JP7510239B2 - Power Conversion Equipment - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。 An embodiment of the present invention relates to a power conversion device.
複数の変換器を直列に接続した電力変換装置がある。各変換器は、ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、一対のスイッチング素子に対して並列に接続された電荷蓄積素子と、を有する。このような電力変換装置において、各スイッチング素子や電荷蓄積素子などの各変換器の用品の容量を低減できるようにすることが望まれる。 There is a power conversion device in which multiple converters are connected in series. Each converter has a pair of switching elements connected in a half-bridge configuration, and a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements. In such a power conversion device, it is desirable to be able to reduce the capacity of each converter's components, such as each switching element and charge storage element.
本発明の実施形態は、直列に接続された複数の変換器の用品の容量を低減できる電力変換装置を提供する。 An embodiment of the present invention provides a power conversion device that can reduce the equipment capacity of multiple converters connected in series.
本発明の実施形態によれば、直列に接続された複数の変換器を有し、前記複数の変換器の動作により、交流電力から直流電力への変換及び直流電力から交流電力への変換の少なくとも一方の電力変換を行う主回路部と、前記主回路部の動作を制御する制御装置と、を備え、前記複数の変換器のそれぞれは、ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、を有し、前記制御装置は、前記主回路部に前記電力変換を行わせるとともに、前記交流電力の周波数の基本波電流成分に、前記交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御する電力変換装置が提供される。 According to an embodiment of the present invention, a power conversion device is provided that includes a main circuit unit having a plurality of converters connected in series, and performing at least one of power conversion from AC power to DC power and conversion from DC power to AC power by the operation of the plurality of converters, and a control device that controls the operation of the main circuit unit, and each of the plurality of converters has a pair of switching elements connected in half bridge connection and a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements, and the control device causes the main circuit unit to perform the power conversion and controls the switching of the pair of switching elements of each of the plurality of converters so as to pass a current in which a fundamental current component of the frequency of the AC power is superimposed on a second harmonic current component having a frequency twice that of the AC power through the plurality of converters.
直列に接続された複数の変換器の用品の容量を低減できる電力変換装置が提供される。 A power conversion device is provided that can reduce the equipment capacity of multiple converters connected in series.
以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
Each embodiment will be described below with reference to the drawings.
The drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the size ratio between parts, etc. are not necessarily the same as in reality. Even when the same part is shown, the dimensions and ratios of each part may be different depending on the drawing.
In this specification and each drawing, elements similar to those described above with reference to the previous drawings are given the same reference numerals and detailed descriptions thereof will be omitted as appropriate.
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、電力変換装置１０は、主回路部１２と、制御装置１４と、を備える。電力変換装置１０は、例えば、直流送電システムに用いられる。電力変換装置１０は、直流送電システムにおいて、交流電力系統２及び一対の直流送電線３、４に接続される。
First Embodiment
FIG. 1 is a block diagram illustrating a power conversion device according to a first embodiment.
