JP7500382B2 - 負荷駆動システム及びその方法，鉄道車両及びその運用方法 - Google Patents

Description

本発明は，フリーラン再起動を滑らかにする負荷駆動システムと，それを備えた鉄道車両と，負荷駆動方法と，それを応用した鉄道車両の運用方法に関する。

モータを駆動源とするシステムでは，電源がオフであってもモータが回転している場合がある。例えば，鉄道の惰行期間，電気自動車のアクセルオフ期間などである。この状態をフリーランと呼び，フリーランの状態にあるモータを再起動させる技術をフリーラン再起動と呼ぶ。フリーラン再起動では，モータの回転子位置あるいは回転速度などを推定し，その推定値に基づいてインバータを制御する。もし，速度推定値に誤差があると，トルクショックを発生し，乗り心地が悪化するため，高い推定精度を求められる。そこで，トルクショックの原因となるオフセット誤差を三相交流電流から取り除くことにより，トルク脈動を抑制する技術も開示されている（例えば，特許文献１）。

特許文献１のモータ制御装置は，モータの三相交流電流検出回路から電流変換部へ入力する三相交流電流に対し，特定周波数成分を通過させないフィルタ部を備えている。また，フィルタ部として，モータ回転速度に応じて通過帯域を変更するハイパスフィルタを用いることを提案している。これらによって，三相交流電流に重畳されるオフセット誤差を取り除くことにより，トルク脈動を抑制する効果が得られる。

通過帯域の基準となるモータ回転速度を検出するには，レゾルバを備えるか，あるいは，参考文献１のようにモータに流れる三相交流電流から推定すればよく，コストの観点では後者の方が望ましい。しかし，フリーラン再起動においては，再起動開始前まで三相交流電流は流れておらず，モータ回転速度は未知である。このため，フィルタ部の通過帯域を設定することができず，三相交流電流のオフセット誤差を除去することができない。この状態でフリーラン再起動を開始すると，三相交流電流のオフセット誤差によりモータ回転速度推定値の誤差が発生する。その結果，不正確な推定に基づくモータ回転速度で再起動することにより，トルクショックを発生させて振動や騒音の原因となる。

特開2009-273302号公報

本発明の目的は上記課題に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる負荷駆動システムを提供することにある。

上記課題を解決する本発明は，インバータと，インバータのスイッチングを制御するインバータ制御回路と，を備え，インバータの負荷を駆動する負荷駆動システムであって，負荷を駆動する駆動周波数であるインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算回路と，負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と，検出された電流を入力とする複数の周波数フィルタと，複数の周波数フィルタの出力を選択する選択回路と，を備え，インバータ制御回路は，負荷の端子を短絡させ，選択回路は，複数の周波数フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づいて，複数の周波数フィルタの一つの出力を選択し，インバータ周波数演算回路は，選択された選択出力に基づいてインバータ周波数を演算する。

本発明によれば，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して正確に推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる負荷駆動システムを提供できる。

本発明の実施例１に係る負荷駆動システムの構成図である。 インバータ周波数演算回路の内部構成図である。 フリーラン再起動時の波形図である。 第１～第３HPFに関する波形図である。 選択回路のフローチャートである。 実施例２に係る負荷駆動システムの要部構成図である。 位相オーバーフロー検出部が無い場合の波形比較図である。 位相オーバーフロー検出部が有る場合の波形比較図である。 位相差の現在値/過去値に関する説明図である。 実施例３に係る負荷駆動システムの構成図である。

以下，図面を用いて本発明の各実施例を説明する。

図１は実施例１に係る負荷駆動システムの構成図である。以下，各構成要素について説明する。モータ1は，負荷駆動システムの駆動源となる。インバータ2は直流電圧E_cfを受電し，スイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し，モータ1に印加する。コンデンサ3は，直流電圧E_cfを平滑化するために備えられる。電流検出回路4は，モータ1のU相電流i_u，V相電流i_v，W相電流i_wを検出するための部であり，それぞれの検出値をi_uf，i_vf，i_wfとする。

