多重分離部２１１ｃは、それらの電力差分間の電力（換言すると差）が所定電力閾値TPLよりも大きい場合、ドップラ周波数インデックスのペア間の電力差分が小さい方のペアを採用する。
例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ２）を採用し、上述した（２）の処理を行う。
|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|＞TPL (33)
|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#ｐ)|＞TPL (33)
また、例えば、次式を満たす場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、ドップラ周波数インデックスのペア（fd#ｐ,fd#ｑ１）を採用し、上述した（１）の処理を行う。
|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|＞TPL (34)
|PowerFT(fb_cfar, fd#q2)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|
-|PowerFT(fb_cfar, fd#q1)-PowerFT(fb_cfar, fd#p)|＞TPL (34)
式（３３）及び式（３４）を満たさない場合、ドップラ多重分離部２１１ｃは、何れのドップラ周波数インデックスのペアも採用せずに、上述した（３）の処理を行う。
以上のようにして、ドップラ多重分離部２１１ｃは、ドップラ多重信号を分離できる。
なお、本実施の形態において、式（３１）の代わりに、次式の位相回転φndm（m）を用いてもよい。
ここで、ｄｐndmは位相回転をドップラ周波数範囲において不等間隔とする成分である。例えば、dp1、dp2、…、dpDMは、-round(NC／ＮDM)/2＜ｄｐｎ＜round(NC／NDM)/2の範囲の値であり、全てが同一の値ではなく、少なくとも一つは異なる値の成分を含む。なお、round(NC／NDM)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
以上、ドップラ多重分離部２１１ｃの動作例について説明した。
図９において、方向推定部２１２ｃは、ドップラ多重分離部２１１ｃから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar及び分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_DS#2, …，fdemul_DS#NDM）に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１２ｃは、各符号多重分離部４０２の出力から、距離インデックスfb_cfar、及び、分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_DS#2, …，fdemul_DS#NDM）に対応する出力を抽出し、次式に示すような仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, fdemul_DSx#1, fdemul_DSx#2, …, fdemul_DS#NDM）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, ｆdemul_DSx#1, ｆdemul_DSx#2, …, ｆdemul_DS#NDM）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, ｆdemul_DSx#1, ｆdemul_DSx#2, …, ｆdemul_DS#NDM）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、ｚ＝1,…,Naである。なお、方向推定方法は、例えば、実施の形態１と同様の方法が適用されてよい。
式（３６）において、hcal[b]は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。b=1,…, (Nt×Na)である。
以上のように、本実施の形態では、ドップラ多重と符号多重とを併用する構成により、実施の形態１と同様の効果に加え、同時に多重送信する信号数を増大することができ、送信アンテナ数が増大したMIMOアレー構成への適応が可能になる。
なお、以上の説明において、ドップラ多重数をNDMとし、符号多重数をNCMとし、送信アンテナ１０５の数Nt=NDM×NCMとなるドップラ多重数と符号多重数を用いたが、これに限定されない。例えば、NDM個のドップラ多重信号に対し、符号多重数を同一にせずに異なる符号多重数を用いてもよい。例えば、直交符号生成部３０１で、直交符号長LocのNCM個の直交符号系列Codeｎｃｍを生成し、各直交符号乗算部３０２は、符号多重数NCM以下の乗算器を備えてよい。直交符号乗算部３０２は、ドップラシフト部１０４の出力に対して、NCM個の直交符号系列Code1、Code2、…、CodeNcmのうちNCM以下の直交符号系列をそれぞれ乗算し、NCM個以下の信号を送信アンテナ１０５に出力する構成を用いてもよい。
例えば、Ｎｔ＝５の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、符号多重数NCMを２以下とした場合について説明する。この場合、３個（＝NDM）のドップラシフト部１０４は、チャープ信号に対して、それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3を付与する。また、３個（＝NDM）の直交符号乗算部３０２は、ドップラシフト部１０４－１およびドップラシフト部１０４－２の出力に対して、２（＝NCM）個の直交符号系列Code1、及び、Code2を乗算し、ドップラシフト部１０４－３の出力に対して、１（≦NCM）個の直交符号系列Code1を乗算する構成を用いる。換言すると、複数の送信アンテナ１０５から送信されるレーダ送信信号間で、レーダ送信信号に適用される符号多重数NCMが異なる。この場合のレーダ受信部２００ｃの処理は、ドップラシフト部１０４－３の出力に対して直交符号系列Code2を乗算して送信した信号の符号多重分離が不要となることを除き、これまで説明した処理（Ｎｔ＝６の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、符号多重数をすべてNCM＝２とした場合の処理）と同様な処理で、Ｎｔ＝５の送信アンテナからの送信信号を分離することができる。このように、NDM個のドップラ多重信号に対し、符号多重数を同一にせずに異なる符号多重数を用いることで、ドップラ多重数NDMを超えた送信アンテナ数（換言すれば同時多重送信数）の適用範囲を増やすことができる。例えば、ドップラ多重数をNDM＝３、符号多重数NCMを２以下とした場合、送信アンテナ数Ｎｔ（換言すれば同時多重送信数）は４、５、６の範囲で用いることが可能である。より一般的に記載すれば、送信アンテナ数Ｎｔ（換言すれば同時多重送信数）は、NDM＋１≦Nt≦NDM×NCMの範囲で適用が可能である。
また、直交符号乗算部３０２は、複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、NCM個の直交符号系列Code1、Code2、…、CodeNcmのうち１つの直交符号系列を乗算し、送信アンテナ１０５に出力する構成を用いてもよい。このように複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、符号多重を用いない信号を送信アンテナから出力する構成を用いることで、レーダ受信部２００ｃにおいて、ドップラ解析部２０９の出力にドップラ折り返し信号が含まれるか否かを検出できる。すなわち、ドップラ解析部２０９がサンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2Loc×Tr)であるが、このように複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、符号多重を用いない信号を送信アンテナから出力する構成を用いることで、ドップラ解析部２０９がサンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数を、±1/(2×Tr)とすることができ、曖昧性なく検出できるドップラ周波数範囲を拡大する効果も得ることができる。
