JP7364487B2

JP7364487B2 - power converter

Info

Publication number: JP7364487B2
Application number: JP2020017422A
Authority: JP
Inventors: 裕太大河内
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2020-02-04
Filing date: 2020-02-04
Publication date: 2023-10-18
Anticipated expiration: 2040-02-04
Also published as: JP2021125958A

Description

本明細書中に開示されている発明は電力変換装置及びこれに用いられる制御装置に関する。 The invention disclosed herein relates to a power conversion device and a control device used therein.

力率改善を行いながら交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ［power factor correction］回路が存在する。ＰＦＣ回路の制御主体としては、出力電圧、出力電流、及び、交流電源、それぞれに応じて負帰還を掛けるＰＩ［proportional-integral］制御方式のアナログ制御装置が一般的である。 There is a PFC (power factor correction) circuit that converts AC power into DC power while performing power factor correction. The controller of the PFC circuit is generally an analog control device using a PI (proportional-integral) control method that applies negative feedback to each of the output voltage, output current, and AC power source.

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。 Note that Patent Document 1 can be mentioned as an example of the conventional technology related to the above.

特開２００５－２１８２５２号公報Japanese Patent Application Publication No. 2005-218252

しかしながら、ＰＩ制御方式のアナログ制御装置は電圧制御用と電流制御用の２つの補償器（アンプ）が必要となり、回路規模が大きかった。さらに、ダイオードブリッジレスのＰＦＣ回路では、交流電源に応じた制御信号を単純な抵抗分圧から生成することが困難になる。そのため、交流電源の印加端とアナログ制御装置との間に、商用周波数用のトランスを設けるなどの追加部品が必要になるので、小型化や低コスト化に不向きであった。なお、アナログ制御装置を単純にデジタル制御装置に置き換えても、上記課題は解消されない。 However, the analog control device using the PI control method requires two compensators (amplifiers) for voltage control and current control, resulting in a large circuit size. Furthermore, in a diode bridgeless PFC circuit, it is difficult to generate a control signal corresponding to an AC power source from a simple resistive voltage division. Therefore, additional parts such as a commercial frequency transformer are required between the application end of the AC power source and the analog control device, which is not suitable for miniaturization and cost reduction. Note that simply replacing the analog control device with a digital control device does not solve the above problem.

また、さらには、電流連続モードにおけるＰＦＣ制御の場合、還流ダイオードに発生するリカバリ電流が流れることにより、電力を損失する課題がある。上記還流ダイオードはスイッチング素子の寄生ダイオードの場合でも同様である。 Furthermore, in the case of PFC control in continuous current mode, there is a problem in that power is lost due to the flow of a recovery current generated in a freewheeling diode. The same applies to the case where the above-mentioned freewheeling diode is a parasitic diode of a switching element.

上記、小型化や低コスト化の課題を解決するための従来技術として、交流電源の代わりに入力電流を検出して負帰還を掛けるアナログ制御装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。確かに、本従来技術によれば、電流制御用の補償器を省略することができる上、交流電源に応じた制御信号も不要となるので、帰還ループの調整や回路規模の点で有利である。 As a conventional technology to solve the above-mentioned problems of miniaturization and cost reduction, an analog control device that detects input current and applies negative feedback instead of an AC power supply has been proposed (see, for example, Patent Document 1). ). Indeed, according to the present prior art, a compensator for current control can be omitted, and a control signal corresponding to the AC power supply is also unnecessary, which is advantageous in terms of feedback loop adjustment and circuit scale. .

しかしながら、特許文献１のアナログ制御装置は、電流連続モードにおけるリカバリ電流による電力損失に対する最適化は実施されてはおらず、電力損失において求められる要求においては、これをそのまま適用することはできなかった。 However, the analog control device of Patent Document 1 has not been optimized for power loss due to recovery current in continuous current mode, and cannot be directly applied to meet the requirements for power loss.

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記の問題点に鑑み、直流電圧を生成する最適なスイッチ回路の構成とそれを制御するデジタル制御装置によりリカバリ電流による電力損失を低減することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。 In view of the above-mentioned problems discovered by the inventor of the present application, the invention disclosed in this specification uses an optimal switch circuit configuration for generating DC voltage and a digital control device to control the recovery current. An object of the present invention is to provide a power converter device that can reduce power loss caused by.

本明細書中に開示されている電力変換装置は一つ以上のスイッチング素子を含むＤＣ電圧生成装置と、前記ＤＣ電圧生成装置の出力を検出し、検出電圧を生成する出力電圧検出部と、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流と前記検出電圧から前記一つ以上のスイッチング素子を制御する制御装置と、を備え、前記一つ以上のスイッチング素子の少なくとも一つはＳｉよりもワイドバンドギャップな半導体を用いたデバイスを使用した構成（第１の構成）にしてもよい。 The power conversion device disclosed herein includes a DC voltage generation device including one or more switching elements, an output voltage detection unit that detects the output of the DC voltage generation device and generates a detected voltage, and the a control device that controls the one or more switching elements based on the current flowing to the DC voltage generation device and the detected voltage, and at least one of the one or more switching elements is made of a semiconductor having a wider bandgap than Si. A configuration (first configuration) using the previously used device may also be used.

また、第１の構成からなる電力変換装置において、前記一つ以上のスイッチング素子はＳｉＣデバイス、及びＧａＮデバイスの少なくとも一方を含む構成（第２の構成）にしてもよい。 Furthermore, in the power conversion device having the first configuration, the one or more switching elements may include at least one of a SiC device and a GaN device (second configuration).

また、第１又は第２の構成からなる電力変換装置において、前記ＤＣ電圧生成装置は交流電源から直流電源を生成する構成（第３の構成）にしてもよい。 Furthermore, in the power conversion device having the first or second configuration, the DC voltage generation device may be configured to generate DC power from AC power (third configuration).

また、第３の構成からなる電力変換装置において、前記ＤＣ電圧生成装置はＰＦＣ[power factor correction]回路であり、少なくとも一つのインダクタを含む構成（第４の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the third configuration, the DC voltage generation device may be a PFC [power factor correction] circuit, and may have a configuration including at least one inductor (fourth configuration).

また、第４の構成からなる電力変換装置において、前記ＰＦＣ回路は、全波整流型ダイオードブリッジと、前記一つ以上のスイッチング素子とを備え、前記全波整流型ダイオードブリッジと前記一つ以上のスイッチング素子との間に前記少なくとも一つのインダクタが接続されている昇圧チョッパ型ＰＦＣ回路の構成（第５の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having a fourth configuration, the PFC circuit includes a full-wave rectifier diode bridge and the one or more switching elements, and the PFC circuit includes the full-wave rectifier diode bridge and the one or more switching elements. A step-up chopper type PFC circuit configuration (fifth configuration) may be used in which the at least one inductor is connected between the switching element and the at least one inductor.

また、第５の構成からなる電力変換装置において、前記一つ以上のスイッチング素子は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを含み、前記第１スイッチング素子の第１端子は、第１出力ノードに接続され、前記第１スイッチング素子の第２端子、及び前記第２スイッチング素子の第１端子は前記少なくとも一つのインダクタに接続され、前記第２スイッチング素子の第２端子は第２出力ノードに接続され、前記第１スイッチング素子はショットキーバリアダイオード、またはジャンクションバリアダイオードであり、前記第２スイッチング素子はトランジスタである構成（第６の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having a fifth configuration, the one or more switching elements include a first switching element and a second switching element, and a first terminal of the first switching element is connected to a first output node. a second terminal of the first switching element and a first terminal of the second switching element are connected to the at least one inductor, and a second terminal of the second switching element is connected to a second output node. The first switching element may be a Schottky barrier diode or a junction barrier diode, and the second switching element may be a transistor (sixth configuration).

また、第６の構成からなる電力変換装置において、前記第１スイッチング素子は、１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下のリーク電流特性である構成（第７の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the sixth configuration, the first switching element may have a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less (seventh configuration).

また、第４の構成からなる電力変換装置において、前記ＰＦＣ回路は全波整流型ダイオードブリッジを持たないＰＦＣ回路であって、前記一つ以上のスイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｓ１１と第２スイッチング素子Ｓ１２と第３スイッチング素子Ｓ１３と第４スイッチング素子Ｓ１４とを含み、前記第１スイッチング素子Ｓ１１の第１端子はノードＤＣ１に接続され、前記第１スイッチング素子Ｓ１１の第２端子はノードＮ１１に接続され、前記第２スイッチング素子Ｓ１２の第１端子は前記ノードＮ１１に接続され、前記第２スイッチング素子Ｓ１２の第２端子はノードＤＣ２に接続され、前記第３スイッチング素子Ｓ１３の第１端子は前記ノードＤＣ１に接続され、前記第３スイッチング素子Ｓ１３の第２端子はノードＮ１２に接続され、前記第４スイッチング素子Ｓ１４の第１端子は前記ノードＮ１２に接続され、前記第４スイッチング素子Ｓ１４の第２端子は前記ノードＤＣ２に接続され、前記少なくとも一つのインダクタは前記交流電源の第１端子であるノードＡＣ１と前記ノードＮ１１との間、及び前記交流電源の第２端子であるノードＡＣ２と前記ノードＮ１２との間のうち、少なくとも一方に接続される構成（第８の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having a fourth configuration, the PFC circuit is a PFC circuit that does not have a full-wave rectifier diode bridge, and the one or more switching elements include a first switching element S11 and a second switching element S11. The device includes an element S12, a third switching element S13, and a fourth switching element S14, a first terminal of the first switching element S11 is connected to a node DC1, and a second terminal of the first switching element S11 is connected to a node N11. A first terminal of the second switching element S12 is connected to the node N11, a second terminal of the second switching element S12 is connected to the node DC2, and a first terminal of the third switching element S13 is connected to the node N11. DC1, a second terminal of the third switching element S13 is connected to the node N12, a first terminal of the fourth switching element S14 is connected to the node N12, and a second terminal of the fourth switching element S14 is connected to the node N12. is connected to the node DC2, and the at least one inductor is connected between the node AC1, which is the first terminal of the AC power source, and the node N11, and between the node AC2, which is the second terminal of the AC power source, and the node N12. A configuration (eighth configuration) may be adopted in which the terminal is connected to at least one of the two.