1 , the
直流送電システムは、例えば、変圧器６を有する。電力変換装置１０の主回路部１２は、変圧器６を介して交流電力系統２に接続される。交流電力系統２の交流電力は、三相交流電力である。より詳しくは、対称三相交流電力である。変圧器６は、交流電力系統２の三相交流電力を主回路部１２に対応した交流電力に変換する。変圧器６は、三相変圧器である。変圧器６は、必要に応じて設けられ、省略可能である。主回路部１２には、交流電力系統２の三相交流電力を直接供給してもよい。
The DC transmission system has, for example, a
電力変換装置１０は、交流電力系統２から供給された三相交流電力を直流電力に変換し、変換後の直流電力を直流送電線３、４に供給する。また、電力変換装置１０は、直流送電線３、４から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、変換後の三相交流電力を交流電力系統２に供給する。このように、電力変換装置１０は、交流から直流への交直変換、及び、直流から交流への交直変換を行う。
The
例えば、直流送電線３は、直流電力の高圧側の送電線であり、直流送電線４は、直流電力の低圧側の送電線である。電力変換装置１０は、直流送電線３側が高圧、直流送電線４側が低圧となるように、変換後の直流電力を直流送電線３、４に出力する。
For example,
主回路部１２は、交流電力系統２と各直流送電線３、４との間に設けられる。主回路部１２は、三相交流電力から直流電力への変換、及び、直流電力から三相交流電力への変換を行う。主回路部１２は、例えば、直列に接続された複数の変換器を有するマルチレベル電力変換器である。主回路部１２は、例えば、ＭＭＣ（Modular Multilevel Converter）型の電力変換器である。ＭＭＣ型の主回路部１２は、直列に接続された複数の変換器を有する。各変換器は、ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、を有する。主回路部１２は、複数の変換器の動作により、電力の変換を行う。主回路部１２は、例えば、複数の変換器の各スイッチング素子のスイッチングにより、交直変換を行う。
The
制御装置１４は、主回路部１２に接続されている。制御装置１４は、各スイッチング素子のオン・オフを制御することにより、主回路部１２による三相交流電力から直流電力への変換、及び、直流電力から三相交流電力への変換を制御する。
The
主回路部１２は、第１及び第２の一対の直流端子２０ａ、２０ｂと、第１～第３の３つの交流端子２１ａ～２１ｃと、第１～第６の６つのアーム部２２ａ～２２ｆと、リアクトル２３ａ～２３ｆと、電流検出器２４ａ～２４ｆと、を有する。
The
第１直流端子２０ａは、高圧側の直流送電線３に接続される。第２直流端子２０ｂは、低圧側の直流送電線４に接続される。これにより、主回路部１２によって変換された直流電力が直流送電線３、４に供給されるとともに、直流送電線３、４から供給された直流電力が主回路部１２に入力される。
The
第１アーム部２２ａは、第１直流端子２０ａとリアクトル２３ａとの間に接続される。リアクトル２３ａは、第1アーム部２２ａと交流出力端子２１ａとの間に接続される。リアクトル２３ｂは、交流出力端子２１ａと第２アーム部２２ｂとの間に接続される。第２アーム部２２ｂは、リアクトル２３ｂと第２直流端子２０ｂとの間に接続される。第１アーム部２２ａ、リアクトル２３ａ、リアクトル２３ｂ、及び第２アーム部２２ｂは、各直流端子２０ａ、２０ｂの間に直列に接続される。
The
第３アーム部２２ｃは、第１直流端子２０ａとリアクトル２３ｃとの間に接続される。リアクトル２３ｃは、第３アーム部２２ｃと交流出力端子２１ｂとの間に接続される。リアクトル２３ｄは、交流出力端子２１ｂと第４アーム部２２ｄとの間に接続される。第４アーム部２２ｄは、リアクトル２３ｄと第２直流端子２０ｂとの間に接続される。第３アーム部２２ｃ、リアクトル２３ｃ、リアクトル２３ｄ、及び第４アーム部２２ｄは、各直流端子２０ａ、２０ｂの間に直列に接続される。第３アーム部２２ｃ、リアクトル２３ｃ、リアクトル２３ｄ、及び第４アーム部２２ｄは、第１アーム部２２ａ、リアクトル２３ａ、リアクトル２３ｂ、及び第２アーム部２２ｂに対して並列に接続される。
The
第５アーム部２２ｅは、第１直流端子２０ａとリアクトル２３ｅとの間に接続される。リアクトル２３ｅは、第５アーム部２２ｅと交流出力端子２１ｃとの間に接続される。リアクトル２３ｆは、交流出力端子２１ｃと第６アーム部２２ｆとの間に接続される。第６アーム部２２ｆは、リアクトル２３ｆと第２直流端子２０ｂとの間に接続される。第５アーム部２２ｅ、リアクトル２３ｅ、リアクトル２３ｆ、及び第６アーム部２２ｆは、各直流端子２０ａ、２０ｂの間に直列に接続される。すなわち、第５アーム部２２ｅ、リアクトル２３ｅ、リアクトル２３ｆ、及び第６アーム部２２ｆは、第１アーム部２２ａ、リアクトル２３ａ、リアクトル２３ｂ、及び第２アーム部２２ｂに対して並列に接続されるとともに、第３アーム部２２ｃ、リアクトル２３ｃ、リアクトル２３ｄ、及び第４アーム部２２ｄに対して並列に接続される。
The
主回路部１２では、第１アーム部２２ａ、リアクトル２３ａ、リアクトル２３ｂ、及び第２アーム部２２ｂによって第１レグＬＧ１が構成され、第３アーム部２２ｃ、リアクトル２３ｃ、リアクトル２３ｄ、及び第４アーム部２２ｄによって第２レグＬＧ２が構成され、第５アーム部２２ｅ、リアクトル２３ｅ、リアクトル２３ｆ、及び第６アーム部２２ｆによって第３レグＬＧ３が構成される。すなわち、この例において、主回路部１２は、３レグ、６アームの三相インバータである。第１アーム部２２ａ、第３アーム部２２ｃ及び第５アーム部２２ｅは、上側アームである。第２アーム部２２ｂ、第４アーム部２２ｄ及び第６アーム部２２ｆは、下側アームである。このように、主回路部１２は、複数のスイッチング素子によって構成される複数のアーム部及び複数のレグを有する。主回路部１２は、例えば、２レグ、４アームの単相インバータなどでもよい。アーム部及びレグの数は、上記に限ることなく、任意の数でよい。なお、各リアクトル２３ａ～２３ｆは、変圧器に置き換えてもよい。
In the
第１アーム部２２ａは、直列に接続された複数の変換器ＵＰ１、ＵＰ２…ＵＰＭ１を有する。第２アーム部２２ｂは、直列に接続された複数の変換器ＵＮ１、ＵＮ２…ＵＮＭ２を有する。第３アーム部２２ｃは、直列に接続された複数の変換器ＶＰ１、ＶＰ２…ＶＰＭ３を有する。第４アーム部２２ｄは、直列に接続された複数の変換器ＶＮ１、ＶＮ２…ＶＮＭ４を有する。第５アーム部２２ｅは、直列に接続された複数の変換器ＷＰ１、ＷＰ２…ＷＰＭ５を有する。第６アーム部２２ｆは、直列に接続された複数の変換器ＷＮ１、ＷＮ２…ＷＮＭ６を有する。
The
但し、以下では、各変換器ＵＰ１、ＵＰ２…ＵＰＭ１、ＵＮ１、ＵＮ２…ＵＮＭ２、ＶＰ１、ＶＰ２…ＶＰＭ３、ＶＮ１、ＶＮ２…ＶＮＭ４、ＷＰ１、ＷＰ２…ＷＰＭ５、ＷＮ１、ＷＮ２…ＷＮＭ６をまとめて呼称する場合に、「変換器ＣＥＬＬ」と称す。 However, in the following, when referring to each converter UP1, UP2... UPM1 , UN1, UN2... UNM2 , VP1, VP2... VPM3 , VN1, VN2... VNM4 , WP1, WP2... WPM5 , and WN1, WN2... WNM6 collectively, they will be referred to as "converter CELL".