なお、ドップラ多重と符号多重とを併用する場合に、実施の形態１のバリエーション５と同様、擬似ランダムな符号系列が送信信号に乗算されてもよい。擬似ランダムな符号系列の符号長NLRCは、Ncode以下として、符号多重周期毎にランダム符号要素インデックスをRC_INDEX（m）＝floor[(m-1)/NLOC]＋１のように可変して、擬似ランダムな符号系列RCodeのランダム符号要素RC(RC_INDEX（m）)を出力してもよい。
（実施の形態３）
本実施の形態では、ドップラ多重送信と、時分割多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）送信とを併用する場合について説明する。
本実施の形態では、ドップラ多重送信と、時分割多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）送信とを併用する場合について説明する。
例えば、実施の形態１（例えば、図１を参照）においてドップラ多重数が多くなると、ドップラ多重分離部２１１の処理において、折り返しがある場合のドップラシフト量の間隔と、折り返しがない場合のドップラシフト量の間隔とが重複するドップラ周波数インデックスが存在する確率が増加する。したがって、反射物体が多い伝搬環境に依存して、ドップラ多重数には適した範囲があり、上限となるドップラ多重数が存在する。
そこで、本実施の形態では、実施の形態１において説明したドップラ多重を行う構成に、さらに時分割多重を併用することにより、送信アンテナ数（例えば、ドップラ多重数）が増加した場合でも、ドップラ領域と時間領域とを用いて多重数を増大可能な構成について説明する。
図１１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０ｅの構成例を示すブロック図である。なお、図１１において、実施の形態１（例えば、図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。例えば、図１１に示すレーダ装置１０ｅには、図１に示すレーダ装置１０に対して、レーダ送信部１００ｅにおいて送信切替制御部５０１及び送信切替部５０２が追加され、レーダ受信部２００ｅにおいて出力切替部６０１が追加されている。
以下では、ドップラ多重数をNDMとし、時分割多重数をNTMとし、送信アンテナ１０５の数Nt=NDM×NTMとなるドップラ多重数と時分割多重数を用いる場合について説明する。
［レーダ送信部１００ｅの構成例］
送信切替制御部５０１は、レーダ送信周期（Tr）毎に、時間多重で用いる、送信アンテナ１０５の切り替えを指示する時分割多重インデックスTM_INDEXを生成し、時分割多重インデックスTM_INDEXを送信切替部５０２及び出力切替部６０１に出力する。
送信切替制御部５０１は、レーダ送信周期（Tr）毎に、時間多重で用いる、送信アンテナ１０５の切り替えを指示する時分割多重インデックスTM_INDEXを生成し、時分割多重インデックスTM_INDEXを送信切替部５０２及び出力切替部６０１に出力する。
ここで、TM_INDEX＝１、２、…、NTMである。例えば、ｍ番目の送信周期において、TM_INDEX ＝MOD（m-1, NTM）＋１である。ここで、MOD（ｘ、ｙ）はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。
図１１に示すレーダ送信部１００ｅは、例えば、ドップラ多重数をNDMとした場合、NDM個のドップラシフト部１０４－１～１０４－ＮＤＭを備える。また、レーダ送信部１００ｅは、ドップラシフト部１０４と同数のNDM個の送信切替部５０２を備える。
各ドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、所定のドップラシフト量DOPndmを付与するために、所定の位相回転φndmを付与して、位相回転を付与したチャープ信号を、対応する送信切替部５０２に出力する。ここで、ndm=1,…, NDMである。
第ndm番目の送信切替部５０２は、時分割多重インデックスTM_INDEXの指示に従って、第ndm番目のドップラシフト部１０４の出力を、第｛（ndm-1）×NTM＋TM_INDEX｝番目の送信アンテナ１０５に切り替えて出力する。
以上のようなドップラシフト部１０４及び送信切替部５０２の動作により、Nt個の送信アンテナ１０５のうち、第ｎ番目の送信アンテナ１０５からは、レーダ送信信号生成部１０１の出力に対して、第floor[(n-1)/NTM]+1番目のドップラシフト部１０４によるドップラシフトDOPfloor[(n-1)/ NTM]+1が付与された信号が、第floor[(n-1)/ NTM]+1番目の送信切替部５０２により時分割多重インデックスTM_INDEXがmod(ｎ-1, NTM)+1となるときに出力される。
例えば、Ｎｔ＝６の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、時分割多重数をNTM＝２とした場合について説明する。この場合、３（＝NDM）個のドップラシフト部１０４は、チャープ信号に対して、それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3を付与する。また、３（＝NDM）個の送信切替部５０２のそれぞれの時分割多重インデックスTM_INDEXは２（＝NTM）個の要素からなる。
この場合、例えば、第１番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
ここでｃｐ（ｔ）は送信周期Tr毎のチャープ信号を表す。また、ドップラシフト部１０４における位相回転φndm（m）を付与する際の乗算値を次式に示すΛndm(m)と表記し、送信信号がない場合はゼロとしている。
同様に、例えば、第２番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、例えば、第３番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、例えば、第４番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、例えば、第５番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
同様に、例えば、第６番目の送信アンテナ１０５からは、送信周期Tr毎に以下の信号が出力される。
また、レーダ送信部１００ｅは、チャープパルス送信回数がNTMの整数倍（Ncode倍）となるように信号送信する。例えば、NC＝NTM×Ncodeとする。
［レーダ受信部２００ｅの構成例］
次に、図１１に示すレーダ受信部２００ｅの構成例について説明する。
次に、図１１に示すレーダ受信部２００ｅの構成例について説明する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｅにおいて、出力切替部６０１は、送信切替制御部５０１から入力される時分割多重インデックスTM_INDEXに基づいて、送信周期Tr毎のビート周波数解析部２０８の出力を、NTM個のドップラ解析部２０９－１～２０９－ＮＴＭのうち、TM_INDEX番目のドップラ解析部２０９に選択的に切り替えて出力する。すなわち、出力切替部６０１は、第ｍ番目の送信周期Trにおいて、TM_INDEX番目のドップラ解析部２０９を選択する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｅはNTM個のドップラ解析部２０９を有する。