また、第８の構成からなる電力変換装置において、前記第１スイッチング素子Ｓ１１及び前記第３スイッチング素子Ｓ１３はダイオードであり、前記第２スイッチング素子Ｓ
１２及び前記第４スイッチング素子Ｓ１４はトランジスタであるブリッジレス型ＰＦＣ回路の構成（第９の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having an eighth configuration, the first switching element S11 and the third switching element S13 are diodes, and the second switching element S13 is a diode.
12 and the fourth switching element S14 may be configured as a bridgeless type PFC circuit (ninth configuration) in which transistors are used.

また、第９の構成からなる電力変換装置において、前記ダイオードはショットキーバリアダイオード、またはジャンクションバリアダイオード（第１０の構成）にしてもよい。 Furthermore, in the power conversion device having the ninth configuration, the diode may be a Schottky barrier diode or a junction barrier diode (tenth configuration).

また、第１０の構成からなる電力変換装置において、前記ダイオードは、１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下のリーク電流特性である構成（第１１の構成）にしてもよい。 Furthermore, in the power conversion device having the tenth configuration, the diode may have a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less (eleventh configuration).

また、第８の構成からなる電力変換装置において、前記第１スイッチング素子Ｓ１１及び前記第２スイッチング素子Ｓ１２はトランジスタであり、前記第３スイッチング素子Ｓ１３及び前記第４スイッチング素子Ｓ１４はダイオードであるトーテムポール型ＰＦＣ回路の構成（第１２の構成）にしてもよい。 In the power conversion device having an eighth configuration, the first switching element S11 and the second switching element S12 are transistors, and the third switching element S13 and the fourth switching element S14 are totem poles that are diodes. A type PFC circuit configuration (twelfth configuration) may be used.

また、第１２の構成からなる電力変換装置において、前記トランジスタはＳｉＣトランジスタ又はＧａＮトランジスタの構成（第１３の構成）にしてもよい。 Furthermore, in the power conversion device having the twelfth configuration, the transistor may be a SiC transistor or a GaN transistor (the thirteenth configuration).

また、第１３の構成からなる電力変換装置において、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子にはさらにそれぞれ個別にショットキーバリアダイオード、又はジャンクションバリアダイオードのいずれか一方が並列接続する構成（第１４の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having a thirteenth configuration, the first switching element and the second switching element are each individually connected in parallel with either a Schottky barrier diode or a junction barrier diode ( 14 configuration).

また、第１４の構成からなる電力変換装置において、前記ショットキーバリアダイオード、及び前記ジャンクションバリアダイオードは１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下のリーク電流特性である構成（第１５の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the fourteenth configuration, the Schottky barrier diode and the junction barrier diode may have a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less (fifteenth configuration). .

また、第４～７のいずれか一項の構成からなる電力変換装置において、前記ＰＦＣ回路又は前記昇圧チョッパ型ＰＦＣ回路における制御装置は、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流に応じた値と前記ＤＣ電圧生成装置の出力電圧に応じた値を乗算する乗算器と、前記ＤＣ電圧生成装置を制御する信号の最大オンデューティ値を設定する最大オンデューティ設定部と、前記最大オンデューティ設定部の出力から前記乗算器の出力を減加算する減加算器と、前記減加算器の出力に応じたパルスを出力するＰＷＭ生成回路と、を備えた構成（第１６の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the configuration according to any one of items 4 to 7, the control device in the PFC circuit or the boost chopper type PFC circuit controls a value corresponding to the current flowing through the DC voltage generation device and the DC voltage. a multiplier that multiplies a value according to the output voltage of the voltage generation device; a maximum on-duty setting section that sets a maximum on-duty value of a signal that controls the DC voltage generation device; and an output of the maximum on-duty setting section. A configuration (sixteenth configuration) may be provided including a subtracter that subtracts and adds the output of the multiplier, and a PWM generation circuit that outputs a pulse according to the output of the subtracter.

また、第８～第１５のいずれか一項の構成からなる電力変換装置において、前記全波整流型ダイオードブリッジを持たないＰＦＣ回路における制御装置は、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流に応じた値と前記ＤＣ電圧生成装置の出力電圧に応じた値を乗算する乗算器と、前記ＤＣ電圧生成装置を制御する信号の最大オンデューティ値を設定する最大オンデューティ設定部と、前記最大オンデューティ設定部の出力から前記乗算器の出力を減加算する減加算器と、前記減加算器の出力に応じたパルスを出力するＰＷＭ生成回路と、前記交流電源の極性により前記ＰＷＭ生成回路の出力先を切り替える切換器と、を備えた構成（第１７の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the configuration according to any one of items 8 to 15, the control device in the PFC circuit that does not have the full-wave rectifier diode bridge has a control device that controls the current flowing through the DC voltage generation device. and a multiplier that multiplies a value corresponding to the output voltage of the DC voltage generation device, a maximum on-duty setting section that sets a maximum on-duty value of a signal that controls the DC voltage generation device, and the maximum on-duty setting section. a subtracter that subtracts and adds the output of the multiplier from the output of the subtractor; a PWM generating circuit that outputs a pulse according to the output of the subtracting adder; and switching the output destination of the PWM generating circuit depending on the polarity of the AC power supply. A configuration (seventeenth configuration) including a switch may also be used.

また、第９～第１１のいずれか一項の構成からなる電力変換装置において、前記ブリッジレス型ＰＦＣ回路の制御装置は、前記交流電源の正極時に、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流と前記検出電圧から定まるオンディーティで前記第２スイッチング素子Ｓ１２をスイッチング動作させると共に前記第４スイッチング素子Ｓ１４をオン状態にさせ、前記交流電源の負極時に、前記オンディーティで前記第４スイッチング素子Ｓ１４をスイッチング動作させると共に前記第２スイッチング素子Ｓ１２をオン状態にさせる構成（第１８の構成）にしてもよい。 Further, in the power converter having the configuration according to any one of items 9 to 11, the control device for the bridgeless PFC circuit controls the current flowing through the DC voltage generation device and the detection at the time of the positive electrode of the AC power source. The second switching element S12 is caused to perform a switching operation with a duty determined from the voltage, and the fourth switching element S14 is turned on, and when the alternating current power source is at a negative pole, the fourth switching element S14 is caused to perform a switching operation with a duty determined by the voltage. At the same time, the second switching element S12 may be turned on (an eighteenth configuration).

また、第１２～第１５のいずれか一項の構成からなる電力変換装置において、前記トーテムポール型ＰＦＣ回路の制御装置は、前記交流電源の正極時に、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流と前記検出電圧から定まるオンディーティで前記第１スイッチング素子Ｓ１１をスイッチングさせると共に前記第２スイッチング素子Ｓ１２を前記第１スイッチング素子とは相補的にスイッチングさせ、前記交流電源の負極時に、前記オンディーティで前記第２スイッチング素子Ｓ１２をスイッチングさせると共に前記第１スイッチング素子Ｓ１１を前記第２スイッチング素子Ｓ１２とは相補的にスイッチングさせる構成（第１９の構成）にしてもよい。 Further, in the power converter having the configuration according to any one of twelfth to fifteenth items, the control device for the totem pole type PFC circuit controls the current flowing through the DC voltage generation device and the detection The first switching element S11 is switched with an on-delivery determined from the voltage, and the second switching element S12 is switched complementary to the first switching element, and when the AC power supply is negative, the second switching element S11 is switched with an on-delivery determined from the voltage. A configuration may be adopted in which the switching element S12 is switched and the first switching element S11 is switched in a complementary manner to the second switching element S12 (a nineteenth configuration).

また、第４の構成からなる電力変換装置において、前記ＰＦＣ回路は全波整流型ダイオードブリッジを持たないＰＦＣ回路であって、前記一つ以上のスイッチング素子は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２と第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４とを含み、前記第１トランジスタＴ１の第１端子はノードＤＣ１に接続され、前記第１トランジスタＴ１の第２端子は第１スイッチングノードＮ１１に接続され、前記第２トランジスタＴ２の第１端子は前記第１スイッチングノードＮ１１に接続され、前記第２トランジスタＴ２の第２端子はノードＤＣ２に接続され、前記第３トランジスタＴ３の第１端子はノードＤＣ１に接続され、前記第３トランジスタＴ３の第２端子は第２スイッチングノードＮ１２に接続され、前記第４トランジスタＴ４の第１端子は前記第２スイッチングノードＮ１２に接続され、前記第４トランジスタの第２端子はノードＤＣ２に接続されており、前記少なくとも一つのインダクタは前記交流電源の第１端子であるノードＡＣ１と前記ノードＮ１１との間、及び前記交流電源の第２端子であるノードＡＣ２と前記ノードＮ１２との間のうち、少なくとも一方に接続される構成（第２０の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having a fourth configuration, the PFC circuit is a PFC circuit that does not have a full-wave rectifier diode bridge, and the one or more switching elements include a first transistor T1 and a second transistor T2. , a third transistor T3, and a fourth transistor T4, a first terminal of the first transistor T1 is connected to a node DC1, a second terminal of the first transistor T1 is connected to a first switching node N11, and a first terminal of the first transistor T1 is connected to a first switching node N11. A first terminal of the second transistor T2 is connected to the first switching node N11, a second terminal of the second transistor T2 is connected to the node DC2, and a first terminal of the third transistor T3 is connected to the node DC1. , a second terminal of the third transistor T3 is connected to a second switching node N12, a first terminal of the fourth transistor T4 is connected to the second switching node N12, and a second terminal of the fourth transistor is connected to a node N12. DC2, and the at least one inductor is connected between the node AC1, which is the first terminal of the AC power source, and the node N11, and between the node AC2, which is the second terminal of the AC power source, and the node N12. A configuration (twentieth configuration) may be adopted in which the terminal is connected to at least one of the two.

また、第２０の構成からなる電力変換装置において、前記制御装置は、前記交流電源の正極時に、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流と前記検出電圧から定まるオンディーティで前記第２トランジスタＴ２をスイッチング動作させると共に前記第４トランジスタＴ４をオン状態、前記第１トランジスタＴ１及び前記第３トランジスタＴ３をオフ状態とし、前記交流電源の負極時に、前記オンディーティで前記第４トランジスタＴ４をスイッチング動作させると共に前記第２トランジスタＴ２をオン状態、前記第１トランジスタＴ１及び前記第３トランジスタＴ３をオフ状態にさせる構成（第２１の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the twentieth configuration, the control device performs a switching operation on the second transistor T2 at a time determined from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage when the AC power supply is positive. At the same time, the fourth transistor T4 is turned on, the first transistor T1 and the third transistor T3 are turned off, and when the alternating current power source is at the negative pole, the fourth transistor T4 is switched on the on-duty, and the fourth transistor T4 is turned on. A configuration may be adopted in which two transistors T2 are turned on, and the first transistor T1 and the third transistor T3 are turned off (a twenty-first configuration).