ハイパスフィルタ（HPF）群5は，第１HPF 5a，第２HPF 5b，第３HPF 5cを備え，第１～第３のうち何れのHPFにも検出値i_uf，i_vf，i_wfが入力される。選択回路6は，第１HPF 5a～第３HPF 5cの出力のうち，何れか一つを選択出力として選択する。U相・V相・W相に関する選択出力をそれぞれi_us，i_vs，i_wsで表す。なお，実施例１～３に例示したハイパスフィルタ（HPF）群5は，上位概念で周波数フィルタ（バンドパスフィルタ）5と呼ぶこともある。

インバータ周波数演算回路7は，i_us，i_vs，i_wsに基づいて，インバータ周波数ω_invを演算する。図２にインバータ周波数演算回路7の内部構成図を示す。インバータ周波数演算回路7は，電流位相演算部7aとPLL部7bから構成される。まず，電流位相演算部7aでは，三相/二相変換部7a1によりα軸電流i_α，β軸電流i_βが演算され，逆正接関数7a2により電流位相θ_iが演算される。

ここで，電流位相θ_iは，i_us，i_vs，i_wsで定義される電流ベクトルの位相と等価であるから，電流位相θ_iの変化速度は，i_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。つぎに，PLL部7bでは，PI制御部7b1及び積分部7b2から構成されるPLL（Phase Locked Loop）によって，位相差Δθ，インバータ周波数ω_inv，PLL出力位相θ_PLLが演算される。PLLの安定性によって，θ_PLLはθ_iに同期するため，θ_PLLの変化速度すなわちインバータ周波数ω_invはi_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。

インバータ制御回路8は，再起動信号g_onがLowである場合には，ゲート信号g₁～g₆を全てオフとして，インバータ2のスイッチングを停止する。また，g_onがHighである場合には，一定期間，U相・V相・W相上アームのゲート信号g₁，g₃，g₅，あるいは下アームのゲート信号g₂，g₄，g₆をオンすることでモータ1の端子を短絡させる。その後，インバータ2の出力電圧の基本波周波数がインバータ周波数ω_invとなるようにゲート信号g₁～g₆をPWM制御に基づいて決定する。以上が実施例１の構成要素である。

フリーラン再起動について説明する。図３にフリーラン再起動時の波形図を示す。時刻t₁までは再起動信号g_onがLowであり，ゲート信号g₁～g₆はオフである。図３では，g₁～g₆のうち，U相上下アームのゲート信号g₁，g₂のみを図示している。インバータ2のスイッチング素子は全てOFFであるから，i_u，i_v，i_wも全てゼロであり，モータ1のトルクもゼロであるが，慣性あるいは外部負荷によってモータ1の駆動周波数ω_rはゼロとは限らない。

フリーラン再起動とは，このように駆動周波数ω_rが未知の状態でインバータを再起動させる技術であり，モータ1のトルクを滑らかに立ち上げるには，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させた状態で，インバータ制御回路8によるPWM制御を開始する必要がある。ゆえに，何らかの手段によって駆動周波数ω_rを推定し，これをインバータ周波数ω_invの初期値として設定することが求められる。フリーラン再起動時の駆動周波数ω_rを推定するには，図３の時刻t₁にてg_onがHighに変化した後，インバータ制御回路8によってg₂，g₄，g₆をオンさせ，モータ1の端子を短絡させる。

これによって，例えば，(1)モータ1が磁石モータである場合，(2)モータ1が誘導モータであり，かつロータに残留磁束がある場合，には，駆動周波数ω_rと同じ周波数のi_uが流れる。i_uには，時刻t₁での残留磁束位相に応じオフセットi_ofsが含まれるため，HPFによってi_ofsの影響を除去した後の信号をインバータ周波数演算回路7に入力すれば，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rに収束する。この収束が完了した時刻をt₂として，このタイミングでインバータ制御回路8によるPWM制御が開始されることで，モータ1のトルクを滑らかに立ち上げることができる。以上がフリーラン再起動の概要である。

フリーラン再起動の課題について説明する。HPFによってi_ofsを除去するには，i_uの周波数すなわち駆動周波数ω_rを通過帯域とするHPFが必要である。しかし，駆動周波数ω_rは図３の時刻t₁においては未知であり，その時点では通過帯域を設定することはできない。