各アーム部２２ａ～２２ｆにおいて、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６は、直列接続された変換器ＣＥＬＬの台数を表す。各アーム部２２ａ～２２ｆにおいて、直列接続される変換器ＣＥＬＬの台数は、例えば、１００台～１２０台程度である。但し、直列接続される変換器ＣＥＬＬの台数は、これに限ることなく、任意の台数でよい。
In each of the
各アーム部２２ａ～２２ｆに設けられる変換器ＣＥＬＬの台数は、実質的に同じである。例えば、多数の各変換器ＣＥＬＬが接続される場合には、主回路部１２の動作に影響のない範囲において、各アーム部２２ａ～２２ｆに設けられる変換器ＣＥＬＬの台数が異なってもよい。例えば、１つのアーム部に１００台の変換器ＣＥＬＬを直列に接続する場合、別のアーム部に設ける変換器ＣＥＬＬの台数は、１～２台異なってもよい。
The number of converter cells provided in each
電流検出器２４ａは、第１アーム部２２ａに流れる電流を検出する。すなわち、電流検出器２４ａは、第１アーム部２２ａのアーム電流を検出する。電流検出器２４ａは、図示を省略した配線などを介して制御装置１４に接続されている。電流検出器２４ａは、検出した第１アーム部２２ａの電流値を制御装置１４に入力する。これにより、制御装置１４には、第１アーム部２２ａの電流値が入力される。
The
以下同様に、電流検出器２４ｂは、第２アーム部２２ｂに流れる電流を検出し、検出した電流値を制御装置１４に入力する。電流検出器２４ｃは、第３アーム部２２ｃに流れる電流を検出し、検出した電流値を制御装置１４に入力する。電流検出器２４ｄは、第４アーム部２２ｄに流れる電流を検出し、検出した電流値を制御装置１４に入力する。電流検出器２４ｅは、第５アーム部２２ｅに流れる電流を検出し、検出した電流値を制御装置１４に入力する。電流検出器２４ｆは、第６アーム部２２ｆに流れる電流を検出し、検出した電流値を制御装置１４に入力する。
Similarly,
電力変換装置１０は、電圧検出部２５と、電流検出部２６と、電圧検出部２７と、をさらに有する。電圧検出部２５は、交流電力系統２の各相の交流電圧（相電圧）を検出し、検出値を制御装置１４に入力する。電圧検出部２５は、変圧器６の一次側に設けてもよいし、二次側に設けてもよい。
The
電流検出部２６は、交流電力系統２の各相の交流電流（線電流）を検出し、検出値を制御装置１４に入力する。電流検出部２６は、変圧器６の一次側に設けてもよいし、二次側に設けてもよい。
The
電圧検出部２７は、主回路部１２の第１直流端子２０ａと第２直流端子２０ｂとの間の直流電圧を検出する。換言すれば、電圧検出部２７は、一対の直流送電線３、４の間の直流電圧を検出する。電圧検出部２７は、直流電圧の検出値を制御装置１４に入力する。
The
主回路部１２では、リアクトル２３ａとリアクトル２３ｂとの接続点、リアクトル２３ｃとリアクトル２３ｄとの接続点、及び、リアクトル２３ｅとリアクトル２３ｆとの接続点のそれぞれが、交流出力点となる。
In the
第１交流端子２１ａは、リアクトル２３ａとリアクトル２３ｂとの接続点に接続される。第２交流端子２１ｂは、リアクトル２３ｃとリアクトル２３ｄとの接続点に接続される。第３交流端子２１ｃは、リアクトル２３ｅとリアクトル２３ｆとの接続点に接続される。各交流端子２１ａ～２１ｃは、例えば、変圧器６に接続される。
The
第１交流端子２１ａは、三相交流電力の交流電力系統２の１つの相に対応する。第２交流端子２１ｂは、三相交流電力の交流電力系統２の第１交流端子２１ａに対応する相と異なる１つの相に対応する。第３交流端子２１ｃは、三相交流電力の交流電力系統２の第１交流端子２１ａ及び第２交流端子２１ｂに対応する相と異なる１つの相に対応する。
The
以下では、第１交流端子２１ａに対応する交流電力系統２の相を便宜的にＵ相と称す。第２交流端子２１ｂに対応する交流電力系統２の相を便宜的にＶ相と称す。第３交流端子２１ｃに対応する交流電力系統２の相を便宜的にＷ相と称す。
In the following, the phase of the
各変換器ＣＥＬＬは、例えば、信号線２８を介して制御装置１４と接続される。制御装置１４は、信号線２８を介して変換器ＣＥＬＬに制御信号を入力することにより、変換器ＣＥＬＬの動作を制御する。また、変換器ＣＥＬＬは、例えば、変換器ＣＥＬＬの制御及び動作保護に関する制御信号や保護信号を図示されていない別の信号線を介して制御装置１４に入力する。なお、制御装置１４と各変換器ＣＥＬＬとの間の通信方式は、上記に限定されるものではない。例えば、直列に接続された複数の変換器ＣＥＬＬをデイジーチェーン接続し、制御装置１４は、デイジーチェーン接続された一端の変換器ＣＥＬＬ及び他端の変換器ＣＥＬＬのみと通信を行ってもよい。制御装置１４と各変換器ＣＥＬＬとの間の通信方式は、制御装置１４と各変換器ＣＥＬＬとの間で適切に通信を行うことができる任意の通信方式でよい。
Each converter cell is connected to the
図２は、変換器を模式的に表すブロック図である。
図２に表したように、変換器ＣＥＬＬは、一対のスイッチング素子４１、４２と、一対の整流素子５１、５２と、一対の駆動回路６１、６２と、一対の接続端子７１、７２と、電荷蓄積素子７４と、制御回路８０と、を有する。
FIG. 2 is a block diagram that illustrates a schematic representation of a converter.