また、第２０の構成からなる電力変換装置において、前記制御装置は、前記交流電源の正極時に、前記ＤＣ電圧生成装置に流れる電流と前記検出電圧から定まるオンディーティで前記第１トランジスタＴ１をスイッチングさせると共に前記第２トランジスタＴ２を前記第１トランジスタＴ１とは相補的にスイッチングさせ、前記第３トランジスタＴ３及び前記第４トランジスタＴ４をオフ状態とし、前記交流電源の負極時に、前記オンディーティで前記第２トランジスタＴ２をスイッチングさせると共に前記第１トランジスタＴ１を前記第２トランジスタＴ２とは相補的にスイッチングさせ、前記第３トランジスタＴ３及び前記第４トランジスタＴ４をオフ状態にさせる構成（第２２の構成）にしてもよい。 Further, in the power conversion device having the twentieth configuration, the control device switches the first transistor T1 with an on-delivery determined from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage when the AC power supply is positive. At the same time, the second transistor T2 is switched complementary to the first transistor T1, the third transistor T3 and the fourth transistor T4 are turned off, and when the AC power supply is negative, the second transistor A configuration (22nd configuration) in which the transistor T2 is switched, the first transistor T1 is switched complementary to the second transistor T2, and the third transistor T3 and the fourth transistor T4 are turned off. Good too.

本明細書中に開示されている発明によれば、電力変換装置における電力の損失を低減することが可能となる。 According to the invention disclosed herein, it is possible to reduce power loss in a power conversion device.

電力変換装置の概略構成例を示す図Diagram showing an example of a schematic configuration of a power conversion device 電力変換装置の第１実施形態を示す図A diagram showing a first embodiment of a power conversion device ＰＦＣ動作時の入出力波形を示す図Diagram showing input and output waveforms during PFC operation ＰＦＣ動作時の各部を流れる電流を示す図Diagram showing the current flowing through each part during PFC operation 逆回復電流を示す図Diagram showing reverse recovery current 電力変換装置の第２実施形態を示す図A diagram showing a second embodiment of the power conversion device 第２実施形態に係わる電力変換装置の第１構成例を示す図A diagram showing a first configuration example of a power conversion device according to a second embodiment 第２実施形態に係わる電力変換装置の第１構成例における入出力波形Input/output waveforms in the first configuration example of the power conversion device according to the second embodiment 第２実施形態に係わる電力変換装置の第２構成例を示す図A diagram showing a second configuration example of a power conversion device according to a second embodiment 第２実施形態に係わる電力変換装置の第２構成例における入出力波形Input/output waveforms in the second configuration example of the power conversion device according to the second embodiment 第２実施形態に係わる電力変換装置の第３構成例を示す図A diagram showing a third configuration example of a power conversion device according to a second embodiment

＜電力変換装置（概略形態）＞
図１は電力変換装置の概略構成例を示す図である。本構成例の電力変換装置１は、ＤＣ電圧生成装置１００と制御装置２００と出力電圧検出部３００とを有する。 <Power converter (schematic form)>
FIG. 1 is a diagram showing an example of a schematic configuration of a power conversion device. The power conversion device 1 of this configuration example includes a DC voltage generation device 100, a control device 200, and an output voltage detection section 300.

ＤＣ電圧生成装置１００は、ＡＣ電源１０からのＡＣ電源入力ＶＡＣを受け、ＤＣ電圧生成装置１００内の一つ以上のスイッチング素子の制御により直流電圧ＶＤＣに変換して出力する。 The DC voltage generation device 100 receives an AC power input VAC from the AC power supply 10, converts it into a DC voltage VDC by controlling one or more switching elements in the DC voltage generation device 100, and outputs the DC voltage VDC.

出力電圧検出部３００はＤＣ電圧生成装置１００の直流電圧ＶＤＣから検出電圧ＶＦＢを出力する。 The output voltage detection section 300 outputs a detected voltage VFB from the DC voltage VDC of the DC voltage generation device 100.

制御装置２００は、検出電圧ＶＦＢとＤＣ電圧生成装置１００に流れる電流を基にＤＣ電圧生成装置１００内の一つ以上のスイッチング素子を制御する信号を生成する。 The control device 200 generates a signal for controlling one or more switching elements in the DC voltage generation device 100 based on the detected voltage VFB and the current flowing through the DC voltage generation device 100.

一つ以上のスイッチング素子は、少なくとも一つはＳｉよりもワイドバンドギャップな半導体を用いたデバイスを使用する。また、ワイドバンドギャップな半導体としては、ＳｉＣ、及びＧａＮの少なくとも一方を含む。 At least one of the one or more switching elements uses a device using a semiconductor with a wider bandgap than Si. Further, the wide bandgap semiconductor includes at least one of SiC and GaN.

ＳｉＣデバイスとしては、ＳｉＣで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオード、ＰＮダイオード、及びＳｉＣトランジスタを使用してもよい。 As the SiC device, a Schottky barrier diode, a junction barrier diode, a PN diode, and a SiC transistor made of SiC may be used.

ＧａＮデバイスとしては、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオード、及びＧａＮトランジスタを使用してもよい。 As the GaN device, a Schottky barrier diode, a junction barrier diode, and a GaN transistor made of GaN may be used.

＜電力変換装置（第１実施形態）＞
図２は電力変換装置の第１実施形態の一例を示す図である。第１実施形態の電力変換装置１は、ＤＣ電圧生成装置１００と制御装置２００と出力電圧検出部３００を有する。 <Power conversion device (first embodiment)>
FIG. 2 is a diagram showing an example of the first embodiment of the power conversion device. The power conversion device 1 of the first embodiment includes a DC voltage generation device 100, a control device 200, and an output voltage detection section 300.

ＤＣ電圧生成装置１００は、ＰＦＣ回路であり、ダイオードＤ１～Ｄ４と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、一つ以上のスイッチング素子（図２ではスイッチング素子Ｓ１はダイオード、Ｓ２はＮ型トランジスタ）を含む昇圧チョッパ型ＰＦＣである。 The DC voltage generation device 100 is a PFC circuit, and includes diodes D1 to D4, an inductor L1, a capacitor C1, and one or more switching elements (in FIG. 2, the switching element S1 is a diode, and the switching element S2 is an N-type transistor). This is a boost chopper type PFC.

ダイオードＤ１及びＤ２のそれぞれのアノードはノードＤＣ２に接続されている。ダイオードＤ３及びＤ４のカソードはインダクタＬ１の第１端子に接続されている。ダイオードＤ１のカソード及びダイオードＤ３のアノードはＡＣ電源１０のノードＡＣ１に接続されている。ダイオードＤ２のカソード及びダイオードＤ４のアノードはＡＣ電源１０のノードＡＣ２に接続されている。スイッチング素子Ｓ１のカソードはノードＤＣ１に接続されている。スイッチング素子Ｓ１のアノードはスイッチング素子Ｓ２のドレイン及びインダクタＬ１の第２端子であるノードＮ１に接続されている。スイッチング素子Ｓ２のソースはノードＤＣ２に接続されている。コンデンサＣ１の第１端子はノードＤＣ１に接続されている。コンデンサＣ１の第２端子はノードＤＣ２に接続されている。スイッチング素子Ｓ２のゲートには、制御装置２００から出力される信号Ｇ１が接続されている。 The anodes of diodes D1 and D2 are connected to node DC2. The cathodes of diodes D3 and D4 are connected to the first terminal of inductor L1. The cathode of diode D1 and the anode of diode D3 are connected to node AC1 of AC power supply 10. The cathode of diode D2 and the anode of diode D4 are connected to node AC2 of AC power supply 10. A cathode of switching element S1 is connected to node DC1. The anode of the switching element S1 is connected to the drain of the switching element S2 and a node N1 which is the second terminal of the inductor L1. The source of switching element S2 is connected to node DC2. A first terminal of capacitor C1 is connected to node DC1. A second terminal of capacitor C1 is connected to node DC2. A signal G1 output from the control device 200 is connected to the gate of the switching element S2.

なお、図２では記載はないが、ノイズ耐性強化にあたっては、必要に応じてＡＣ電源１０とダイオードＤ１～Ｄ４で構成されるダイオードブリッジ１０１の間にフィルタ（ＥＭＩフィルタなど）を挿入してもよいし、インダクタＬ１の第１端子とノードＤＣ２の間にコンデンサを挿入してもよい。 Although not shown in FIG. 2, a filter (such as an EMI filter) may be inserted between the AC power supply 10 and the diode bridge 101 composed of diodes D1 to D4 as necessary to strengthen noise resistance. However, a capacitor may be inserted between the first terminal of the inductor L1 and the node DC2.

スイッチング素子Ｓ２は信号Ｇ１がハイレベルであるときオンし、信号Ｇ１がローレベルであるときオフする。スイッチング素子Ｓ１及びＳ２は、少なくとも一つはＳｉよりもワイドバンドギャップな半導体を用いたデバイスを使用する。ワイドバンドギャップな半導体としては、ＳｉＣ、及びＧａＮの少なくとも一方を含む。 The switching element S2 is turned on when the signal G1 is at a high level, and turned off when the signal G1 is at a low level. At least one of the switching elements S1 and S2 uses a device using a semiconductor having a wider bandgap than Si. The wide bandgap semiconductor includes at least one of SiC and GaN.

ＳｉＣデバイスとしては、ＳｉＣで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオード、及びＳｉＣトランジスタを使用してもよい。 As the SiC device, a Schottky barrier diode, a junction barrier diode, and a SiC transistor made of SiC may be used.

なお、ＳｉＣ及び、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、及びジャンクションバリアダイオードのリーク電流特性としては、１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下としてもよい。 Note that the leakage current characteristics of the Schottky barrier diode and the junction barrier diode made of SiC and GaN may be 10 ⁻² A/cm ² or less.

出力電圧検出部３００は、直流電源ＶＤＣから検出電圧ＶＦＢを生成する。なお、検出電圧ＶＦＢは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を基に生成される。 Output voltage detection section 300 generates detection voltage VFB from DC power supply VDC. Note that the detection voltage VFB is generated based on the resistor R1 and the resistor R2.

抵抗Ｒ１の第１端子はＤＣ電圧生成装置１００の出力が接続されている。抵抗Ｒ１の第２端子及び抵抗Ｒ２の第１端子は出力電圧検出部３００の出力が接続されている。抵抗Ｒ２の第２端子はノードＤＣ2に接続されている。 The output of the DC voltage generator 100 is connected to the first terminal of the resistor R1. The output of the output voltage detection section 300 is connected to the second terminal of the resistor R1 and the first terminal of the resistor R2. A second terminal of resistor R2 is connected to node DC2.