ゆえに，オフセットi_ofsは除去されず，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invの誤差が発生する。この周波数誤差があるため，インバータ周波数ω_invに基づく通過帯域の可変部を備えていても，結局，i_ofsは除去されず，さらなる周波数誤差の原因となる。このようにi_ofsを除去するためのHPFの通過帯域は，駆動周波数ω_rが既知でなければ設定できないが，駆動周波数ω_rを推定するには先にオフセットi_ofsを除去する必要があるという矛盾がある。これがフリーラン再起動時における課題である。

本発明では，駆動周波数ω_rが未知の状態でもi_ofsに影響されずに駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させるための部として，周波数フィルタ5及び選択回路6を備えており，これらの動作原理について説明する。なお，周波数フィルタ5は，第１HPF 5a～第３HPF 5cをまとめたHPF群5を上位概念で称している。図４に第１HPF 5a～第３HPF 5cに関する波形図を示す。第１HPF 5a～第３HPF 5cの通過帯域ω_HPF1～ω_HPF3は，「ω_HPF1 < ω_HPF2 < ω_HPF3」の関係があり，ω_HPF2が最も駆動周波数ω_rに近いとする。第１HPF 5aでは，「ω_HPF1 < ω_r」であるためにHPF出力にオフセットが残る。

このため，図２に示すθ_iは，図４のＡの箇所で示すように歪み，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invの誤差が発生する。第２HPF 5bでは，「ω_HPF2 ≒ ω_r」であるためにHPF出力にオフセットi_ofsが残らず，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invは一致する。第３HPF 5cでは，「ω_HPF3 > ω_r」であるためにHPF出力はゼロになり，図２に示すθ_iは，図４のＢの箇所で示すようにゼロとなり，インバータ周波数ω_invもゼロとなる。選択回路6では，適切なHPFを選択するため，図５に示すフローチャートに従って動作する。

ステップＳ１では，出力が閾値i_th以上となるHPFを選択する。図４に示す第１HPF 5a，第２HPF 5bのように通過帯域がω_r以下のHPFにおいては，その出力は非ゼロであり，ステップＳ１によって選択される。ステップＳ２では，ステップＳ１で選択されたHPFのうち，最大の帯域を有するHPFを選択する。つまり，第１HPF 5a，第２HPF 5bの2択から第２HPF 5bが選択される。このように選択回路6では，図４に示される以下の性質を利用している。

（１）通過帯域が駆動周波数ω_rを超えるHPFでは，その出力はゼロになる。
（２）通過帯域が駆動周波数ω_r以下のHPFでは，その出力は非ゼロになる。
（３）HPFの通過帯域が高いほど，オフセットi_ofsを除去できる。

ステップＳ１では，上記（１）に該当するHPFを除外し，（２）に該当するHPFを残す。ステップＳ２では，（２）に該当するHPFのうち，（３）に該当するHPFを選択する。これらのステップによって，駆動周波数ω_r以下，かつ，最も駆動周波数ω_rに近い通過帯域を有するHPFを選択できる。そのため，選択回路6の後段にあるインバータ周波数演算回路7において，インバータ周波数ω_invを駆動周波数ω_rに収束させることが可能となる。以上がHPF群5及び選択回路6の動作原理であり，駆動周波数ω_rが未知の状態でもオフセットi_ofsに影響されずに駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させることができる。この結果，フリーラン再起動時のトルクショックを防止し，負荷駆動システムの振動や騒音の低減に寄与する。

図１のHPF群5では，通過帯域の異なるHPFを複数備えたが，それに加えて，検出値i_uf，i_vf，i_wfをそのまま通過させる処理，つまり，通過帯域0HzのHPFを追加してもよい。フリーラン再起動では，モータ1が停止している可能性もあり，モータ1が誘導モータ，かつ，ロータに残留磁束がある場合には，DC成分の検出値i_uf，i_vf，i_wfが観測されるためである。

この場合でも図５のフローチャートはそのまま適用可能であり，検出値i_uf，i_vf，i_wfがDC成分であることから，ステップＳ１では通過帯域0HzのHPFのみが選択され，ステップＳ２では一意にそのHPFが選択される。この結果，DC成分の検出値i_uf，i_vf，i_wfがインバータ周波数演算回路7に入力され，インバータ周波数ω_invはゼロに収束する。このように選択回路6は，電流検出値を選択肢の一つとして含めることで，モータ1の停止を検知することも可能となる。