第ｚ番目の信号処理部２０６ｅにおける第ntm番目のドップラ解析部２０９には、出力切替部６０１により、NTM回の送信周期毎（NTM×Tr）にデータが入力される。そのため、第ntm番目のドップラ解析部２０９は、NC回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータを用いてドップラ解析を行う。ここで、ntm=1,…, NTMである。
また、ドップラ解析部２０９は、Ncodeが２のべき乗値である場合、次式に示すようなFFT（高速フーリエ変換）処理を適用することができる。
ここで、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2 NTM×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は１/（Ncode× NTM×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs=-Ncode/2,..,0,..., Ncode/2－１である。
なお、Ncodeが２のべき乗でない場合、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のFFTサイズとしてFFT処理が可能である。また、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよく、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ＣＦＡＲ部２１０ｅは、全ての信号処理部２０６ｅの第１～第NTM番目のドップラ解析部２０９の出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
ＣＦＡＲ部２１０ｅは、例えば、次式のように、ドップラ解析部２０９の出力を電力加算し、距離軸及びドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示されている処理が適用されてよい。
ＣＦＡＲ部２１０ｅは、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報をPowerFT(fb_cfar, fs_cfar)をドップラ多重分離部２１１ｅに出力する。
ドップラ多重分離部２１１ｅは、ＣＦＡＲ部２１０ｅから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)）に基づいて、各ドップラ解析部２０９からの出力を用いて、各送信アンテナ１０５から送信される送信信号を分離する。
以下、ドップラ多重分離部２１１ｅの動作について、ドップラシフト部１０４の動作とともに説明する。
第１～第ＮＤＭのドップラシフト部１０４は、入力されたチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOP1,DOP2,…,DOPNDMをそれぞれ付与する。ここで、ドップラシフト量DOP1,DOP2,…,DOPNDMの各間隔（ドップラシフト間隔）は、実施の形態１と同様、例えば、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲を等間隔に分割した値ではなく、不等間隔に分割した間隔である（例えば、少なくとも一つのドップラ間隔が異なる）。例えば、ドップラシフト量DOPndmの各間隔は、ドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2NTM×Tr) ≦ fd ＜1/(2NTM×Tr)）を複数の送信アンテナ１０５の数Ntを時分割多重数NTMで除算した値（換言すると、ドップラ多重数NDM）に、１以上（例えば、δ）を加算した整数値で分割した間隔に設定されてよい。
なお、実施の形態１では、ドップラ多重数を送信アンテナ数Ｎｔに等しい場合（すなわち、Nt=NDM）について説明した。これに対して、本実施の形態では、ドップラ多重に対して時分割多重を併用するので、ドップラ多重数NDMは、送信アンテナ数Ｎｔより少ない多重数となる（例えば、Nt＞NDM）。
したがって、本実施の形態では、ドップラシフト量DOPndmに対して、実施の形態１で用いた式（５）又は式（１５）の中のＮｔをNDMで置き換えた式を用いる。また、時分割多重を行う送信周期（NTM×Tr）では同一の位相回転とするために、時分割多重を行う送信周期間（NTM×Tr）では同じ位相回転φndm（m）が繰り返して出力される。
すなわち、第ｎｄｍ番目のドップラシフト部１０４は、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOPndmとなる、次式のような位相回転φndm（m）を付与する。
ここで、Aは１又は‐1の正負の極性を与える係数である。また、δは１以上の正数である。また、φ０は初期位相であり、Δφ０は基準ドップラシフト位相である。なお、round(x)は実数値ｘに対し、四捨五入した整数値を出力するラウンド関数である。また、floor[x]は、実数ｘ以下で最も近い整数を出力する演算子である。また、round(Ncode／(ＮDM+1))の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
または、本実施の形態において、式（４６）の代わりに、次式の位相回転φndm（m）を用いてもよい。
ここで、dpndmは位相回転を不等間隔とする成分である。例えば、dp1、dp2、 …、dpDM、-round(NC／ＮDM)/2＜dpn＜round(NC／ＮDM)/2の範囲の値であり、全てが同一の値ではでなく、少なくとも一つは異なる値の成分を含む。なお、round(NC／ＮDM)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２０９におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入されている。
なお、本実施の形態におけるドップラ多重分離部２１１ｅにおける動作は、実施の形態２においてドップラ多重と符号多重とを併用した場合のドップラ多重分離部２１１ｃ（例えば、図９を参照）の動作におけるＬOCをNTMで置き換えた場合の動作と同一であるため、その動作の説明を省略する。
以上のようにして、ドップラ多重分離部２１１ｅは、ドップラ多重信号を分離できる。
以上、ドップラ多重分離部２１１ｅの動作例について説明した。
図１１において、方向推定部２１２ｅは、ドップラ多重分離部２１１ｅから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar及び分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_DS#2, …，fdemul_DS#NDM）に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１２ｅは、各ドップラ解析部２０９の出力から、距離インデックスfb_cfar、及び、分離インデックス情報（fdemul_DS#1, fdemul_DS#2, …，fdemul_DS#NDM）に対応する出力を抽出し、次式に示すような仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, fdemul_DSx#1, fdemul_DSx#2, …, fdemul_DS#NDM）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, ｆdemul_DSx#1, ｆdemul_DSx#2, …, ｆdemul_DS#NDM）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（fb_cfar, ｆdemul_DSx#1, ｆdemul_DSx#2, …, ｆdemul_DS#NDM）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、ｚ＝1,…,Naである。なお、方向推定方法は、例えば、実施の形態１と同様の方法が適用されてよい。