抵抗Ｒ１の第２端子と抵抗Ｒ２の第１端子の接続ノードＮ３と、出力電圧検出部３００の出力との間には、必要に応じてバッファアンプを搭載してもよい。 A buffer amplifier may be installed between the connection node N3 between the second terminal of the resistor R1 and the first terminal of the resistor R2 and the output of the output voltage detection section 300, if necessary.

制御装置２００は、ＤＣ電圧生成装置１００（延いては電力変換装置１全体）の制御主体であり、その各種機能部として、電流値変換回路２０１と、直流電圧設定部２０２と、減加算器２０３と、乗算器２０４と、最大オンデューティ設定部２０５と、減加算器２０６と、ＰＷＭ生成回路２０７と、補償器２１０と、を含む。なお、上記機能ブロックはアナログ回路及びデジタル回路を混載した制御回路により実装されている。 The control device 200 is the main body that controls the DC voltage generation device 100 (and the entire power conversion device 1), and includes a current value conversion circuit 201, a DC voltage setting section 202, and a subtraction adder 203 as its various functional sections. , a multiplier 204 , a maximum on-duty setting section 205 , a subtraction adder 206 , a PWM generation circuit 207 , and a compensator 210 . Note that the above functional blocks are implemented by a control circuit that includes both an analog circuit and a digital circuit.

電流値変換回路２０１は、ＤＣ電圧生成装置１００に流れる電流値をデジタル出力する。なお、電流から電圧への変換は、Ｉ／Ｖ変換装置電圧を制御装置２００内で設けてもよいし、ＤＣ電圧生成装置１００でＩ／Ｖ変換された電圧値を入力として受けてもよい。 The current value conversion circuit 201 digitally outputs the current value flowing through the DC voltage generation device 100. Note that for conversion from current to voltage, an I/V converter voltage may be provided within the control device 200, or a voltage value converted from I/V by the DC voltage generator 100 may be received as input.

直流電圧設定部２０２は、直流電源ＶＤＣを設定し、減加算器に２０３に出力する。 The DC voltage setting unit 202 sets the DC power supply VDC and outputs it to the subtraction adder 203.

減加算器２０３は、検出電圧ＶＦＢから直流電圧設定部２０２の出力値を減加算し、補償器２１０へ出力する。 The subtraction adder 203 subtracts and adds the output value of the DC voltage setting section 202 from the detected voltage VFB, and outputs the result to the compensator 210.

補償器２１０は、入力信号の位相及び利得の補償を行い、乗算器２０４へ出力する。 Compensator 210 compensates for the phase and gain of the input signal and outputs it to multiplier 204 .

乗算器２０４は、電流値変換回路２０１の出力と減加算器２０３の出力値を乗算し減加算器２０６へ出力する。 Multiplier 204 multiplies the output of current value conversion circuit 201 by the output value of subtraction adder 203 and outputs the result to subtraction adder 206 .

最大オンデューティ設定部２０５は、ＤＣ電圧生成装置１００のスイッチング素子Ｓ１のゲートを制御するにあたってＰＷＭ[pulse width modulation]信号の最大オンデューティ値を設定する。 The maximum on-duty setting section 205 sets the maximum on-duty value of the PWM [pulse width modulation] signal when controlling the gate of the switching element S1 of the DC voltage generation device 100.

減加算器２０６は、最大オンデューティ設定部２０５の出力から乗算器２０４の出力を減加算し、ＰＷＭ生成回路２０７へ出力する。 The subtraction adder 206 subtracts and adds the output of the multiplier 204 from the output of the maximum on-duty setting section 205, and outputs the result to the PWM generation circuit 207.

ＰＷＭ生成回路２０７は、減加算器２０６の出力に応じたＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ電圧生成装置１００内のスイッチング素子Ｓ１のゲートを制御する信号Ｇ１として出力する。生成されるＰＷＭ信号は、おおよそ１０ＫＨｚ～１００ＫＨｚの周波数をもち、ＡＣ電源１０の周期５０Ｈｚ又は６０Ｈｚに対し、１００倍以上高速な周期のパルスを生成する。 The PWM generation circuit 207 generates a PWM signal according to the output of the subtraction adder 206, and outputs it as a signal G1 that controls the gate of the switching element S1 in the DC voltage generation device 100. The generated PWM signal has a frequency of approximately 10 KHz to 100 KHz, and generates pulses with a cycle that is 100 times faster than the cycle of the AC power supply 10, which is 50 Hz or 60 Hz.

このように、制御装置２００は、ＤＣ電圧生成装置１００に流れる電流に応じた絶対値とＤＣ電圧生成装置１００の出力電圧に応じた値を乗算し、設定された最大オンデューティ値との差からＤＣ電圧生成装置１００のスイッチング素子Ｓ１をＰＷＭ制御することでＡＣ電源１０から直流電源ＶＤＣが生成される様にＤＣ電圧生成装置１００を制御する。 In this way, the control device 200 multiplies the absolute value corresponding to the current flowing through the DC voltage generation device 100 by the value corresponding to the output voltage of the DC voltage generation device 100, and calculates the value from the difference between the set maximum on-duty value. The DC voltage generation device 100 is controlled so that the DC power supply VDC is generated from the AC power supply 10 by performing PWM control on the switching element S1 of the DC voltage generation device 100.

なお、これまで説明してきた図２は、電力変換装置１におけるＰＦＣ動作（ＡＣ→ＤＣ）の一例を示す図でもある。本図では、ノードＡＣ１とノードＡＣ２との間に、交流電力（交流電源ＶＡＣ、入力電流Ｉｉｎ）を供給するＡＣ電源１０が接続されている。また、ノードＤＣ１とノードＤＣ２との間には、直流電力（出力電圧ＶＤＣ、出力電流Ｉｏｕｔ）の供給を受ける直流負荷Ｚ１が接続されている。このとき、ＤＣ電圧生成装置１００は、交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路（昇圧コンバータ）として機能する。 Note that FIG. 2 described so far is also a diagram showing an example of the PFC operation (AC→DC) in the power conversion device 1. In this figure, an AC power supply 10 that supplies alternating current power (AC power supply VAC, input current Iin) is connected between node AC1 and node AC2. Further, a DC load Z1 that receives DC power (output voltage VDC, output current Iout) is connected between the nodes DC1 and DC2. At this time, the DC voltage generation device 100 functions as a PFC circuit (boost converter) that converts AC power to DC power.

本図で示すように、ＰＦＣ動作時には制御装置２００に直流電源ＶＤＣから生成される検出電圧ＶＦＢが入力されると共に、制御対象電流として｜Ｉｉｎ｜（＝入力電流Ｉｉｎの絶対値）が入力される。また、直流電圧設定部２０２には、一定値が設定されるが、ここでの一定値は生成したい直流電源ＶＤＣ目標値に応じて可変制御すればよい。 As shown in this figure, during PFC operation, the detection voltage VFB generated from the DC power supply VDC is input to the control device 200, and |Iin| (=absolute value of the input current Iin) is input as the current to be controlled. . Further, a constant value is set in the DC voltage setting unit 202, but the constant value may be variably controlled according to the DC power supply VDC target value to be generated.

また、ＤＣ電圧生成装置１００では、スイッチング素子Ｓ２をＰＷＭ動作させ、交流電源ＶＡＣから直流電源ＶＤＣを生成することができる。その際、ダイオードＤ１～Ｄ４にて構成される全波整流ダイオードと整流ダイオードＳ１により、直流電源ＶＤＣ生成にあたって電流の逆流を防止することができる。 Further, in the DC voltage generation device 100, the switching element S2 can be operated in a PWM manner to generate the DC power supply VDC from the AC power supply VAC. At this time, the full-wave rectifier diode and the rectifier diode S1, which are composed of diodes D1 to D4, can prevent reverse current flow when generating the DC power supply VDC.

次に、ＰＦＣ動作の原理について説明する。交流電源ＶＡＣとし、直流電源ＶＤＣとし、スイッチング周期をＴとし、トランジスタのオン時間及びオフ時間をそれぞれＴｏｎ及びＴｏｆｆ（ただし、オン時間はスイッチング素子Ｓ２に対して定義）とすると、次の（１）式～（３）式が成り立つ。 Next, the principle of PFC operation will be explained. Assuming that the AC power source is VAC, the DC power source is VDC, the switching period is T, and the on time and off time of the transistor are Ton and Toff, respectively (however, the on time is defined for switching element S2), the following (1) is obtained. Equations ~(3) hold true.

｜ＶＡＣ｜×Ｔｏｎ＝（ＶＤＣ－｜ＶＡＣ｜）×Ｔｏｆｆ … （１）
｜ＶＡＣ｜×（Ｔ－Ｔｏｆｆ）＝（ＶＤＣ－｜ＶＡＣ｜）×Ｔｏｆｆ … （２）
｜ＶＡＣ｜×Ｔ＝ＶＤＣ×Ｔｏｆｆ … （３） |VAC|×Ton=(VDC-|VAC|)×Toff… (1)
|VAC|×(T-Toff)=(VDC-|VAC|)×Toff… (2)
|VAC|×T=VDC×Toff… (3)

上記（３）式から、スイッチング周期Ｔと出力電圧ＶＤＣが一定であれば、交流電源ＶＡＣはオフ時間Ｔｏｆｆに比例することが分かる。ここで、入力電流Ｉｉｎが交流電源ＶＡＣと同一波形であるならば、入力電流Ｉｉｎもオフ時間Ｔｏｆｆに比例するはずである。従って、入力電流Ｉｉｎをオフ時間Ｔｏｆｆに比例するように制御すれば、交流電源ＶＡＣと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることができる。その上で、直流電源ＶＤＣが所定の値となるように直流電圧設定部を設定すれば、ＰＦＣ動作を実現することが可能となる。 From the above equation (3), it can be seen that if the switching period T and the output voltage VDC are constant, the AC power supply VAC is proportional to the off time Toff. Here, if the input current Iin has the same waveform as the AC power supply VAC, the input current Iin should also be proportional to the off time Toff. Therefore, by controlling the input current Iin so that it is proportional to the off time Toff, it is possible to obtain the input current Iin having the same waveform as the AC power supply VAC. In addition, by setting the DC voltage setting section so that the DC power supply VDC has a predetermined value, it becomes possible to realize the PFC operation.