図６は実施例２に係る負荷駆動システムの要部構成図である。実施例２では，PLL部7bにおいて，位相オーバーフロー（以下，「位相OF」又は単に「OF」と略すことがある）検出部7b3，OF回数演算部7b4，及び位相差補正部7b5を備え，それぞれの内部構成について以下説明する。

位相OF検出部7b3は，遅延素子7b3a，絶対値演算部7b3b，7b3c，閾値判定部7b3d，7b3e，及び論理積部7b3fを備える。図７Ａ及び図７Ｂに位相OF検出部7b3の有無による波形比較図を示す。図７Ａに示すように，位相OF検出部7b3がない場合，インバータ周波数ω_invが駆動周波数ω_rに収束する過程において，Δθが+π [rad]を超え，-π [rad]に不連続変化する場合が考えられる。

この不連続変化が発生する時刻をtaとする。時刻ta以降，Δθが負である間は，インバータ周波数ω_invが低下し，駆動周波数ω_rとの差が増加する。Δθが正になると，再度，インバータ周波数ω_invは増加するが，以下，同様の現象が繰り返され，所定の時刻t₂においてΔωが残り，トルクショックの原因となる。これを防ぐため，位相OF検出部7b3では，Δθが±πを超えたタイミングで位相OF検出フラグF_ovrを1にする。以下，図６に示す構成によって，F_ovrを正しく出力できることを示す。

図６において，「F_ovr = 1」となるのは，閾値判定部7b3d，7b3e，論理積部7b3fより，以下の(x)，(y)がともに成立する場合である。
(x)Δθの現在値Δθ_nowと過去値Δθ_oldの正負は異なる。
(y)Δθ_nowとΔθ_oldそれぞれの絶対値の和Sがπ [rad]以上である。
(x)が成立しているならば，Δθ_now，Δθ_oldの符号は負・正あるいは正・負であり，それぞれ，図８のケースA・Bで表される。

ここで，図８のΔθ_old，Δθ_nowを始点・終点とし，基準軸（Δθ = 0）を通過する円弧をp（点線），基準軸を通過しない円弧をq（実線）とする。Δθ_oldからΔθ_nowへの変化は，p，qの何れかの経路であり，位相OF検出部7b3の演算周期が十分に短いならば，短い方を通ったと考えるのが妥当である。

(y)のSは，pの成す角であるから，(y)が成り立つならば，pよりもqの方が短い。ゆえに，Δθ_oldからΔθ_nowへの変化はqであり，その変化途中に±π [rad]を含むことから，OFが発生している。逆にOFが発生するケースは，図８のケースA・Bの何れかであるから，議論を逆に追えば，OFが発生するならば，「F_ovr = 1」となることが示される。以上より，図６に示す構成によって，F_ovrを正しく出力できるといえる。

OF回数演算部7b4は，図６に示す通り，閾値判定部7b4a，7b4b，論理積部7b4c，7b4d，遅延素子7b4eから構成される。F_pnはOF発生時のΔθの増減方向を表し，Δθが増加・減少方向である場合にそれぞれ1，-1と定義する。また，N_cntは，OFの累積回数を表す。ただし，Δθ増加・減少方向のOF回数は相殺してカウントする。以下，図６に示す構成によって，F_pn及びN_cntを演算できることを示す。

「F_pn = 1」となるのは，「F_ovr = 1」が成り立ち，Δθ_nowが負のときである。これは，図８のケースAに相当し，Δθ_oldからΔθ_nowへの変化方向は，矢印j，kで表される。矢印方向が示す通り，ケースAのΔθは増加方向であり，逆にOF発生時のΔθが増加方向であるのは，ケースAに限られるから，議論を逆に追って「F_pn = 1」が成り立つ。

ゆえに，「F_pn = 1」とOF発生時にΔθが増加方向にあることは等価である。「F_pn = -1」の場合も同様である。N_cntは，図６に示す通り遅延素子7b4eを含むフィードバックによって，F_pnの積分値を計算することから，OFの累積回数をカウントできることは明らかである。以上より，図６に示す構成によって，F_pn及びN_cntを正しく演算できるといえる。

位相差補正部7b5は，N_cntに基づいて，拡張位相差Δθ_cを演算する。Δθ_cはΔθを±π [rad]を超えて計算可能とした変数であり，その挙動について図７Ｂに示すように，時刻taにおいて，Δθがπ [rad]を超えると，「F_ovr：0→1」，「F_pn：0→1」，「N_cnt：0→1」と変化する。