式（４８）において、hcal[b]は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。b=1,…, (Nt×Na)である。また、Txcntm（ｆs）は、送信アンテナを時分割で切り替えることで、ドップラ周波数インデックスｆsによって異なる位相回転が発生するため、位相回転を補正し基準送信アンテナの位相に一致させる送信位相補正係数である。例えば、第１番目の時分割多重インデックス(ntm=1)を基準送信アンテナとした場合、次式となる。ここで、ntm=1,…, NTMである。
以上のように、本実施の形態では、ドップラ多重と時分割多重とを併用する構成により、実施の形態１と同様の効果に加え、同時に多重送信する信号数を増大することができ、送信アンテナ数が増大したMIMOアレー構成への適応が可能になる。
なお、以上の説明において、ドップラ多重数をNDMとし、時分割多重数をNTMとし、送信アンテナ１０５の数Nt=NDM×NTMとなるドップラ多重数と時分割多重数を用いたが、これに限定されない。例えば、NDM個のドップラ多重信号に対し、時分割多重数を同一にせずに時分割多重数NTM以下としてもよい。
例えば、Ｎｔ＝５の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、時分割多重数をNTM＝２とした場合について説明する。この場合、３（＝NDM）個のドップラシフト部１０４は、チャープ信号に対して、それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3を付与する。また、３（＝NDM）個の送信切替部５０２は、ドップラシフト部１０４－１およびドップラシフト部１０４－２の出力に対して、２（＝NTM）個の送信アンテナを切り替えて出力し、ドップラシフト部１０４－３の出力に対して、１（≦NTM）個の送信アンテナから出力する構成を用いる。換言すると、複数の送信アンテナ１０５から送信されるレーダ送信信号間で、レーダ送信信号に適用される時分割多重数NTMが異なる。この場合のレーダ受信部２００ｅの処理は、これまで説明した処理（Ｎｔ＝６の送信アンテナ１０５、ドップラ多重数をNDM＝３、時分割多重数をすべてNTM＝２とした場合の処理）と同様な処理で、Ｎｔ＝５の送信アンテナからの送信信号を分離することができる。このように、NDM個のドップラ多重信号に対し、時分割多重数を同一にせずに時分割多重数NTM以下を用いることで、ドップラ多重数NDMを超えた送信アンテナ数（換言すれば多重送信数）の適用範囲を増やすことができる。例えば、ドップラ多重数をNDM＝３、時分割多重数NTMを２以下とした場合、送信アンテナ数Ｎｔ（換言すれば多重送信数）は４、５、６の範囲で用いることが可能である。より一般的に記載すれば、送信アンテナ数Ｎｔ（換言すれば多重送信数）は、NDM＋１≦Nt≦NDM×NTMの範囲で適用が可能である。
また、複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、送信切替部５０２を用いずに、送信アンテナ１０５に出力する構成を用いてもよい。このように複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、時分割多重を用いない信号を送信アンテナから出力する構成を用いることで、レーダ受信部２００ｅにおいて、ドップラ解析部２０９の出力にドップラ折り返し信号が含まれるかどうかを検出できる。すなわち、ドップラ解析部２０９がサンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2Loc×Tr)であるが、このように複数のドップラシフト部１０４の出力のうち、少なくとも１つのドップラシフト部１０４の出力に対して、時分割多重を用いない信号を送信アンテナから出力する構成を用いることで、ドップラ解析部２０９がサンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数を、±1/(2×Tr)とすることができ、曖昧性なく検出できるドップラ周波数範囲を拡大する効果も得ることができる。
なお、ドップラ多重と時分割多重とを併用する場合に、実施の形態１のバリエーション５と同様、擬似ランダムな符号系列が送信信号に乗算されてもよい。擬似ランダムな符号系列の符号長NLRCは、Ncode以下として、時分割周期毎にランダム符号要素インデックスをRC_INDEX（m）＝floor[(m-1)/NTM]＋１のように可変して、擬似ランダムな符号系列RCodeのランダム符号要素RC(RC_INDEX（m）)を出力してもよい。
以上、本開示に係る一実施例について説明した。
［他の実施の形態］
（バリエーション７）
バリエーション７では、例えば、レーダ装置は、送信周期毎にドップラシフト量の各間隔を可変に設定し、送信アンテナに対するドップラ多重の割り当てを変える。
（バリエーション７）
バリエーション７では、例えば、レーダ装置は、送信周期毎にドップラシフト量の各間隔を可変に設定し、送信アンテナに対するドップラ多重の割り当てを変える。
なお、バリエーション７に係るレーダ装置は、図１に示すレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。例えば、バリエーション７では、図１に示すレーダ装置１０において、ドップラシフト部１０４、ドップラ解析部２０９、ＣＦＡＲ部２１０及びドップラ多重分離部２１１の動作が実施の形態１と異なる。
例えば、ドップラ多重において、複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラシフト量の間隔に一致する場合、ドップラ多重分離部２１１において分離判定ができなくなる可能性がある。
例えば、バリエーション３では、レーダ装置１０の測位出力において、複数のターゲットをより確実に分離するために、レーダ観測毎にドップラシフト量が可変に設定される場合について説明した。
バリエーション７では、レーダ装置１０の測位出力において、複数のターゲットをより確実に分離するために、送信周期毎にドップラシフト量の各間隔が可変に設定される場合について説明する。バリエーション７によれば、１つのターゲットに対して、複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの間隔が送信周期毎に異なるので、レーダ装置１０は、複数のターゲットを１回のレーダ観測で分離しやすくなる。
以下、バリエーション７に係るドップラシフト部１０４において付与されるドップラシフト量の設定方法の一例について説明する。
ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、各々に入力されるチャープ信号に対して異なるドップラシフト量DOPｎを付与する。ここで、ｎ＝１、…、Ｎｔである。
また、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎを可変に設定する。例えば、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
odd、及び、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
evenをそれぞれ設定する。
例えば、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、次式に従って、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、奇数番目の送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎ
oddに対応する位相回転量φｎ(m)を付与し、偶数番目の送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎ
evenに対応する位相回転量φｎ(m)を付与する。
ここで、δodd及びδevenは１以上の正数であり、互いに異なる値に設定される。δodd及びδevenの設定により、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
oddと、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