図３はＰＦＣ動作時の入出力波形を示す図であり、交流電源ＶＡＣから直流電源ＶＤＣを生成した際の波形を示す。本図では上から順にＶＡＣ、Ｉｉｎ、及びＶＤＣが描写されている。 FIG. 3 is a diagram showing input/output waveforms during PFC operation, and shows waveforms when DC power supply VDC is generated from AC power supply VAC. In this figure, VAC, Iin, and VDC are depicted in order from the top.

次に、ＰＦＣ動作時における逆回復電流について説明する。図４はＰＦＣ動作の電流連続モードにおける各部を流れる電流を示し、図５は入力電流ＩｉｎとインダクタＬ１を流れるＩＬ、スイッチング素子Ｓ１を流れる電流ＩＳ１、スイッチング素子Ｓ２を流れる電流ＩＳ２を示した図である。図４においてスイッチング素子Ｓ２がオンの時にはインダクタＬ１とスイッチング素子Ｓ２に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは増加する（図５と併せて参照）。一方、スイッチング素子Ｓ２がオフになるとインダクタＬ１とスイッチング素子Ｓ１に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは減少する。スイッチング素子Ｓ２のオンとオフを繰り返し行うことで直流電源ＶＤＣが生成される。しかし、電流連続モード（インダクタ電流ＩＬがゼロになる期間がなく、連続的に動作するモード）においては、スイッチング素子Ｓ１に電流ＩＳ１が流れている状態でスイッチング素子Ｓ２がオンするため、スイッチング素子Ｓ１は強制的にオフされる。このとき、逆回復電流（スイッチング素子Ｓ１が完全にオフするまでに逆電圧がかかることで逆方向に流れる電流）が発生し、電力の損失が発生する。 Next, the reverse recovery current during PFC operation will be explained. FIG. 4 shows the current flowing through each part in the continuous current mode of PFC operation, and FIG. 5 is a diagram showing the input current Iin, IL flowing through the inductor L1, current IS1 flowing through the switching element S1, and current IS2 flowing through the switching element S2. be. In FIG. 4, when the switching element S2 is on, current flows through the inductor L1 and the switching element S2, and the inductor current IL increases (see also FIG. 5). On the other hand, when switching element S2 is turned off, current flows through inductor L1 and switching element S1, and inductor current IL decreases. DC power supply VDC is generated by repeatedly turning on and off the switching element S2. However, in the continuous current mode (a mode in which the inductor current IL does not have a period of zero and operates continuously), the switching element S2 is turned on while the current IS1 is flowing through the switching element S1, so the switching element S1 is forcibly turned off. At this time, a reverse recovery current (a current flowing in the opposite direction due to the application of a reverse voltage until the switching element S1 is completely turned off) occurs, resulting in power loss.

逆回復電流を削減するためには、逆回復特性のよい回復時間の短いスイッチング素子を選定するとよい。回復特性の短いスイッチング素子としてはＳｉよりもワイドバンドギャップなＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを使用するとよい。 In order to reduce the reverse recovery current, it is preferable to select a switching element with good reverse recovery characteristics and a short recovery time. As a switching element having a short recovery characteristic, it is preferable to use a SiC device or a GaN device, which has a wider bandgap than Si.

逆回復特性については、具体的には、ＧａＮデバイスはＳｉデバイスより約１００倍程度回復時間が短いため、逆回復電流による電流、延いては電力の損失を大幅に削減することができる。 Regarding reverse recovery characteristics, specifically, GaN devices have a recovery time about 100 times shorter than Si devices, so current and power loss due to reverse recovery current can be significantly reduced.

＜電力変換装置（第２実施形態）＞
図６は、電力変換装置１の第２実施形態を示す図である。第１の実施形態と同様にＤＣ電圧生成装置１００と制御装置２００と出力電圧検出部３００から構成される。 <Power converter (second embodiment)>
FIG. 6 is a diagram showing a second embodiment of the power conversion device 1. Like the first embodiment, it is composed of a DC voltage generation device 100, a control device 200, and an output voltage detection section 300.

第２実施形態のＤＣ電圧生成装置１００は、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、及び一つ以上のスイッチング素子（図６ではスイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２とスイッチング素子Ｓ１３とスイッチング素子Ｓ１４）とから構成される全波整流型ダイオードブリッジを持たないＰＦＣ回路である。 The DC voltage generation device 100 of the second embodiment includes an inductor L1, a capacitor C1, and one or more switching elements (switching element S11, switching element S12, switching element S13, and switching element S14 in FIG. 6). This is a PFC circuit that does not have a full-wave rectifier diode bridge.

スイッチング素子Ｓ１１の第１端子はノードＤＣ１に接続され、スイッチング素子Ｓ１１の第２端子はノードＮ１１に接続され、スイッチング素子Ｓ１２の第１端子はノードＮ１１に接続され、スイッチング素子Ｓ１２の第２端子はノードＤＣ２に接続され、スイッチング素子Ｓ１３の第１端子はノードＤＣ１に接続され、スイッチング素子Ｓ１３の第２端子はノードＮ１２に接続され、スイッチング素子Ｓ１４の第１端子はノードＮ１２に接続され、スイッチング素子Ｓ１４の第２端子はノードＤＣ２に接続されており、少なくとも一つのインダクタは交流電源の第１端子であるノードＡＣ１とノードＮ１１との間、及び交流電源の第２端子であるノードＡＣ２とノードＮ１２との間のうち、少なくとも一方に接続されている。（図６では一例としてノードＡＣ１とノードＮ１１との間にインダクタＬ１が接続された構成を示す。） The first terminal of switching element S11 is connected to node DC1, the second terminal of switching element S11 is connected to node N11, the first terminal of switching element S12 is connected to node N11, and the second terminal of switching element S12 is connected to node N11. The first terminal of the switching element S13 is connected to the node DC2, the second terminal of the switching element S13 is connected to the node N12, the first terminal of the switching element S14 is connected to the node N12, and the first terminal of the switching element S13 is connected to the node N12. The second terminal of S14 is connected to node DC2, and at least one inductor is connected between node AC1, which is the first terminal of the AC power source, and node N11, and between node AC2, which is the second terminal of the AC power source, and node N12. connected to at least one of the two. (FIG. 6 shows, as an example, a configuration in which an inductor L1 is connected between the node AC1 and the node N11.)

スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、及びＳ１４は少なくとも一つはＳｉよりもワイドバンドギャップなデバイスを使用する。ワイドバンドギャップなデバイスとしてはＳｉＣデバイス、及びＧａＮデバイスの少なくとも一方を含む。 At least one of the switching elements S11, S12, S13, and S14 uses a device with a wider bandgap than Si. Wide bandgap devices include at least one of SiC devices and GaN devices.

ＳｉＣデバイスとしては、ＳｉＣで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオード及びＳｉＣトランジスタを使用してもよい。 As the SiC device, a Schottky barrier diode, a junction barrier diode, and a SiC transistor made of SiC may be used.

ＧａＮデバイスとしては、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオード及びＧａＮトランジスタを使用してもよい。 As the GaN device, a Schottky barrier diode, a junction barrier diode, and a GaN transistor made of GaN may be used.

なおスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４の制御方法については、後ほど具体例を挙げて詳述する。 The method of controlling the switching elements S11 to S14 will be described in detail later using specific examples.

出力電圧検出部３００は直流電源ＶＤＣから検出電圧ＶＦＢを生成する。なお、出力電圧検出部３００の構成は第１実施形態と同じであるため省略する。 Output voltage detection section 300 generates detection voltage VFB from DC power supply VDC. Note that the configuration of the output voltage detection section 300 is the same as that in the first embodiment, so a description thereof will be omitted.

制御回路２００は第１の実施形態の制御装置２００から極性判定部２０８、及び切換器２０９を追加した構成となっており、ＤＣ電圧生成装置１００の一つ以上のスイッチング素子を制御するための信号Ｇ１及び信号Ｇ２を出力する。 The control circuit 200 has a configuration in which a polarity determination section 208 and a switch 209 are added to the control device 200 of the first embodiment, and a signal for controlling one or more switching elements of the DC voltage generation device 100 is added. G1 and signal G2 are output.

極性判定部２０８はＡＣ電源１０からのＡＣ電源入力ＶＡＣを受け、切換器２０９へ極性判定結果を出力する。 Polarity determination section 208 receives AC power input VAC from AC power supply 10 and outputs a polarity determination result to switch 209 .

極性の判定方法は、電源入力ＶＡＣの中間レベル（通常はゼロボルト）を基準とし、ＡＣ電源１０から入力されるＶＡＣが中間レベルより高い値の場合にハイレベルを出力し、低い値の場合にローレベルを出力する。 The polarity determination method is based on the intermediate level of the power supply input VAC (usually zero volts), and outputs a high level when the VAC input from the AC power supply 10 is higher than the intermediate level, and outputs a low level when it is lower. Output the level.

切換器２０９は極性判定部２０８からの出力とＰＷＭ生成回路２０７からの出力に応じて、ＤＣ電圧生成装置１００の一つ以上のスイッチング素子を制御するための信号Ｇ１及び信号Ｇ２を出力する。 The switch 209 outputs a signal G1 and a signal G2 for controlling one or more switching elements of the DC voltage generation device 100, depending on the output from the polarity determining section 208 and the output from the PWM generation circuit 207.

なお、第２実施形態における制御装置２００内の電流値変換回路２０１と、直流電圧設定部２０２と、減加算器２０３と、乗算器２０４と、最大オンデューティ設定部２０５と、減加算器２０６と、ＰＷＭ生成回路２０７と、補償器２１０の各部の機能は、第１実施形態と同様のため省略する。 Note that the current value conversion circuit 201, the DC voltage setting unit 202, the subtraction adder 203, the multiplier 204, the maximum on-duty setting unit 205, and the subtraction adder 206 in the control device 200 in the second embodiment , the PWM generation circuit 207, and the functions of each part of the compensator 210 are the same as those in the first embodiment, and therefore will be omitted.

＜電力変換装置（第２実施形態における第１の構成例）＞
図７は、第２実施形態における第１の構成例である。ＤＣ電圧生成装置１００のスイッチング素子Ｓ１１、及びＳ１３はダイオードであり、スイッチング素子Ｓ１２及びＳ１４はトランジスタから構成される。 <Power conversion device (first configuration example in second embodiment)>
FIG. 7 shows a first configuration example in the second embodiment. Switching elements S11 and S13 of DC voltage generation device 100 are diodes, and switching elements S12 and S14 are transistors.