ここで，図６に示す通り，「Δθ_c = Δθ + 2π・N_cnt」であるから，Δθ_cはπ [rad]を超えて連続的に変化する。このΔθ_cが図６のPI制御部7b1に入力されることで，PLLの安定性は保たれ，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rを追従し続ける。やがて，図７Ｂの時刻tbにおいて，Δθ_cはπ [rad]を下回り，「F_ovr：0→1」，「F_pn：0→-1」，「N_cnt1→0」と変化する。tb以降では，「N_cnt = 0」であり，Δθ_cとΔθは一致し，ともにゼロに収束する。この結果，t₂において，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rに収束する。

以上のように位相OF検出部7b3，OF回数演算部7b4，位相差補正部7b5を備えることで，Δθが±π [rad]を超える場合にもインバータ周波数ω_invを駆動周波数ω_rに一致させることができる。これにより，以下の場合においてもトルクショックを防止できる。

（１）高効率化のためにモータ1が高速設計された場合。
（２）CPU負荷低減のためにPI制御部7b1の演算周期を長く設定し，PLLの安定性を保証するためにKP（比例ゲイン）及びKI（積分ゲイン）を低下させた場合。
（３）検出値i_uf，i_vf，i_wfの検出誤差あるいは量子化誤差などに起因するθ_iの誤差によるΔωを低減するためにKP及びKIを低下させた場合。

以上が実施例２による効果であり，これに必要な処理は以下のようにまとめられる。
・位相OF検出部7b3：θ_iとθ_PLLの差分であるΔθが±π [rad]をOFしたことを検出する。
・OF回数演算部7b4：N_cntをカウントする。
・位相差補正部7b5：N_cntと2π [rad]の積をΔθに加算する。

図９は，実施例３に係る負荷駆動システムの構成図である。実施例３に係る負荷駆動システムは，複数台のモータ1と，そのモータ1にそれぞれ接続された車輪9と，車輪摩耗量検出部10と，車両11と，を備え，架線12から受電する。車輪摩耗量検出部10は，複数台のモータ1に対応するインバータ周波数ω_inv1～ω_inv4を受信し，これらにばらつきがある場合には，特定の車輪9に摩耗が発生したと判断し，摩耗検知フラグF_wを出力する。以下，インバータ周波数ω_inv1～ω_inv4のばらつきから摩耗を検知できる理由について説明する。

車輪9の空転が発生しない限り，単位時間あたりの車輪9の転がり量は，全車輪で同じである。ゆえに，特定の車輪9のみ摩耗した場合には，その車輪9の回転速度は相対的に高くなり，その車輪9に接続されたモータ1のインバータ周波数ω_invj(j = 1～4)も相対的に高くなる。このため，インバータ周波数ω_invj(j = 1～4)のばらつきを検出することで，特定の車輪9に摩耗が発生したと判断できる。実施例３により，駆動周波数ω_rの検出部がない場合においても，特定の車輪9の摩耗を検知し，その保守間隔を延長することが可能となる。これにより，車両11の保守コストを低減することができる。

本発明の実施形態に係る負荷駆動システム（本システム）は，つぎのように総括できる。
［１］本システムは，インバータ2の負荷1としてモータ1を駆動する負荷駆動システムであり，インバータ2と，そのインバータ2のスイッチングを制御するインバータ制御回路8と，インバータ周波数演算回路7と，電流検出回路4と，周波数フィルタ（バンドパスフィルタ）5と，選択回路6と，を備える。

ロータに残留磁束があるモータ１は，レゾルバを備える代わりに，回転に伴う三相交流電流から回転速度を検出できる。本システムにおいて，フリーラン再起動時に，モータ１の惰行空転（鉄道を例示）に伴う駆動周波数ω_rを推定する。そのため，インバータ制御回路8は，インバータ出力を止めた状態で，モータ1の端子を短絡させることにより，惰行空転に伴ってモータ1から生じる三相交流電流i_u，i_v，i_wを得る。この短絡状態で，電流検出回路4は，モータ1の空転で生じる電流i_u，i_v，i_wに対する電流検出値i_uf，i_vf，i_wfを検出する。