As shown in FIG. 2, the converter CELL has a pair of switching
各スイッチング素子４１、４２は、一対の主端子と、制御端子と、を有する。制御端子は、一対の主端子間に流れる電流を制御する。各スイッチング素子４１、４２には、例えば、ＩＧＢＴなどの自己消弧素子が用いられる。一対の主端子は、例えば、エミッタ及びコレクタであり、制御端子は、例えば、ゲートである。
Each switching
各スイッチング素子４１、４２は、一対の主端子間に電流を流せるようにするオン状態と、一対の主端子間に流れる電流を遮断するオフ状態と、を切り替える。オフ状態は、一対の主端子間に完全に電流が流れない状態に限ることなく、例えば、変換器ＣＥＬＬの動作に影響の無い程度の微弱な電流が一対の主端子間に流れる状態でもよい。オフ状態は、換言すれば、一対の主端子間に流れる電流を十分に小さくした状態である。
Each switching
各スイッチング素子４１、４２には、例えば、ノーマリオフ型の半導体素子が用いられる。各スイッチング素子４１、４２は、制御端子の電圧が高い状態においてオン状態となり、制御端子の電圧が低い状態においてオフ状態となる。各スイッチング素子４１、４２は、制御端子の電圧がオン状態よりも低い状態において、オフ状態となる。各スイッチング素子４１、４２は、例えば、制御端子に正電圧を印加した際にオン状態となり、制御端子の電圧を０Ｖに設定した際又は制御端子に負電圧を印加した際にオフ状態となる。
Each of the switching
スイッチング素子４２の一対の主端子は、スイッチング素子４１の一対の主端子に対して直列に接続される。変換器ＣＥＬＬは、直列に接続された一対のスイッチング素子４１、４２を有する。変換器ＣＥＬＬは、ハーフブリッジ構成の変換器である。
The pair of main terminals of the switching element 42 is connected in series to the pair of main terminals of the switching
整流素子５１は、スイッチング素子４１の一対の主端子に対して逆並列に接続されている。整流素子５１の順方向は、スイッチング素子４１の一対の主端子間に流れる電流の向きに対して逆向きである。同様に、整流素子５２は、スイッチング素子４２の一対の主端子に対して逆並列に接続されている。整流素子５１、５２は、いわゆる還流ダイオードである。
The
接続端子７１は、スイッチング素子４１とスイッチング素子４２との間に接続される。接続端子７２は、スイッチング素子４１のスイッチング素子４２に接続された主端子と反対側の主端子に接続される。
The
同一アーム部内の複数の変換器ＣＥＬＬは、一対の接続端子７１、７２を介して直列に接続される。変換器ＣＥＬＬに対する電力の供給は、各接続端子７１、７２を介して行われる。スイッチング素子４１は、いわゆるローサイドスイッチであり、スイッチング素子４２は、いわゆるハイサイドスイッチである。
Multiple converter cells in the same arm are connected in series via a pair of
制御回路８０は、信号線２８を介して制御装置１４に接続されている。制御装置１４は、各スイッチング素子４１、４２のオン・オフを制御するための制御信号を信号線２８を介して制御回路８０に送信する。制御回路８０は、入力された制御信号に基づいて、各スイッチング素子４１、４２のオン・オフを切り替えるための駆動信号を駆動回路６１、６２に入力する。
The
駆動回路６１は、スイッチング素子４１の制御端子に接続されている。駆動回路６２は、スイッチング素子４２の制御端子に接続されている。駆動回路６１、６２は、制御回路８０から入力された駆動信号に基づいて、各スイッチング素子４１、４２のオン・オフを切り替える。これにより、制御装置１４からの制御信号に応じて、各スイッチング素子４１、４２のオン・オフが制御される。制御装置１４は、各変換器ＣＥＬＬ毎に制御信号を生成し、各変換器ＣＥＬＬのそれぞれの各スイッチング素子４１、４２のオン・オフを制御する。これにより、制御装置１４は、主回路部１２による電力の変換を制御する。
The
なお、駆動回路６１、６２及び制御回路８０の構成は、上記に限ることなく、各スイッチング素子４１、４２のオン・オフを制御可能な任意の構成でよい。例えば、制御装置１４からの制御信号を駆動回路６１、６２に直接的に入力してもよい。この場合、制御回路８０は、省略可能である。
The configuration of the
電荷蓄積素子７４は、スイッチング素子４１及びスイッチング素子４２に対して並列に接続される。電荷蓄積素子７４は、例えば、コンデンサである。制御回路８０は、例えば、電荷蓄積素子７４の電圧を測定し、測定した電荷蓄積素子７４の電圧値を制御装置１４に送信する。
The
スイッチング素子４１がオフ状態で、スイッチング素子４２がオン状態の時には、電荷蓄積素子７４の電圧が各接続端子７１、７２間に現れる。スイッチング素子４１がオン状態で、スイッチング素子４２がオフ状態の時には、各接続端子７１、７２間が導通し、各接続端子７１、７２間の電圧は、実質的にゼロになる。
When the switching
このように、変換器ＣＥＬＬは、制御装置１４からの制御信号に基づく各スイッチング素子４１、４２のスイッチングにより、電荷蓄積素子７４の電圧を各接続端子７１、７２間に出力する出力状態と、各接続端子７１、７２間を導通させたバイパス状態と、各スイッチング素子４１、４２をオフ状態とした停止状態と、を切り替える。
In this way, the converter CELL switches between an output state in which the voltage of the
各アーム部２２ａ～２２ｆにおいては、出力状態となった変換器ＣＥＬＬの合計の電圧が、各アーム部２２ａ～２２ｆの電圧となる。主回路部１２及び制御装置１４は、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの台数を制御することにより、マルチレベルの電力変換を行う。
In each
各スイッチング素子４１、４２がともにオフ状態の時（変換器ＣＥＬＬが停止状態の時）には、アーム電流の向きによって各接続端子７１、７２間の電圧が決まる。例えば、接続端子７２から接続端子７１に向かう向きにアーム電流が流れている時には、整流素子５１がオンし、各接続端子７１、７２間の電圧は、実質的にゼロになる。反対に、接続端子７１から接続端子７２に向かう向きにアーム電流が流れている時には、整流素子５２がオンし、電荷蓄積素子７４が充電され、各接続端子７１、７２間には、電荷蓄積素子７４の電圧が現れる。
When both switching
図３は、第１の実施形態に係る制御装置を模式的に表すブロック図である。