ダイオードは、ＳｉよりもワイドバンドギャップなＳｉＣ及びＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオードを使用してもよい。なお、ＳｉＣ及び、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、及びジャンクションバリアダイオードのリーク電流特性としては、１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下としてもよい。 As the diode, a Schottky barrier diode or a junction barrier diode made of SiC and GaN, which have a wider bandgap than Si, may be used. Note that the leakage current characteristics of the Schottky barrier diode and the junction barrier diode made of SiC and GaN may be 10 ⁻² A/cm ² or less.

制御装置２００から出力される信号Ｇ１及び信号Ｇ２は切換器２０９により制御される。切換器２０９は極性判定部２０８の出力がハイレベルである場合は、ＰＷＭ生成回路２０７の出力を信号Ｇ１として出力し、ハイレベルを信号Ｇ２として出力する。また、極性判定部２０８の出力がローレベルである場合は、ＰＷＭ生成回路２０７の出力を信号Ｇ２として出力し、ハイレベルを信号Ｇ１として出力する。 Signal G1 and signal G2 output from control device 200 are controlled by switch 209. When the output of the polarity determination section 208 is at a high level, the switch 209 outputs the output of the PWM generation circuit 207 as a signal G1, and outputs the high level as a signal G2. Furthermore, when the output of the polarity determining section 208 is at a low level, the output of the PWM generation circuit 207 is output as a signal G2, and the output at a high level is output as a signal G1.

以下、極性判定部２０８がハイレベルを出力する場合において詳細に説明する。信号Ｇ１には切換器２０９を経由してＰＷＭ生成回路２０７で生成されたＰＷＭ信号が出力され、ＤＣ電圧生成装置１００内のスイッチング素子Ｓ１２が制御される。スイッチング素子Ｓ１２、スイッチング素子Ｓ１１、及びトランスＬ１からなる昇圧チョッパ形式の回路は第１実施形態のＰＦＣ動作の原理で説明した様に入力電流Ｉｉｎをオフ時間Ｔｏｆｆに比例するように制御することにより、交流電源ＶＡＣと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることができ、ＰＦＣ動作を実現することができる。また、信号Ｇ２には切換器２０９によりハイレベルが入力されるため、スイッチング素子Ｓ１４（ここではトランジスタ）はオン状態となり、ボディーダイオードを経由することなくＡＣ電源１０のノードＡＣ２へ電流を出力するため、オフ状態と比較するとＰＦＣ動作としての電力効率が改善される。なお、極性判定部２０８がローレベルを出力する場合においては、スイッチング素子Ｓ１２とＳ１４の制御が入れ替わり、同様の制御が実施される。 The case where the polarity determining section 208 outputs a high level will be described in detail below. A PWM signal generated by the PWM generation circuit 207 is outputted as the signal G1 via the switch 209, and the switching element S12 in the DC voltage generation device 100 is controlled. The step-up chopper type circuit consisting of the switching element S12, the switching element S11, and the transformer L1 controls the input current Iin to be proportional to the off time Toff as explained in the principle of PFC operation in the first embodiment. An input current Iin having the same waveform as the AC power supply VAC can be obtained, and PFC operation can be realized. Further, since a high level is input to the signal G2 by the switch 209, the switching element S14 (transistor here) is turned on, and the current is output to the node AC2 of the AC power supply 10 without passing through the body diode. , the power efficiency of PFC operation is improved compared to the off state. Note that when the polarity determination unit 208 outputs a low level, the control of the switching elements S12 and S14 is switched, and the same control is performed.

図８は切換器２０９の信号Ｇ１、信号Ｇ２及びＡＣ電源１０の交流電源ＶＡＣとの関係を示した波形である。上から順に信号Ｇ１、信号Ｇ２、交流電源ＶＡＣを示す。先にも述べた様に、ＶＡＣ＞０の場合は、信号Ｇ１は、ＰＷＭ生成回路からの出力を受けスイッチング動作をし、信号Ｇ２はハイレベルとなる。また、ＶＡＣ＜０の場合は、信号Ｇ１は、ハイレベルとなり、信号Ｇ２はＰＷＭ生成回路からの出力を受けスイッチング動作している様子を示す。 FIG. 8 shows waveforms showing the relationship between the signals G1 and G2 of the switch 209 and the AC power supply VAC of the AC power supply 10. Signal G1, signal G2, and AC power supply VAC are shown in order from the top. As mentioned above, when VAC>0, the signal G1 performs a switching operation upon receiving the output from the PWM generation circuit, and the signal G2 becomes high level. Further, when VAC<0, the signal G1 becomes high level, and the signal G2 indicates that a switching operation is performed in response to the output from the PWM generation circuit.

第２実施形態における第１の構成例では、スイッチング素子Ｓ１１、及びＳ１３をワイドバンドギャップなスイッチング素子とするため、第１実施形態と同様に逆回復電流を削減できる。 In the first configuration example of the second embodiment, since the switching elements S11 and S13 are wide bandgap switching elements, the reverse recovery current can be reduced similarly to the first embodiment.

なお、ワイドバンドギャップなスイッチング素子としては、前記の様にＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを使用したショットキーバリアダイオード、ジャンクションバリアダイオードであってもよい。また、第１実施形態と同様にＰＷＭ生成回路２０７の出力はおおよそ１０ＫＨｚ～１００ＫＨｚの周波数を有し、ＡＣ電源１０の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）より高速なパルスである。 Note that the wide bandgap switching element may be a Schottky barrier diode or a junction barrier diode using a SiC device or a GaN device as described above. Further, as in the first embodiment, the output of the PWM generation circuit 207 has a frequency of approximately 10 KHz to 100 KHz, and is a pulse faster than the frequency of the AC power supply 10 (50 Hz or 60 Hz).

また、図７のノードＡＣ１とノードＤＣ２の間、及びノードＡＣ２とノードＤＣ２の間にそれぞれダイオードを追加で接続したセミブリッジレス型の構成としてもよい。追加する各ダイオードのアノードはノードＤＣ２と接続し、カソードはそれぞれノードＡＣ１及びノードＡＣ２に接続される。この場合、ＰＦＣ動作時において、追加したダイオードによりスイッチング素子Ｓ１２及びスイッチング素子Ｓ１４のボディーダイオードからさらに、ノードＡＣ１及びノードＡＣ２へのリターン・パスが構成されるため、電力変換効率が改善する。また、ＡＣ電源１０はフローティングではなく、ノードＤＣ２基準となるため、入力ラインと出力ライン間におけるコモン・ノイズ耐性が向上する利点がある。 Alternatively, a semi-bridgeless configuration may be used in which diodes are additionally connected between the node AC1 and the node DC2 and between the node AC2 and the node DC2 in FIG. The anode of each additional diode is connected to node DC2, and the cathode is connected to node AC1 and node AC2, respectively. In this case, during PFC operation, the added diode further configures a return path from the body diodes of switching element S12 and switching element S14 to node AC1 and node AC2, thereby improving power conversion efficiency. Furthermore, since the AC power supply 10 is not floating but is referenced to the node DC2, there is an advantage that common noise resistance between the input line and the output line is improved.

＜電力変換装置（第２実施形態における第２の構成例）＞
図９は、第２実施形態における第２の構成例である。ＤＣ電圧生成装置１００のスイッチング素子Ｓ１３、及びＳ１４はダイオードであり、スイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２はトランジスタから構成される。 <Power conversion device (second configuration example in second embodiment)>
FIG. 9 shows a second configuration example in the second embodiment. Switching elements S13 and S14 of DC voltage generation device 100 are diodes, and switching elements S11 and S12 are transistors.

トランジスタは、ＳｉよりもワイドバンドギャップなＳｉＣ及びＧａＮで構成されるＳｉＣトランジスタ、及びＧａＮトランジスタを使用してもよい。 As the transistor, an SiC transistor made of SiC and GaN, which have a wider bandgap than Si, and a GaN transistor may be used.

制御装置２００から出力される信号Ｇ１及び信号Ｇ２は切換器２０９により制御される。切換器２０９は極性判定部２０８の出力とＰＷＭ生成回路２０７の出力から生成され、極性判定部２０８がハイレベルである場合は、ＰＷＭ生成回路２０７の出力を信号Ｇ２として出力し、ＰＷＭ生成回路２０７の出力の反転信号を信号Ｇ１として出力する。また、極性判定部２０８の出力がローレベルである場合は、ＰＷＭ生成回路２０７の出力を信号Ｇ１として出力し、ＰＷＭ生成回路２０７の出力の反転信号を信号Ｇ２として出力する。 Signal G1 and signal G2 output from control device 200 are controlled by switch 209. The switch 209 is generated from the output of the polarity determination section 208 and the output of the PWM generation circuit 207, and when the polarity determination section 208 is at a high level, the output of the PWM generation circuit 207 is output as the signal G2, and the PWM generation circuit 207 The inverted signal of the output of is outputted as signal G1. Further, when the output of the polarity determination section 208 is at a low level, the output of the PWM generation circuit 207 is outputted as the signal G1, and the inverted signal of the output of the PWM generation circuit 207 is outputted as the signal G2.

以下、極性判定部２０８がハイレベルを出力する場合において詳細に説明する。信号Ｇ２には切換器２０９を経由してＰＷＭ生成装置２０７で生成されたＰＷＭ信号が出力され、ＤＣ電圧生成装置１００内のスイッチング素子Ｓ１２が制御される。一方、信号Ｇ１には切換器２０９から信号Ｇ２とは極性が反転したＰＷＭ信号が出力され、ＤＣ電圧生成装置１００内のスイッチング素子Ｓ１１が制御される。ここで、スイッチング素子Ｓ１２のオフ時間、また別の表現を用いれば、スイッチング素子Ｓ１１のオン時間を入力電流Ｉｉｎに比例する様に制御すれば、先に記載した第１実施形態のＰＦＣ動作の原理と同様に、交流電源ＶＡＣと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることができ、ＰＦＣ動作を実現することができる。なお、信号Ｇ１及び信号Ｇ２はパルス制御されているが、信号Ｇ１がハイレベルで、信号Ｇ２がローレベルであるタイミングにおいては、ノードＡＣ１からインダクタＬ１、スイッチング素子Ｓ１１、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｓ１４、ノードＡＣ２の順に交流電流が流れる。また、信号Ｇ１がローレベルで信号Ｇ２がハイレベルであるタイミングにおいては、ノードＡＣ１からインダクタＬ１、スイッチング素子Ｓ１２、スイッチング素子Ｓ１４、ノードＡＣ２の順に交流電流が流れる。そして上記動作を交互に繰り返すことにより直流電源ＶＤＣが生成される。 The case where the polarity determining section 208 outputs a high level will be described in detail below. The PWM signal generated by the PWM generation device 207 is outputted as the signal G2 via the switch 209, and the switching element S12 in the DC voltage generation device 100 is controlled. On the other hand, a PWM signal whose polarity is inverted from that of the signal G2 is outputted from the switch 209 as the signal G1, and the switching element S11 in the DC voltage generation device 100 is controlled. Here, if the off-time of the switching element S12, or in other words, the on-time of the switching element S11 is controlled so as to be proportional to the input current Iin, the principle of the PFC operation of the first embodiment described above can be calculated. Similarly, the input current Iin having the same waveform as the AC power supply VAC can be obtained, and the PFC operation can be realized. Note that although the signals G1 and G2 are pulse-controlled, at the timing when the signal G1 is at high level and the signal G2 is at low level, the signals from node AC1 to inductor L1, switching element S11, capacitor C1, switching element S14, An alternating current flows in the order of node AC2. Furthermore, at the timing when the signal G1 is at a low level and the signal G2 is at a high level, an alternating current flows from the node AC1 to the inductor L1, the switching element S12, the switching element S14, and the node AC2 in this order. Then, by repeating the above operation alternately, a DC power supply VDC is generated.