モータ1の空転で生じる電流i_u，i_v，i_wには，残留磁束位相に応じたオフセットi_ofsが含まれる。周波数フィルタ5は，電流検出値i_uf，i_vf，i_wfを異なる通過帯域に振り分けて出力する。選択回路6は，振り分けられた周波数フィルタ5の出力を所望の通過帯域で選択することにより，オフセットi_ofsを除去する。所望の通過帯域とは，モータ１の駆動周波数ω_rを通過させるが，オフセットi_ofsを除去する周波数帯域をいう。

選択回路6は，周波数フィルタ5の通過帯域それぞれに応じた出力に基づいて，周波数フィルタ5の出力のうちの一つを選択出力i_us，i_vs，i_wsとして選択する。つまり，異なる複数の通過帯域を有する周波数フィルタ5から出力されうち，所望の通過帯域による選択出力i_us，i_vs，i_wsに基づいて，インバータ周波数演算回路7がインバータ周波数ω_invを演算して生成する。

このように，オフセットi_ofsの影響を除去するため，所望の通過帯域に選択された周波数フィルタ5の出力信号をインバータ周波数演算回路7に入力すれば，そこで生成されたインバータ周波数ω_invは，適切な駆動周波数ω_rに収束する。つまり，フリーラン再起動時に，モータ1の惰行空転に伴う駆動周波数ω_rに位相まで一致するように同期させたインバータ周波数ω_invが得られる。

この収束が完了したタイミングで，インバータ制御回路8によるPWM制御が開始されることで，モータ1のトルクを滑らかに立ち上げることができる。その結果，本システムは，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して正確に推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる。

［２］選択回路6は，異なる通過帯域に振り分けられた周波数フィルタ5の出力の中で，所定値以上であり，かつ最も高い周波数帯域を有する選択出力i_us，i_vs，i_wsを選択することが好ましい。モータ1駆動する駆動周波数ω_rとは無関係で，オフセットi_ofsに係るノイズには，低い周波数成分が含まれていることが多い。

また，本システムにおける周波数フィルタ5は，HPFの通過帯域の設定を高くするほど，オフセットi_ofsが除去され易く，選択回路6が選択した選択選択出力i_us，i_vs，i_wsから，オフセットi_ofsに係るノイズ成分が除去されて，モータ1を駆動する駆動周波数ω_rのみを効果的に生成できる。その結果，本システムは，より効果的にトルクショックを低減できる。

［３］周波数フィルタ5は，直流（DC）成分も含んで入力された電流検出値i_uf，i_vf，i_wfをフィルター機能を通さずにそのまま出力させる選択肢も有ると良い。モータ1が停止している場合，DC成分の電流検出値i_uf，i_vf，i_wfがインバータ周波数演算回路7に入力され，インバータ周波数ω_invはゼロに収束する。本システムは，このように選択回路6が，電流検出値を選択肢の一つとしてDC成分も含めることで，モータ1の停止を検知することも可能となる。

［４］インバータ周波数演算回路7は，選択出力i_us，i_vs，i_wsに基づいて電流位相θ_iを演算する電流位相演算部7aと，それにより演算された電流位相θ_iを入力とするPLL部7bと，を備えることが好ましい。ここで，電流位相θ_iの変化速度は，選択選択出力i_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。

PLL部7bでは，PI制御部7b1及び積分部7b2から構成されるPLLによって，位相差Δθ，インバータ周波数ω_inv，PLL出力位相θ_PLLが演算される。PLLの安定性によって，PLL出力位相θ_PLLは電流位相θ_iに同期するため，θ_PLLの変化速度すなわちインバータ周波数ω_invは，選択出力i_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。

本システムは，このようなPLL部7bを備えてPLL制御を採用すれば現実対応能力を高められる。例えば，実施された環境において，本システムは，ノイズが多くS/N比が劣化した場合は，PLL部7bに備わるKP（比例ゲイン）及びKI（積分ゲイン）を低下させて安定化させる。逆に，本システムは，ノイズが少なくS/N比が良好な場合は，KP及びKIを高めて応答性を向上させる。その結果，本システムは，より実用性を高めてトルクショックを低減できる。