evenとが異なる設定になる。換言すると、ドップラシフト量の各間隔が送信周期Tr毎に可変に設定される。
なお、位相回転量φnは、式（５０）に示す値に限定されず、ドップラシフト量DOPｎ
odd及びドップラシフト量DOPｎ
evenの間隔が異なるような位相回転量であればよい。
また、ドップラシフト部１０４がレーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して位相回転量を付与する際に、位相回転誤差が含まれる場合、ドップラ領域にスプリアスが発生する。ここで、例えば、スプリアスレベルがドップラピークレベルと比較して-20dB程度以下であれば、レーダ装置１０におけるレーダ検出性能に顕著な劣化影響を与えない。そのため、位相回転時の位相回転誤差として、スプリアスレベルがドップラピークと比較して-20dB程度以下の範囲内（例えば、５°～１０°程度の範囲）の位相回転誤差が含まれてもよい。なお、他の実施の形態（又はバリエーション）においても同様に、スプリアスレベルがドップラピークと比較して-20dB程度以下の範囲内（例えば、５°～１０°程度の範囲）の位相回転誤差を含んでもよい。
図１において、ドップラ解析部２０９は、ビート周波数解析部２０８から出力される、NC回のチャープパルス送信によって得られるビート周波数応答RFTｚ（fb, 1）、RFTｚ（fb, 2）、…、RFTｚ（fb, NC）を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。
バリエーション７では、レーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量と、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量とが異なる設定の位相回転φｎが付与されている。そのため、ドップラ解析部２０９は、例えば、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。同様に、ドップラ解析部２０９は、例えば、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。
例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNc/2であり、ドップラ解析部２０９は、奇数番目又は偶数番目の送信周期Tr毎（換言すると、2Tr毎）に得られたデータに基づいてFFT処理を行う。このため、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(4Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は１/（Nc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs = -Nc/4, …, 0, …, Nc/4－１である。
以下では、一例として、Ncが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズとしてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２０９は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
例えば、第ｚ番目の信号処理部２０６における、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力VFTｚ
odd（fb, fs）、及び、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力VFTｚ
even（fb, fs）は、次式に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
ＣＦＡＲ部２１０は、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９からの出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスｆb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
バリエーション７に係るＣＦＡＲ部２１０は、例えば、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力VFTｚ
odd（fb, fs）に対してCFAR処理を行うことにより、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar
odd、ドップラ周波数インデックスfs_cfar
odd、及び、受信電力情報PowerFTodd(fb_cfar
odd, fs_cfar
odd)をドップラ多重分離部２１１に出力する。
同様に、バリエーション７に係るＣＦＡＲ部２１０は、例えば、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力VFTｚ
even（fb, fs）に対しCFAR処理を行うことにより、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar
even、ドップラ周波数インデックスfs_cfar
even、及び、受信電力情報PowerFTeven(fb_cfar
even, fs_cfar
even)をドップラ多重分離部２１１に出力する。
ドップラ多重分離部２１１は、ＣＦＡＲ部２１０から入力される情報（例えば、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対する距離インデックスfb_cfar
odd、ドップラ周波数インデックスfs_cfar
odd、及び、受信電力情報PowerFTodd(fb_cfar
odd, fs_cfar
odd)、及び、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対する距離インデックスfb_cfar
even、ドップラ周波数インデックスfs_cfar
even、及び、受信電力情報PowerFTeven(fb_cfar
even, fs_cfar
even)）に基づいて、各ドップラ解析部２０９からの出力を用いて、ドップラ多重送信された信号（以下、ドップラ多重信号と呼ぶ）から、各送信アンテナ１０５から送信される送信信号（換言すると、当該送信信号に対する反射波信号）を分離する。
ドップラ多重分離部２１１は、例えば、分離した信号に関する情報を、方向推定部２１２に出力する。分離した信号に関する情報には、例えば、分離した信号に対応する距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ周波数インデックス（以下、分離インデックス情報と呼ぶこともある）（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2, …, fdemul_Tx#Nt）が含まれてよい。また、ドップラ多重分離部２１１は、各ドップラ解析部２０９からの出力を方向推定部２１２に出力する。
一例として、式（５０）において、Nt=3、Δφ0＝0、φ0＝0、A=1、δodd＝1、δeven＝2、NCを４の倍数とする場合、レーダ送信信号に対して次式のような位相回転量φｎ（m）が付与される。
また、ドップラ解析部２０９において、式（５１）のＦＦＴ処理を行う場合、ドップラシフト量は、DOP１
odd＝0、DOP１
even＝0、DOP２
odd＝1/(8Tr)、DOP２
even＝1/(10Tr) 、DOP３
odd＝1/(4Tr)、DOP３
even＝1/(5Tr)となる。
このようなドップラシフト量を用いる場合、例えば、図１２に示すように、測定する１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nｔ個（図１２では３つ）のドップラピークが発生する。なお、図１２は、横軸にターゲットドップラ周波数を示し、縦軸にドップラ解析部２０９（FFT）の出力を示した場合のNｔ=3のドップラピークの変化を示した図である。