図３に表したように、制御装置１４は、位相検出回路１００と、ｄｑ変換回路１０２と、交流電流指令値作成回路１０４と、減算器１０６、１０８と、制御関数演算器１１０、１１２と、ｄｑ逆変換回路１１４と、第２調波振幅作成回路１１６と、第２調波位相作成回路１１８と、係数演算器１２０と、余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６と、減算器１２８、１３０、１３２と、係数演算器１３４と、減算器１３６と、加算器１３８と、減算器１４０と、加算器１４２と、減算器１４４と、加算器１４６と、変換器選択回路１４８、１５０、１５２、１５４、１５６、１５８と、を有する。
FIG. 3 is a block diagram illustrating the control device according to the first embodiment.
As shown in FIG. 3, the
制御装置１４は、電圧検出部２５から入力された交流電力系統２の交流電圧フィードバック信号Ｖｕｆｂ、Ｖｖｆｂ、Ｖｗｆｂを位相検出回路１００に入力する。位相検出回路１００は、入力された交流電圧フィードバック信号Ｖｕｆｂ、Ｖｖｆｂ、Ｖｗｆｂを基に、交流電力系統２の交流電圧に同期した位相信号θ（ωｔ）を演算する。位相検出回路１００は、例えば、ＰＬＬ（Phase-Locked-Loop）の演算を用いることにより、交流電圧フィードバック信号Ｖｕｆｂ、Ｖｖｆｂ、Ｖｗｆｂから位相信号θ（ωｔ）を演算する。
The
制御装置１４は、電流検出部２６から入力された交流電力系統２の交流電流フィードバック信号Ｉｕｆｂ、Ｉｖｆｂ、Ｉｗｆｂをｄｑ変換回路１０２に入力する。位相検出回路１００は、演算した位相信号θをｄｑ変換回路１０２に入力する。
The
ｄｑ変換回路１０２は、三相の交流電流フィードバック信号Ｉｕｆｂ、Ｉｖｆｂ、Ｉｗｆｂを二相の電流信号に変換する。また、ｄｑ変換回路１０２は、変換後の二相の電流信号に対し、位相信号θを用いてｄｑ変換を行うことにより、交流電圧と平行なｐ軸成分の電流信号Ｉｐ（有効分）と、交流電圧に対して垂直なｑ軸成分の電流信号Ｉｑ（無効分）と、を直流信号として演算する。
The
制御装置１４は、出力したい交流電流の振幅指令値Ｉａｃと、位相指令値φと、を交流電流指令値作成回路１０４に入力する。振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φは、予め制御装置１４に設定してもよいし、制御装置１４に設けられた操作部などを介して入力できるようにしてもよいし、ネットワークを介して上位のコントローラなどの外部機器から制御装置１４に入力してもよい。制御装置１４及び交流電流指令値作成回路１０４に対する振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φの入力方法は、振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φを適切に入力可能な任意の方法でよい。
The
交流電流指令値作成回路１０４は、入力された振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φからｐ軸の電流基準Ｉｐｒｅｆと、ｑ軸の電流基準Ｉｑｒｅｆと、を演算する。交流電流指令値作成回路１０４は、例えば、次の計算により、ｐ軸の電流基準Ｉｐｒｅｆと、ｑ軸の電流基準Ｉｑｒｅｆと、を演算する。
Ｉｐｒｅｆ＝Ｉａｃ×ｃｏｓφ
Ｉｑｒｅｆ＝Ｉａｃ×ｓｉｎφ
The AC current command
Ipref=Iac×cosφ
Iqref=Iac×sinφ
ｄｑ変換回路１０２は、演算したｐ軸成分の電流信号Ｉｐを減算器１０６に入力する。交流電流指令値作成回路１０４は、演算したｐ軸の電流基準Ｉｐｒｅｆを減算器１０６に入力する。減算器１０６は、フィードバック信号から求めたｐ軸成分の電流信号Ｉｐと、ｐ軸の電流基準Ｉｐｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器１０６は、演算した誤差を制御関数演算器１１０に入力する。
The
ｄｑ変換回路１０２は、演算したｑ軸成分の電流信号Ｉｑを減算器１０８に入力する。交流電流指令値作成回路１０４は、演算したｑ軸の電流基準Ｉｑｒｅｆを減算器１０８に入力する。減算器１０８は、フィードバック信号から求めたｑ軸成分の電流信号Ｉｑと、ｑ軸の電流基準Ｉｑｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器１０８は、演算した誤差を制御関数演算器１１２に入力する。
The
制御関数演算器１１０は、入力された誤差を基に、ｐ軸成分の電流信号Ｉｐをｐ軸の電流基準Ｉｐｒｅｆに近付けるためのｐ軸の電圧基準Ｖｐｒｅｆを演算する。制御関数演算器１１０は、例えば、比例積分の演算により、入力された誤差からｐ軸の電圧基準Ｖｐｒｅｆを演算する。換言すれば、制御関数演算器１１０は、例えば、誤差増幅により、入力された誤差からｐ軸の電圧基準Ｖｐｒｅｆを演算する。制御関数演算器１１０による電圧基準Ｖｐｒｅｆの演算方法は、例えば、比例演算や比例積分微分の演算などでもよい。制御関数演算器１１０による電圧基準Ｖｐｒｅｆの演算方法は、誤差を基に電圧基準Ｖｐｒｅｆを適切に演算することができる任意の方法でよい。
The
制御関数演算器１１２は、入力された誤差を基に、ｑ軸成分の電流信号Ｉｑをｑ軸の電流基準Ｉｑｒｅｆに近付けるためのｑ軸の電圧基準Ｖｑｒｅｆを演算する。制御関数演算器１１２は、例えば、比例積分の演算により、入力された誤差からｑ軸の電圧基準Ｖｑｒｅｆを演算する。制御関数演算器１１０と同様に、制御関数演算器１１２による電圧基準Ｖｑｒｅｆの演算方法は、誤差を基に電圧基準Ｖｑｒｅｆを適切に演算することができる任意の方法でよい。
The
位相検出回路１００は、演算した位相信号θをｄｑ変換回路１０２に入力するとともに、ｄｑ逆変換回路１１４にも入力する。制御関数演算器１１０は、演算したｐ軸の電圧基準Ｖｐｒｅｆをｄｑ逆変換回路１１４に入力する。制御関数演算器１１２は、演算したｑ軸の電圧基準Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換回路１１４に入力する。
The
ｄｑ逆変換回路１１４は、入力されたｐ軸の電圧基準Ｖｐｒｅｆ及びｑ軸の電圧基準Ｖｑｒｅｆに対し、位相信号θを用いてｄｑ逆変換を行うことにより、三相のそれぞれの瞬時値の交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆを演算する。
The dq
制御装置１４は、出力したい交流電流の振幅指令値Ｉａｃを第２調波振幅作成回路１１６に入力する。第２調波振幅作成回路１１６は、入力された振幅指令値Ｉａｃを基に、交流電力系統２の交流電流の２倍の周波数を有する第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐを演算する。
The