［５］上述の実施例１として，図２に示したインバータ周波数演算回路7には，図６の位相OF検出部7b3がない。この場合，図７Ａに示すように，Δθが+π [rad]を超え，-π [rad]に不連続変化すると，正逆方向判別能力を欠いて，真の駆動周波数ω_rが捉えられなくなる不具合が生じる。その結果，インバータ周波数ω_invが駆動周波数ω_rに収束できないことがある。

そこで，実施例２として図６に示すように，上記［４］に記載の本システムにおいて，PLL部7bは，位相OF検出部7b3と，OF回数演算部7b4と，位相差補正部7b5と，を備えることが好ましい。位相OF検出部7b3では，Δθが±πを超える都度にF_ovrを正しく出力できる。OF回数演算部7b4は，OFの累積回数N_cntをカウントする。

位相差補正部7b5は，OFの累積回数N_cntに基づいて，拡張位相差Δθ_cを演算する。Δθ_cはΔθを±π [rad]を超えて計算可能とした変数であり，その挙動について図７Ｂに示すように，時刻taにおいて，Δθがπ [rad]を超えると，「F_ovr：0→1」，「F_pn：0→1」，「N_cnt：0→1」と変化する。ここで，図６に示す通り，「Δθ_c = Δθ + 2π・N_cnt」であるから，拡張位相差Δθ_cはπ [rad]を超えて連続的に変化する。

PLL部7bの各部の処理により，拡張位相差Δθ_cはπ [rad]を超えて連続的に変化し，位相差補正部7b5により，正逆方向判別能力が得られる。この位相差Δθ_cが図６のPI制御部7b1に入力されることで，PLLの安定性は保たれ，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rを追従し続ける。

その結果，図７Ｂの時刻t₂において，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rに収束する。これにより，KP（比例ゲイン）及びKI（積分ゲイン）を低下させて応答速度が遅くなった場合のほか，モータ1が高速のため，位相差Δθが±π [rad]がOFし易い場合にも，トルクショックを防止できる。なお，実際の電車等では，収束した時刻t₂から数秒，例えば2秒の余裕を持たせて，モータ1に給電開始する。

［６］本発明の実施例３に係る鉄道車両11は，上記［１］～［５］の何れかに記載の負荷駆動システムで駆動されるモータ1と，そのモータ1に接続された車輪9と，を備える。その結果，鉄道車両11は，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して正確に推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる。

［７］上記［６］に記載の鉄道車両11において，モータ1は複数台であり，それらモータ1それぞれに接続された車輪9と，モータ1それぞれに対応するインバータ周波数ω_invのばらつきから車輪9の摩耗量を検出する車輪摩耗量検出部10と，を備える。多軸の車輪9を複数のモータ1で駆動する鉄道車両11において，特定の車輪9のみ摩耗した場合には，その車輪9の回転速度は相対的に高くなり，その車輪9に接続されたモータ1のインバータ周波数ω_invj(j = 1～4)も相対的に高くなる。

このため，インバータ周波数ω_invj(j = 1～4)のばらつきを検出することで，特定の車輪9に摩耗が発生したとリアルタイムかつ継続的に監視して保守を実施するタイミングを適切に決定できる。その結果，駆動周波数ω_rの検出部がない場合においても，特定の車輪9の摩耗を検知し，その保守間隔を延長することが可能となる。その結果，車両11の保守コストを低減することができる。

1…モータ（負荷），2…インバータ，3…コンデンサ，4…電流検出回路，5…周波数フィルタ（バンドパスフィルタ，又はHPF群），5a…第１HPF，5b…第２HPF，5c…第３HPF，6…選択回路，7…インバータ周波数演算回路，7a…電流位相演算部，7a1…三相/二相変換部，7a2…逆正接関数，7b…PLL部，7b1…PI制御部，7b2…積分部，7b3…位相OF検出部（位相OF検出部），7b3a…遅延素子，7b3b…絶対値演算部，7b3c…絶対値演算部，7b3d…閾値演算部，7b3e…閾値演算部，7b3f…論理積部，7b4…OF回数演算部，7b4a…閾値演算部，7b4b…閾値演算部，7b4c…論理積部，7b4d…論理積部，7b4e…遅延素子，7b5…位相差補正部，8…インバータ制御回路，9…車輪，10…車輪摩耗量検出部，11…車両，12…架線，F_ovr…位相OF検出フラグ，F_w…摩耗検知フラグ，Δθ…位相差

Claims (14)