図１２（ａ）は、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力の一例を示し、図１２（ｂ）は、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力の一例を示す。
図１２（ａ）及び図１２（ｂ）では、測定する１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nｔ個（図１２では３つ）のドップラピークが発生するが、ドップラピークの間隔が異なる。例えば、図１２（ａ）では、ドップラピークの間隔は、1/(8Tr)又は1/(4Tr)である。一方、例えば、図１２（ｂ）では、ドップラピークの間隔は、1/(10Tr)又は3/(10Tr)である。
したがって、同じ距離インデックスfbにおいて、２つのターゲットが存在する場合に、２つのターゲットのドップラ周波数の差が、例えば、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔に一致する場合でも、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔とは一致しないため、ドップラ多重分離部２１１は、２つのターゲットに対応する信号を分離して検出できる。
同様に、同じ距離インデックスfbにおいて、２つのターゲットが存在する場合に、２つのターゲットのドップラ周波数の差が、例えば、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔に一致する場合でも、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔とは一致しないため、ドップラ多重分離部２１１は、２つのターゲットに対応する信号を分離して検出できる。
よって、レーダ装置１０では、１回のレーダ観測内において複数のターゲットを分離しやすくなる。
例えば、同じ距離インデックスfbにおいて、図１３に示すように、ターゲット#1のドップラ周波数が０であり、ターゲット#2のドップラ周波数が1/(8Tr)である場合について説明する。
この場合、例えば、図１３（ａ）に示すように、ターゲット#1、#2のドップラ周波数の差1/(8Tr)（換言すると、間隔）は、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔（例えば、1/(8Tr)）に一致する。このため、例えば、図１３（ａ）に示すように、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力では、ターゲット#1、#2のドップラピークが重なるため、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲット#1、#2の信号を分離しにくくなる。
一方、例えば、図１３（ｂ）に示すように、ターゲット#1、#2のドップラ周波数の差1/(8Tr)（換言すると、間隔）は、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量の間隔（例えば、1/(10Tr)）とは一致しない。このため、例えば、図１３（ｂ）に示すように、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力では、ターゲット#1、#2のドップラピークが重ならないため、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲット#1、#2の信号を分離し、検出しやすくなる。
このように、レーダ装置１０は、ドップラシフト量の間隔が異なる送信周期Trの何れかにおいて複数のターゲットに対応する信号を分離できる可能性が高くなる。これにより、レーダ装置１０では、１回のレーダ観測内において複数のターゲットが分離しやすくなる。
以上のように、バリエーション７では、レーダ装置１０は、送信周期Tr毎にドップラシフト量の間隔を可変に設定する。これにより、１つのターゲットに対する複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの間隔が送信周期毎に異なるので、レーダ装置１０は、複数のターゲットを１回のレーダ観測で分離しやすくなる。
（バリエーション８）
バリエーション８では、例えば、レーダ装置は、送信周期毎にドップラシフト量を可変に設定し、送信アンテナに対するドップラ多重の割り当てを変える。
バリエーション８では、例えば、レーダ装置は、送信周期毎にドップラシフト量を可変に設定し、送信アンテナに対するドップラ多重の割り当てを変える。
なお、バリエーション８に係るレーダ装置は、図１に示すレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。例えば、バリエーション８では、図１に示すレーダ装置１０において、ドップラシフト部１０４、ドップラ解析部２０９、ＣＦＡＲ部２１０及びドップラ多重分離部２１１の動作が実施の形態１と異なる。なお、バリエーション８に係るドップラ解析部２０９、ＣＦＡＲ部２１０及びドップラ多重分離部２１１の動作は、バリエーション７と同様の動作であるので、ここでは説明を省略する。
バリエーション８では、レーダ装置１０の測位出力において、送信周期毎にドップラシフト量が可変に設定される場合について説明する。バリエーション８によれば、１つのターゲットに対して、複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの位置が送信周期毎に異なるので、レーダ装置１０は、ドップラ領域で有色な干渉成分が存在する場合でも、１回のレーダ観測内においてターゲットを分離しやすくなる。
以下、バリエーション８に係るドップラシフト部１０４において付与されるドップラシフト量の設定方法の一例について説明する。
ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、各々に入力されるチャープ信号に対して異なるドップラシフト量DOPｎを付与する。ここで、ｎ＝１、…、Ｎｔである。
また、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎを可変に設定する。例えば、ドップラシフト部１０４－１～１０４－Ｎｔは、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
odd、及び、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
evenをそれぞれ設定する。
例えば、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、次式に従って、入力された第ｍ番目のチャープ信号に対して、奇数番目の送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎ
oddに対応する位相回転量φｎ(m)を付与し、偶数番目の送信周期Tr毎にドップラシフト量DOPｎ
evenに対応する位相回転量φｎ(m)を付与する。
ここで、δは１以上の正数である。式（５５）のような位相回転φｎが付与される。δodd及びδevenの設定により、奇数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
oddと、偶数番目の送信周期Tr毎のドップラシフト量DOPｎ
evenとが異なる設定になる。換言すると、ドップラシフト量が送信周期Tr毎に可変に設定される。これにより、送信アンテナ１０５に対するドップラ多重の割り当てが送信周期Tr毎に可変に設定される。
なお、位相回転量φｎは、式（５５）に示す値に限定されず、ドップラシフト量DOPｎ
odd及びドップラシフト量DOPｎ
evenの位置（換言すれば、割り当て）が異なるように設定される位相回転量であればよい。
一例として、式（５５）において、Nt=3、Δφ0＝0、φ0＝0、A=1、δ＝1、NCを４の倍数とする場合、レーダ送信信号に対して次式のような位相回転φｎ（m）が付与される。
またドップラ解析部２０９において、式（５１）のＦＦＴ処理を行う場合、ドップラシフト量は、DOP１