第２調波振幅作成回路１１６は、例えば、振幅指令値Ｉａｃに対して所定の係数を乗算することにより、振幅指令値Ｉａｃから第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐを演算する。制御装置１４は、第２調波電流成分の振幅を、基本波電流成分の振幅に対し、単調増加関数とする。第２調波振幅作成回路１１６による振幅指令値Ｉ２ｐの演算方法は、例えば、振幅指令値Ｉａｃに応じて係数を変化させる非線形の演算方法などでもよい。第２調波振幅作成回路１１６による振幅指令値Ｉ２ｐの演算方法は、振幅指令値Ｉａｃから第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐを適切に演算することができる任意の方法でよい。
The second harmonic
制御装置１４は、出力したい交流電流の位相指令値φを第２調波位相作成回路１１８に入力する。第２調波位相作成回路１１８は、入力された位相指令値φを基に、交流電力系統２の交流電流の２倍の周波数を有する第２調波の位相指令値φ２を演算する。第２調波位相作成回路１１８は、例えば、位相指令値φに対して所定の係数を乗算することにより、位相指令値φから第２調波の位相指令値φ２を演算する。第２調波位相作成回路１１８は、例えば、１に近い係数を位相指令値φに乗算したものにバイアスを加えるような演算をして、第２調波の位相指令値φ２を得てもよい。第２調波位相作成回路１１８による位相指令値φ２の演算方法は、位相指令値φから第２調波の位相指令値φ２を適切に演算することができる任意の方法でよい。
The
係数演算器１２０は、位相検出回路１００によって演算された位相信号θに係数２を乗算することにより、位相信号θの２倍の角周波数２ωｔを演算する。
The
第２調波振幅作成回路１１６は、演算した振幅指令値Ｉ２ｐを余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６に入力する。第２調波位相作成回路１１８は、演算した位相指令値φ２を余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６に入力する。係数演算器１２０は、演算した角周波数２ωｔを余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６に入力する。
The second harmonic
余弦信号発生回路１２２は、入力された振幅指令値Ｉ２ｐ、位相指令値φ２、及び角周波数２ωｔを基に、第２調波電流を主回路部１２に流すための第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを演算する。
The cosine
例えば、Ｕ相の上側アームである第１アーム部２２ａのリアクトル２３ａの両端に現れる第２調波成分の電圧ΔＶ２は、次の（１）式で表すことができる。なお、（１）式において、Ｌは、リアクトル２３ａのインダクタンスであり、Ｉｕｐは、第１アーム部２２ａに流れるアーム電流である。
For example, the voltage ΔV2 of the second harmonic component appearing across the
（１）式で表したように、第２調波成分の電圧ΔＶ２は、振幅指令値Ｉ２ｐ、位相指令値φ２、及び角周波数２ωｔを余弦波関数に入力して演算した余弦波に、２倍の角周波数２ω及びリアクトル２３ａのインダクタンスＬを乗算することによって演算することができる。Ｕ相の下側アームである第２アーム部２２ｂのリアクトル２３ｂの両端に現れる第２調波成分の電圧も同様に演算することができる。余弦信号発生回路１２２は、このように演算される第２調波成分の電圧ΔＶ２を、第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆとして演算する。
As shown in equation (1), the voltage ΔV2 of the second harmonic component can be calculated by multiplying a cosine wave calculated by inputting the amplitude command value I2p, the phase command value φ2, and the angular frequency 2ωt into a cosine wave function by twice the angular frequency 2ω and the inductance L of the
第２調波成分の電圧ΔＶ２（第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ）は、換言すれば、重畳したい第２調波成分電流信号の時間微分に比例した信号（ｄＩｕｐ／ｄｔ）と、各変換器ＣＥＬＬに接続されるリアクトルのインピーダンスに比例した信号（Ｌ）と、を乗算して得た電圧補正信号である。 The second harmonic component voltage ΔV2 (second harmonic output voltage modulation signal V2uref) is, in other words, a voltage correction signal obtained by multiplying a signal (dIup/dt) proportional to the time derivative of the second harmonic component current signal to be superimposed by a signal (L) proportional to the impedance of the reactor connected to each converter CELL.
同様に、余弦信号発生回路１２４は、入力された振幅指令値Ｉ２ｐ、位相指令値φ２、及び角周波数２ωｔを基に、第２調波電流を主回路部１２に流すための第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｖｒｅｆを演算する。余弦信号発生回路１２６は、入力された振幅指令値Ｉ２ｐ、位相指令値φ２、及び角周波数２ωｔを基に、第２調波電流を主回路部１２に流すための第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｗｒｅｆを演算する。
Similarly, the cosine
また、この際、余弦信号発生回路１２４は、余弦信号発生回路１２２の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を１２０°（２π／３）シフトさせる。余弦信号発生回路１２６は、余弦信号発生回路１２４の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を１２０°シフトさせる。換言すれば、余弦信号発生回路１２６は、余弦信号発生回路１２２の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を２４０°（４π／３）シフトさせる。
At this time, the cosine