1. インバータと，
   該インバータのスイッチングを制御するインバータ制御回路と，
   を備え，
   前記インバータの負荷を駆動する負荷駆動システムであって，
   前記負荷を駆動する駆動周波数であるインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算回路と，
   前記負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と，
   前記検出された電流を入力とする複数の周波数フィルタと，
   前記複数の周波数フィルタの出力を選択する選択回路と，
   を備え，
   前記インバータ制御回路は，前記負荷の端子を短絡させ，
   前記選択回路は，前記複数の周波数フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づいて，前記複数の周波数フィルタの一つの出力を選択し，
   前記インバータ周波数演算回路は，当該選択された選択出力に基づいて前記インバータ周波数を演算する，
   負荷駆動システム。
2. 前記選択回路は，異なる通過帯域に振り分けられた前記周波数フィルタの出力の中で，所定値以上であり，かつ最も高い周波数帯域を有する選択出力を選択する，
   請求項１に記載の負荷駆動システム。
3. 前記周波数フィルタは，直流成分も含んで入力された電流検出値をそのまま出力させる選択肢を有する，
   請求項１に記載の負荷駆動システム。
4. 前記インバータ周波数演算回路は，前記選択出力に基づいて電流位相を演算する電流位相演算部と，前記電流位相を入力とするPLL部と，を備える，
   請求項１に記載の負荷駆動システム。
5. 前記PLL部は，前記電流位相と前記PLL部によるPLL出力位相との位相差が±π [rad]をオーバーフローしたことを検出する位相オーバーフロー検出部と，前記オーバーフローの回数をカウントするオーバーフロー回数演算部と，前記オーバーフローの回数と2π [rad]の積を前記位相差に加算する位相差補正部と，を備える，
   請求項４に記載の負荷駆動システム。
6. 請求項１～５の何れか１項に記載の負荷駆動システムで駆動されるモータと，該モータに接続された車輪と，を備える鉄道車両。
7. 前記モータは複数台であり，前記モータそれぞれに接続された車輪と，前記モータそれぞれに対応する前記インバータ周波数のばらつきから前記車輪の摩耗量を検出する車輪摩耗量検出部と，
   を備える請求項６に記載の鉄道車両。
8. インバータ制御回路でスイッチング制御されるインバータが負荷としての負荷を駆動する負荷駆動方法において，
   周波数フィルタは，前記負荷に流れる電流が検出された電流検出値を異なる通過帯域に振り分けて出力し，
   前記インバータ制御回路は，
   前記負荷の端子を短絡させ，
   前記通過帯域それぞれに応じた出力に基づいて，前記周波数フィルタの出力のうちの一つを選択出力として選択回路に選択させ，
   該選択出力に基づいてインバータ周波数演算回路に演算させた前記インバータのインバータ周波数を前記負荷の駆動周波数とする，
   負荷駆動方法。
9. 前記選択回路は，前記周波数フィルタの出力が所定値以上となる出力の中で，最も高い帯域を有する周波数フィルタの出力を選択出力として選択する，
   請求項８に記載の負荷駆動方法。
10. 前記周波数フィルタを実質的に短絡し，直流成分も含んで入力された電流検出値をそのまま出力させるように処理する，
    請求項８に記載の負荷駆動方法。
11. 前記インバータ周波数演算回路は，位相演算部に前記選択出力に基づいて電流位相を演算させ，PLL部に前記電流位相を入力する，
    請求項８に記載の負荷駆動方法。
12. 前記PLL部はつぎの処理を実行する，
    前記電流位相と前記PLL部によるPLL出力位相との位相差が，±π [rad]をオーバーフローしたことを位相オーバーフロー検出部に検出させ，
    前記オーバーフローの回数をオーバーフロー回数演算部にカウントさせ，
    前記オーバーフローの回数と2π [rad]の積を前記位相差とを位相差補正部に加算させる，
    請求項１１に記載の負荷駆動方法。
13. 請求項８～１２の何れか１項に記載の負荷駆動方法で車輪に接続されたモータを駆動して走行させる鉄道車両の運用方法。
14. 複数台の前記モータそれぞれに接続された車輪と，前記モータそれぞれに対応する前記インバータ周波数と，のばらつきから前記車輪の摩耗量を検出する，
    請求項１３に記載の鉄道車両の運用方法。
    

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