odd＝0、DOP１
even＝1/(8Tr)、DOP２
odd＝1/(8Tr)、DOP２
even＝1/(4Tr) 、DOP３
odd＝1/(4Tr)、DOP３
even＝-1/(8Tr)となる。
このようなドップラシフト量を用いる場合、例えば、図１４に示すように、測定する１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nｔ個（図１４では３つ）のドップラピークが発生する。なお、図１４は、横軸にターゲットドップラ周波数を示し、縦軸にドップラ解析部２０９（FFT）の出力を示した場合のNｔ=3のドップラピークの変化を示した図である。
図１４（ａ）は、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力の一例を示し、図１４（ｂ）は、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力の一例を示す。
図１４（ａ）及び図１４（ｂ）では、測定する１つのターゲットドップラ周波数fｄ_TargetDopplerに対して、Nｔ個（図１４では３つ）のドップラピークが発生するが、ドップラピークの位置が異なる。例えば、図１４（ａ）に示すドップラ解析部２０９の出力と、図１４（ｂ）に示すドップラ解析部２０９の出力とは、ドップラ領域において1/8Trずれている。
したがって、同じ距離インデックスfbにおいて、ドップラ領域で有色な干渉成分が存在する場合（換言すると、干渉成分が限定されたドップラ領域で発生する場合）に、例えば、奇数番目の送信周期及び偶数番目の送信周期の何れか一方の送信周期において、干渉成分が存在するドップラ領域にドップラピークが発生する場合でも、他方の送信周期において、干渉成分が存在するドップラ領域と異なるドップラ領域にドップラピークが発生する可能性を高くすることができる。よって、ドップラ多重分離部２１１は、１回のレーダ観測内において干渉影響を受けずに分離して検出しやすくなる。
例えば、同じ距離インデックスfbにおいて、図１５に示すように、ドップラ領域で有色な干渉成分がドップラ周波数-1/(16Tr)～1/(16Tr)の範囲に存在する場合について説明する。また、図１５では、一例として、ターゲット#1のドップラ周波数が０である場合について説明する。
この場合、例えば、図１５（ａ）に示すように、奇数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力では、ターゲット#1のドップラピークの一部が、有色な干渉成分と重なるため、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲット#1の信号を分離しにくくなる。
一方、例えば、図１５（ｂ）に示すように、偶数番目の送信周期Tr毎のビート周波数応答に対するドップラ解析部２０９の出力では、ターゲット#1のドップラピークは有色な干渉成分と重ならないため、ドップラ多重分離部２１１は、ターゲット#1の信号を分離しやすくなる。
このように、レーダ装置１０は、ドップラシフト量（換言すると、ドップラ周波数範囲における位置）が異なる送信周期Trの何れかにおいて複数のターゲットに対応する信号を分離できる可能性が高くなる。これにより、レーダ装置１０では、１回のレーダ観測内においてドップラ領域に有色な干渉成分が存在する場合でもターゲットを分離しやすくなる。
以上のように、バリエーション８では、レーダ装置１０は、送信周期Tr毎にドップラシフト量を可変に設定する。これにより、１つのターゲットに対する複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの位置が送信周期毎に異なるので、レーダ装置１０は、ドップラ領域で有色な干渉成分が存在する場合でも、１回のレーダ観測内においてターゲットを分離しやすくなる。
以上、バリエーション８について説明した。なお、バリエーション７及びバリエーション８を組み合わせてもよい。すなわち、１つのターゲットに対する複数の送信アンテナ１０５に対応するドップラピークの間隔及び位置を送信周期Tr毎に異ならせるように、ドップラシフト量（換言すると、位相回転量）が設定されてもよい。
本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
また、本開示の一実施例において用いた数値（例えば、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Na、ドップラ多重数NDM、位相回転に関する値（δ、φ0、δ、Δφ0、dpn等））は一例であり、それらの値に限定されない。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、を具備し、前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定される。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、を具備し、前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定される。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数に１以上の整数を加算した値で分割した間隔である。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数で分割した間隔にオフセットを加えた間隔である。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量は、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定される。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量は、前記送信信号が送信される送信周期毎に可変に設定される。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記送信信号が送信される送信周期毎に可変に設定される。
本開示の一実施例において、前記回路は、前記送信信号に、疑似ランダムな符号系列を乗算する。
本開示の一実施例において、前記送信アンテナは、サブアレー構成である。
本開示の一実施例において、前記回路は、前記サブアレー構成の前記送信アンテナから送信される前記送信信号に同一のドップラシフト量を付与する。
本開示の一実施例において、前記回路は、更に、時分割送信及び符号分割送信の少なくとも１つを適用して、前記送信信号を送信する。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数以下の値で分割した間隔である。
本開示の一実施例において、前記回路は、更に、符号分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数を符号多重数で除算した値に、１以上を加算した整数値で分割した間隔である。
本開示の一実施例において、前記回路は、更に、符号分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号間で、前記送信信号に適用される符号分割多重数が異なる。
本開示の一実施例において、前記回路は、更に、時分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数を時分割数で除算した値に、１以上を加算した整数値で分割した間隔である。
本開示の一実施例において、前記回路は、更に、時分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号間で、前記送信信号に適用される時分割多重数が異なる。
本開示の一実施例において、レーダ装置は、前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、前記ドップラ周波数範囲のうち、前記ドップラシフト量の各間隔に対応する範囲毎の前記反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、前記反射波信号のピークを検出する受信回路、を更に具備する。