このように、余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆの余弦波の位相を１２０°ずつシフトさせて演算する。すなわち、余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６は、第２調波電流成分が平衡した状態で主回路部１２に流れるように第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆを演算する。
In this way, the cosine
これにより、各直流端子２０ａ、２０ｂに接続される各直流送電線３、４上においては、三相の第２調波電流成分の和を実質的に０にすることができ、第２調波電流成分が、直流電流に影響を与えてしまうことを抑制することができる。同様に、第２調波電流成分が、交流電力系統２の交流電流に影響を与えてしまうことも抑制することができる。余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６は、例えば、第２調波電流成分が主回路部１２内の各アーム部２２ａ～２２ｆ内を循環する循環電流となるように、第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆを演算する。
As a result, the sum of the three-phase second harmonic current components can be made substantially zero on each of the
ｄｑ逆変換回路１１４は、演算した交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆを減算器１２８に入力し、演算した交流電圧基準信号Ｖｖｒｅｆを減算器１３０に入力し、演算した交流電圧基準信号Ｖｗｒｅｆを減算器１３２に入力する。
The dq
余弦信号発生回路１２２は、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを減算器１２８に入力する。余弦信号発生回路１２４は、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｖｒｅｆを減算器１３０に入力する。余弦信号発生回路１２６は、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｗｒｅｆを減算器１３２に入力する。
The cosine
減算器１２８は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを減算する。これにより、基本波の交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆに第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを重畳させ、第２調波電流成分を生じさせることができる。
The
同様に、減算器１３０は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｖｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｖｒｅｆを減算する。減算器１３２は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｗｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｗｒｅｆを減算する。
Similarly,
制御装置１４は、電圧検出部２７から入力された一対の直流送電線３、４の間の直流電圧Ｖｄの検出値を係数演算器１３４に入力する。係数演算器１３４は、入力された直流電圧Ｖｄに係数１／２を乗算することにより、Ｖｄ／２を演算する。係数演算器１３４は、演算したＶｄ／２を減算器１３６、加算器１３８、減算器１４０、加算器１４２、減算器１４４、加算器１４６のそれぞれに入力する。
The
減算器１２８は、減算結果を減算器１３６及び加算器１３８に入力する。減算器１３０は、減算結果を減算器１４０及び加算器１４２に入力する。減算器１３２は、減算結果を減算器１４４及び加算器１４６に入力する。
減算器１３６は、直流電圧Ｖｄの１／２から減算器１２８の減算結果を減算することにより、第１アーム部２２ａ（Ｕ相上アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｕｐｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｕｐｒｅｆを変換器選択回路１４８に入力する。
The
加算器１３８は、直流電圧Ｖｄの１／２に減算器１２８の減算結果を加算することにより、第２アーム部２２ｂ（Ｕ相下アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｕｎｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｕｎｒｅｆを変換器選択回路１５０に入力する。
The
減算器１４０は、直流電圧Ｖｄの１／２から減算器１３０の減算結果を減算することにより、第３アーム部２２ｃ（Ｖ相上アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｖｐｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｖｐｒｅｆを変換器選択回路１５２に入力する。
The
加算器１４２は、直流電圧Ｖｄの１／２に減算器１３０の減算結果を加算することにより、第４アーム部２２ｄ（Ｖ相下アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｖｎｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｖｎｒｅｆを変換器選択回路１５４に入力する。
The
減算器１４４は、直流電圧Ｖｄの１／２から減算器１３２の減算結果を減算することにより、第５アーム部２２ｅ（Ｗ相上アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｗｐｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｗｐｒｅｆを変換器選択回路１５６に入力する。
The
加算器１４６は、直流電圧Ｖｄの１／２に減算器１３２の減算結果を加算することにより、第６アーム部２２ｆ（ｗ相下アーム）のアーム電圧基準信号Ｖｗｎｒｅｆを演算し、演算したアーム電圧基準信号Ｖｗｎｒｅｆを変換器選択回路１５８に入力する。
The
制御装置１４は、第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬから入力された電荷蓄積素子７４の直流電圧フィードバック信号を変換器選択回路１４８に入力する。変換器選択回路１４８は、各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｕｐｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行う。そして、変換器選択回路１４８は、選択した変換器ＣＥＬＬを出力状態とし、残りの変換器ＣＥＬＬをバイパス状態とするように、第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