極性判定部２０８がローレベルを出力する場合においても以下に説明する。信号Ｇ１、信号Ｇ２とスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２との接続は、極性判定部２０８がハイレベルを出力する場合と同一である。スイッチング素子Ｓ１１のオフ時間、また別の表現を用いれば、スイッチング素子Ｓ１２のオン時間を入力電流Ｉｉｎに比例する様に制御すれば、上記、極性判定部２０８がハイレベルを出力する場合と同様に交流電源ＶＡＣと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることができ、ＰＦＣ動作を実現することができる。なお、信号Ｇ１及び信号Ｇ２はパルス制御されているが、信号Ｇ２がハイレベルで、信号Ｇ１がローレベルであるタイミングにおいては、ノードＡＣ２からスイッチング素子Ｓ１３、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｓ１２、インダクタＬ１、ノードＡＣ１の順に交流電流が流れる。また、信号Ｇ２がローレベルで信号Ｇ１がハイレベルであるタイミングにおいては、ノードＡＣ２からスイッチング素子Ｓ１３、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬ１、ノードＡＣ１の順に交流電流が流れる。そして上記動作を交互に繰り返すことにより直流電源ＶＤＣが生成される。 The case where the polarity determination unit 208 outputs a low level will also be described below. The connections between the signals G1 and G2 and the switching elements S11 and S12 are the same as when the polarity determining section 208 outputs a high level. If the off-time of the switching element S11, or in other words, the on-time of the switching element S12 is controlled so as to be proportional to the input current Iin, then the off-time of the switching element S11, or in other words, the on-time of the switching element S12 can be controlled to be proportional to the input current Iin. An input current Iin having the same waveform as the AC power supply VAC can be obtained, and PFC operation can be realized. Note that the signals G1 and G2 are pulse-controlled, but at the timing when the signal G2 is at high level and the signal G1 is at low level, the signals from node AC2 to switching element S13, capacitor C1, switching element S12, inductor L1, An alternating current flows in the order of node AC1. Furthermore, at the timing when the signal G2 is at a low level and the signal G1 is at a high level, an alternating current flows from the node AC2 to the switching element S13, the switching element S11, the inductor L1, and the node AC1 in this order. Then, by repeating the above operation alternately, a DC power supply VDC is generated.

なお、トランジスタであるスイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２にはさらにそれぞれ個別にＳｉＣ及び、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、又はジャンクションバリアダイオードを並列接続させてもよい。例えば、スイッチング素子Ｓ１１に並列接続されるショットキーバリアダイオード、又はジャンクションバリアダイオードは、アノードがノードＮ１１に接続され、カソードがノードＤＣ１に接続されるとよい。また、スイッチング素子Ｓ１２に並列接続されるショットキーバリアダイオード、又はジャンクションバリアダイオードは、アノードがノードＤＣ２に接続され、カソードがノードＮ１１に接続されるとよい。なお、ＳｉＣ及び、ＧａＮで構成されるショットキーバリアダイオード、及びジャンクションバリアダイオードのリーク電流特性としては、１０^－２Ａ／ｃｍ^２以下としてもよい。 Note that Schottky barrier diodes or junction barrier diodes made of SiC and GaN may be connected in parallel to the switching elements S11 and S12, which are transistors. For example, a Schottky barrier diode or a junction barrier diode connected in parallel to the switching element S11 may have an anode connected to the node N11 and a cathode connected to the node DC1. Further, it is preferable that the Schottky barrier diode or the junction barrier diode connected in parallel to the switching element S12 have an anode connected to the node DC2 and a cathode connected to the node N11. Note that the leakage current characteristics of the Schottky barrier diode and the junction barrier diode made of SiC and GaN may be 10 ⁻² A/cm ² or less.

図１０は切換器２０９の信号Ｇ１、信号Ｇ２及びＡＣ電源１０の交流電源ＶＡＣとの関係を示した波形である。上から順に信号Ｇ１、信号Ｇ２、交流電源ＶＡＣを示す。先にも述べた様に、ＶＡＣ＞０の場合は、信号Ｇ２は、ＰＷＭ生成回路の出力信号を出力し、信号Ｇ１は信号Ｇ２と反転した信号を出力する。また、ＶＡＣ＜０の場合には、信号Ｇ１は、ＰＷＭ生成回路の出力信号を出力し、信号Ｇ２は信号Ｇ１と反転した信号を出力する。 FIG. 10 shows waveforms showing the relationship between the signals G1 and G2 of the switch 209 and the AC power supply VAC of the AC power supply 10. Signal G1, signal G2, and AC power supply VAC are shown in order from the top. As mentioned above, when VAC>0, the signal G2 outputs the output signal of the PWM generation circuit, and the signal G1 outputs the inverted signal of the signal G2. Further, when VAC<0, the signal G1 outputs the output signal of the PWM generation circuit, and the signal G2 outputs a signal inverted from the signal G1.

第２実施形態における第２の構成例では、スイッチング素子Ｓ１１、及びＳ１２をワイドバンドギャップなスイッチング素子とするため、第１実施形態と同様に逆回復電流を削減できる。 In the second configuration example of the second embodiment, since the switching elements S11 and S12 are wide bandgap switching elements, the reverse recovery current can be reduced similarly to the first embodiment.

なお、ワイドバンドギャップなスイッチング素子としては、前記の様にＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを使用したＳｉＣトランジスタ、及びＧａＮトランジスタであってもよい。また、第１実施形態と同様にＰＷＭ生成回路２０７の出力はおおよそ１０ＫＨｚ～１００ＫＨｚの周波数を有し、ＡＣ電源１０の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）より高速なパルスである。 Note that the wide bandgap switching element may be a SiC transistor using a SiC device or a GaN device as described above, or a GaN transistor. Further, as in the first embodiment, the output of the PWM generation circuit 207 has a frequency of approximately 10 KHz to 100 KHz, and is a pulse faster than the frequency of the AC power supply 10 (50 Hz or 60 Hz).

＜電力変換装置（第２実施形態における第３の構成例）＞
図１１は、第２実施形態における第３の構成例である。ＤＣ電圧生成装置１００のスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４は全てトランジスタから構成される。 <Power conversion device (third configuration example in second embodiment)>
FIG. 11 shows a third configuration example in the second embodiment. The switching elements S11 to S14 of the DC voltage generation device 100 are all composed of transistors.

制御装置２００から出力される信号Ｇ１～信号Ｇ４において、信号Ｇ１及び信号Ｇ２は切換器２０９により制御される。信号Ｇ１及び信号Ｇ２の制御は、第２実施形態における第２の構成例で示した通り、入力電流Ｉｉｎをオフ時間Ｔｏｆｆに比例するように制御することにより、交流電源ＶＡＣと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることが可能なＰＦＣ動作を実現するＰＷＭ制御信号である。また、信号Ｇ３及び信号Ｇ４は極性判定部２０８により制御され、例えば、電源入力ＶＡＣが中間レベル（通常はゼロボルト）より高い値の場合に信号Ｇ３へはローレベルを出力し、信号Ｇ４へはハイレベルを出力する。逆に電源入力ＶＡＣが中間レベルより低い値の場合には信号Ｇ３へはハイレベルを出力し、信号Ｇ４へはローレベル出力する。 Among the signals G1 to G4 output from the control device 200, the signal G1 and the signal G2 are controlled by a switch 209. As shown in the second configuration example in the second embodiment, the signal G1 and the signal G2 are controlled by controlling the input current Iin to be proportional to the off time Toff, so that the input current has the same waveform as the AC power supply VAC. This is a PWM control signal that realizes a PFC operation that can obtain Iin. Further, the signal G3 and the signal G4 are controlled by the polarity determination unit 208, and for example, when the power supply input VAC has a value higher than an intermediate level (usually zero volts), a low level is output to the signal G3, and a high level is output to the signal G4. Output the level. Conversely, when the power supply input VAC has a value lower than the intermediate level, a high level is output to the signal G3, and a low level is output to the signal G4.

以下、第３の構成例について簡単に説明する。信号Ｇ１及びＧ２には第２の構成例と同様な信号が供給される。極性判定部の信号Ｇ３はスイッチング素子Ｓ１３へ、信号Ｇ４はスイッチング素子Ｓ１４へ接続され、信号Ｇ３がローレベルで信号Ｇ４がハイレベル、つまり交流電源ＶＡＣが正極である場合は、スイッチング素子Ｓ１３はオフし、スイッチング素子Ｓ１４はオンの状態となる。その際に流れる交流電流は第２の構成例での記載と同様に流れるが、スイッチング素子Ｓ１４がダイオードではなく、オンした状態のトランジスタであるため、スイッチング素子Ｓ１４のボディーダイオードを経由することなくＡＣ電源１０のノードＡＣ２へ電流を出力するため、スイッチング素子Ｓ１４のボディーダイオードを経由する場合と比較するとＰＦＣ動作としての電力効率が改善される。なお、信号Ｇ３がハイレベルで信号Ｇ４がローレベル、つまり交流電源ＶＡＣが負極である場合の動作については、スイッチング素子Ｓ１３がダイオードではなく、オンした状態のトランジスタとして作用し、同様の効果を得られる。詳細については省略する。 The third configuration example will be briefly described below. Signals similar to those in the second configuration example are supplied to the signals G1 and G2. Signal G3 of the polarity determining section is connected to switching element S13, and signal G4 is connected to switching element S14. When signal G3 is low level and signal G4 is high level, that is, when AC power supply VAC is positive, switching element S13 is turned off. However, the switching element S14 is turned on. The AC current that flows at this time flows in the same manner as described in the second configuration example, but since the switching element S14 is not a diode but a transistor in an on state, the AC current flows without passing through the body diode of the switching element S14. Since the current is output to the node AC2 of the power supply 10, the power efficiency as a PFC operation is improved compared to the case where the current is passed through the body diode of the switching element S14. In addition, regarding the operation when the signal G3 is at a high level and the signal G4 is at a low level, that is, when the AC power supply VAC is at the negative pole, the switching element S13 acts not as a diode but as a transistor in an on state, and the same effect can be obtained. It will be done. Details are omitted.