本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲をドップラ多重数より多い数で分割した間隔であり、前記受信回路は、前記ドップラ周波数範囲において、前記検出されたピークのうち、前記受信電力の高い順に、前記ドップラ多重数に相当する数の第１のピークの受信レベルと、前記第１のピーク以外の第２のピークの受信レベルとの差が閾値以上の場合、前記第１のピークに基づいて、前記反射波信号から前記送信信号をそれぞれ分離する。
本開示の一実施例において、前記受信回路は、前記送信アンテナと、前記送信アンテナからそれぞれ送信される前記送信信号に付与される前記ドップラシフト量との関係に基づいて、前記反射波信号から、前記送信信号をそれぞれ分離する。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｅ レーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 変調信号発生部
１０３ ＶＣＯ
１０４ ドップラシフト部
１０５ 送信アンテナ
１０６ ビームウェイト生成部
１０７ ビームウェイト乗算部
１０８ ランダム符号生成部
１０９，２１３ ランダム符号乗算部
２００，２００ｂ，２００ｃ，２００ｅ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６，２０６ｂ，２０６ｃ，２０６ｅ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ ドップラ解析部
２１０，２１０ｃ，２１０ｅ ＣＦＡＲ部
２１１，２１１ｃ，２１１ｅ ドップラ多重分離部
２１２，２１２ｃ，２１２ｅ 方向推定部
３０１ 直交符号生成部
３０２ 直交符号乗算部
３０３ ドップラシフト及び直交符号生成部
３０４ 乗算部
４０１，６０１ 出力切替部
４０２ 符号多重分離部
５０１ 送信切替制御部
５０２ 送信切替部
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 変調信号発生部
１０３ ＶＣＯ
１０４ ドップラシフト部
１０５ 送信アンテナ
１０６ ビームウェイト生成部
１０７ ビームウェイト乗算部
１０８ ランダム符号生成部
１０９，２１３ ランダム符号乗算部
２００，２００ｂ，２００ｃ，２００ｅ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６，２０６ｂ，２０６ｃ，２０６ｅ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ ドップラ解析部
２１０，２１０ｃ，２１０ｅ ＣＦＡＲ部
２１１，２１１ｃ，２１１ｅ ドップラ多重分離部
２１２，２１２ｃ，２１２ｅ 方向推定部
３０１ 直交符号生成部
３０２ 直交符号乗算部
３０３ ドップラシフト及び直交符号生成部
３０４ 乗算部
４０１，６０１ 出力切替部
４０２ 符号多重分離部
５０１ 送信切替制御部
５０２ 送信切替部
Claims (15)
- 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれから送信される前記送信信号毎にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数で分割した間隔にオフセットを加えた間隔である、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記ドップラシフト量は、前記送信信号が送信される偶数番目の送信周期と奇数番目の送信周期とで、異なる値に設定される、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、前記送信信号が送信される偶数番目の送信周期と奇数番目の送信周期とで、異なる値に設定される、
レーダ装置。 - 前記回路は、前記送信信号に、疑似ランダムな符号系列を乗算する、
請求項１ないし３のいずれか１つに記載のレーダ装置。 - 前記送信アンテナは、サブアレー構成である、
請求項１ないし４のいずれか１つに記載のレーダ装置。 - 前記回路は、前記サブアレー構成の前記送信アンテナから送信される前記送信信号に同一のドップラシフト量を付与する、
請求項５に記載のレーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記回路は、更に、時分割送信及び符号分割送信のいずれか１つを適用して、前記送信信号を送信する、
レーダ装置。 - 前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数以下の値で分割した間隔である、
請求項７に記載のレーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記回路は、更に、符号分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数を符号多重数で除算した値に、１以上を加算した整数値で分割した間隔である、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記回路は、更に、符号分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号間で、前記送信信号に適用される符号分割多重数が異なる、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記回路は、更に、時分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を前記複数の送信アンテナの数を時分割数で除算した値に、１以上を加算した整数値で分割した間隔である、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
を具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定され、
前記回路は、更に、時分割送信を適用して、前記送信信号を送信し、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号間で、前記送信信号に適用される時分割多重数が異なる、
レーダ装置。 - 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナから送信される前記送信信号にドップラシフト量を付与する回路と、
前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、
ドップラ解析の対象となるドップラ周波数範囲のうち、前記ドップラシフト量の各間隔に対応する範囲毎の前記反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、前記反射波信号のピークを検出する受信回路、を更に具備し、
前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲を不等間隔に分割した間隔に設定される、
レーダ装置。 - 前記ドップラシフト量の各間隔は、前記ドップラ周波数範囲をドップラ多重数より多い数で分割した間隔であり、
前記受信回路は、前記ドップラ周波数範囲において、前記検出されたピークのうち、前記受信電力の高い順に、前記ドップラ多重数に相当する数の第１のピークに対応する受信レベルと、前記第１のピーク以外の第２のピークに対応する受信レベルとの差が閾値以上の場合、前記第１のピークに基づいて、前記反射波信号から前記送信信号をそれぞれ分離する、
請求項１３に記載のレーダ装置。 - 前記受信回路は、前記送信アンテナと、前記送信アンテナからそれぞれ送信される前記送信信号に付与される前記ドップラシフト量との関係に基づいて、前記反射波信号から、前記送信信号をそれぞれ分離する、
請求項１３に記載のレーダ装置。
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