第２実施形態における第３の構成例では、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４をワイドバンドギャップなスイッチング素子とするため、第１実施形態と同様に逆回復電流を削減できる。 In the third configuration example of the second embodiment, since the switching elements S11 to S14 are wide bandgap switching elements, the reverse recovery current can be reduced similarly to the first embodiment.

なお、ワイドバンドギャップなスイッチング素子としては、前記の様にＳｉＣ及びＧａＮで構成されるＳｉＣトランジスタ、及びＧａＮトランジスタを使用してもよい。 Note that as the wide bandgap switching element, an SiC transistor made of SiC and GaN and a GaN transistor may be used as described above.

なお、上記では、第３の構成例を、第２の構成例を制御する様にスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４の制御について記載したが、制御装置２００の制御方法によっては第１の構成例に置き換えた形式で制御可能であることは言うまでもなく、説明については省略する。 Note that although the third configuration example is described above for controlling the switching elements S11 to S14 so as to control the second configuration example, it may be replaced with the first configuration example depending on the control method of the control device 200. It goes without saying that this can be controlled by the format, and the explanation will be omitted.

本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。 The various technical features disclosed in this specification can be modified in addition to the embodiments described above without departing from the gist of the technical creation. For example, the logical levels of various signals can be inverted arbitrarily. That is, the above embodiments should be considered to be illustrative in all respects and not restrictive, and the technical scope of the present invention is not limited to the above embodiments, and the claims shall be understood to include all changes falling within the meaning and range of equivalency.

１電力変換装置
１０ＡＣ電源
１００ＤＣ電圧生成装置
１０１ダイオードブリッジ
２００制御装置
３００出力電圧検出部
２０１電流値変換回路
２０２直流電圧設定部
２０３、２０６減加算器
２０４乗算器
２０５最大オンデューティ設定部
２０７ＰＷＭ生成回路
２０８極性判定部
２０９切換器
Ｌ１インダクタ
Ｄ１～Ｄ４ダイオード
Ｃ１コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２抵抗
Ｚ１直流負荷
ＡＣ１、ＡＣ２ノード（ＡＣノード）
ＤＣ１、ＤＣ２ノード（ＤＣノード）
Ｎ１、Ｎ３、Ｎ１１、Ｎ１２ノード
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１１～Ｓ１４スイッチング素子 1 Power conversion device 10 AC power supply 100 DC voltage generation device 101 Diode bridge 200 Control device 300 Output voltage detection section 201 Current value conversion circuit 202 DC voltage setting section 203, 206 Subtraction adder 204 Multiplier 205 Maximum on-duty setting section 207 PWM Generation circuit 208 Polarity determination unit 209 Switch L1 Inductor D1 to D4 Diode C1 Capacitor R1, R2 Resistor Z1 DC load AC1, AC2 node (AC node)
DC1, DC2 nodes (DC nodes)
N1, N3, N11, N12 Nodes S1, S2, S11 to S14 Switching elements

Claims

a DC voltage generator including one or more switching elements;
an output voltage detection section that detects the output of the DC voltage generation device and generates a detected voltage;
a control device that controls the one or more switching elements from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage;
at least one of the one or more switching elements is a device using a semiconductor with a wider bandgap than Si,
The DC voltage generation device generates DC power from an AC power supply,
The DC voltage generation device is a PFC [power factor correction] circuit, and includes at least one inductor,
The control device includes:
a multiplier that multiplies a value corresponding to the current flowing through the DC voltage generation device by a value corresponding to the output voltage of the DC voltage generation device;
a maximum on-duty setting unit that sets a maximum on-duty value of a signal that controls the DC voltage generation device;
a subtraction adder that subtracts and adds the output of the multiplier from the output of the maximum on-duty setting section;
a PWM generation circuit that outputs a pulse according to the output of the subtraction adder;
A power conversion device comprising :

The power converter according to claim 1 , wherein the one or more switching elements include at least one of a SiC device and a GaN device.

The PFC circuit includes a full-wave rectifier diode bridge,
the one or more switching elements;
The power conversion circuit according to claim 1 or 2, wherein the power conversion circuit is a step-up chopper type PFC circuit, wherein the at least one inductor is connected between the full-wave rectifier diode bridge and the one or more switching elements. Device.

The one or more switching elements include a first switching element and a second switching element,
a first terminal of the first switching element is connected to a first output node; a second terminal of the first switching element and a first terminal of the second switching element are connected to the at least one inductor; a second terminal of the second switching element is connected to a second output node;
The power conversion device according to claim 3 , wherein the first switching element is a Schottky barrier diode or a junction barrier diode, and the second switching element is a transistor.

The power conversion device according to claim 4, wherein the first switching element has a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less.

a DC voltage generator including one or more switching elements;
an output voltage detection section that detects the output of the DC voltage generation device and generates a detected voltage;
a control device that controls the one or more switching elements from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage;
at least one of the one or more switching elements is a device using a semiconductor with a wider bandgap than Si,
The DC voltage generation device generates DC power from an AC power supply,
The DC voltage generation device is a PFC [power factor correction] circuit, and includes at least one inductor,
The PFC circuit is a PFC circuit that does not have a full-wave rectifier diode bridge,
The one or more switching elements include a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element,
A first terminal of the first switching element is connected to a first output node, a second terminal of the first switching element is connected to a first switching node,
a first terminal of the second switching element is connected to the first switching node, a second terminal of the second switching element is connected to a second output node,
A first terminal of the third switching element is connected to the first output node, a second terminal of the third switching element is connected to a second switching node,
A first terminal of the fourth switching element is connected to the second switching node, a second terminal of the fourth switching element is connected to the second output node,
The at least one inductor is connected between a first input node, which is a first terminal of the AC power source, and the first switching node, and between a second input node, which is a second terminal of the AC power source, and the second switching node. connected to at least one of the
The control device includes:
a multiplier that multiplies a value corresponding to the current flowing through the DC voltage generation device by a value corresponding to the output voltage of the DC voltage generation device;
a maximum on-duty setting section that sets a maximum on-duty value of a signal that controls the DC voltage generation device;
a subtraction adder that subtracts and adds the output of the multiplier from the output of the maximum on-duty setting section;
a PWM generation circuit that outputs a pulse according to the output of the subtraction adder;
a switch that switches the output destination of the PWM generation circuit depending on the polarity of the AC power source;
A power conversion device comprising :

The first switching element and the third switching element are diodes,
The power conversion device according to claim 6, wherein the second switching element and the fourth switching element are transistors.

The power conversion device according to claim 7, wherein the diode is a Schottky barrier diode or a junction barrier diode.

The power conversion device according to claim 8, wherein the diode has a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less.

The first switching element and the second switching element are transistors,
The power conversion device according to claim 6, wherein the third switching element and the fourth switching element are diodes.

The power conversion device according to claim 10, wherein the transistor is a SiC transistor or a GaN transistor.

The power conversion device according to claim 11, wherein either a Schottky barrier diode or a junction barrier diode is further connected in parallel to each of the first switching element and the second switching element.

The power conversion device according to claim 12, wherein the Schottky barrier diode or the junction barrier diode has a leakage current characteristic of 10 ⁻² A/cm ² or less.

The control device includes:
When the alternating current power source is positive, the second switching element is operated with an on-deity determined from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage, and the fourth switching element is turned on;
10. The power conversion device according to claim 7, wherein when the AC power source is at a negative pole, the fourth switching element is operated by the on-deity and the second switching element is turned on.

The control device includes:
When the AC power supply is positive, the first switching element is switched with an on-delivery determined from the current flowing through the DC voltage generating device and the detected voltage, and the second switching element is switched in a manner complementary to the first switching element. let me,
According to any one of claims 10 to 13, wherein the second switching element is switched by the on-dity and the first switching element is switched in a complementary manner to the second switching element when the AC power supply has a negative pole. The power conversion device described.

The PFC circuit is a PFC circuit that does not have a full-wave rectifier diode bridge,
The one or more switching elements include a first transistor, a second transistor, a third transistor, and a fourth transistor,
a first terminal of the first transistor is connected to a first output node; a second terminal of the first transistor is connected to a first switching node;
a first terminal of the second transistor is connected to the first switching node, a second terminal of the second transistor is connected to a second output node,
a first terminal of the third transistor is connected to the first output node, a second terminal of the third transistor is connected to a second switching node,
a first terminal of the fourth transistor is connected to the second switching node, a second terminal of the fourth transistor is connected to the second output node,
The at least one inductor is connected between a first input node, which is a first terminal of the AC power source, and the first switching node, and between a second input node, which is a second terminal of the AC power source, and the second switching node. The power conversion device according to claim 1 or 2 , wherein the power conversion device is connected to at least one of the two.

The control device includes:
When the AC power source is positive, the second transistor is operated to switch with an on-duty determined from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage, and the fourth transistor is turned on, and the first transistor and the third transistor are turned on. turn off,
17. The electric power according to claim 16, wherein when the AC power source is at a negative pole, the fourth transistor is caused to perform a switching operation by the on-dity, the second transistor is turned on, and the first transistor and the third transistor are turned off. conversion device.

The control device includes:
At the time of the positive polarity of the AC power source, the first transistor is switched with an on-delivery determined from the current flowing through the DC voltage generation device and the detected voltage, and the second transistor is switched complementary to the first transistor, and the second transistor is switched in a manner complementary to the first transistor; turning off a third transistor and the fourth transistor;
When the AC power source is at a negative pole, the second transistor is switched by the on-dity, the first transistor is switched complementary to the second transistor, and the third transistor and the fourth transistor are turned off. 17. The power conversion device according to claim 16 .