同様に、変換器選択回路１５０は、第２アーム部２２ｂの各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｕｎｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行い、選択結果に応じた制御信号を第２アーム部２２ｂの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
Similarly, the
変換器選択回路１５２は、第３アーム部２２ｃの各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｖｐｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行い、選択結果に応じた制御信号を第３アーム部２２ｃの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
変換器選択回路１５４は、第４アーム部２２ｄの各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｖｎｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行い、選択結果に応じた制御信号を第４アーム部２２ｄの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
変換器選択回路１５６は、第５アーム部２２ｅの各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｗｐｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行い、選択結果に応じた制御信号を第５アーム部２２ｅの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
変換器選択回路１５８は、第６アーム部２２ｆの各変換器ＣＥＬＬの直流電圧フィードバック信号及びアーム電圧基準信号Ｖｗｎｒｅｆを基に、出力状態とする変換器ＣＥＬＬの選択を行い、選択結果に応じた制御信号を第６アーム部２２ｆの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
これにより、制御装置１４によって主回路部１２の各変換器ＣＥＬＬの動作を制御することができる。振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φに応じた交流電流を主回路部１２から出力することができる。さらに、第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐ及び位相指令値φ２に応じた第２調波電流を主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆに流すことができる。
This allows the
このように、制御装置１４は、第２調波電流成分の振幅指令値Ｉ２ｐと、第２調波電流成分の位相指令値φ２と、第２調波電流成分の角周波数２ωｔと、リアクトル２３ａ～２３ｆのインダクタンスＬ（複数の変換器ＣＥＬＬと交流端子２１ａ～２１ｃとの間のインダクタンス値）と、を基に、第２調波電流成分の電圧基準（第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆ）を演算することにより、第２調波電流成分を重畳させた電流を、複数の変換器ＣＥＬＬに流すように、複数の変換器ＣＥＬＬのそれぞれの一対のスイッチング素子４１、４２のスイッチングを制御する。換言すれば、制御装置１４は、第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐ及び位相指令値φ２に基づくオープンループ制御によって、アーム電流への第２調波電流成分の重畳を制御する。
In this way, the
図４（ａ）～図４（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図４（ａ）は、交流電力系統２の各相の交流電圧（相電圧）の一例を模式的に表す。
図４（ａ）は、換言すれば、主回路部１２の各交流端子２１ａ～２１ｃの交流電圧の一例を模式的に表す。
図４（ｂ）は、交流電力系統２の各相の交流電流（線電流）の一例を模式的に表す。
図４（ｂ）は、換言すれば、主回路部１２の各交流端子２１ａ～２１ｃの交流電流の一例を模式的に表す。
図４（ｃ）は、主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆの電圧（アーム電圧）の一例を模式的に表す。図４（ｃ）は、より詳しくは、各アーム部２２ａ～２２ｆにおいて直列に接続された複数の変換器ＣＥＬＬの出力する電圧の一例を表す。図４（ｃ）は、各リアクトル２３ａ～２３ｆの電圧を含まない。
図４（ｄ）は、主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆの電流（アーム電流）の一例を模式的に表す。図４（ｄ）は、より詳しくは、各アーム部２２ａ～２２ｆにおいて直列に接続された複数の変換器ＣＥＬＬに流れる電流の一例を表す。
4(a) to 4(d) are graphs each showing a schematic example of a voltage and current waveform at each portion of the main circuit portion.
FIG. 4A illustrates an example of the AC voltages (phase voltages) of the respective phases of the
In other words, FIG. 4A shows a schematic example of the AC voltages at the
FIG. 4B illustrates an example of the AC current (line current) of each phase of the
In other words, FIG. 4B shows a schematic example of the AC currents at the
Fig. 4(c) shows a schematic example of the voltages (arm voltages) of the
Fig. 4(d) shows a schematic example of the current (arm current) in each of the
なお、図４（ａ）及び図４（ｂ）では、交流電力系統２の各相の交流電圧及び交流電流に位相差が無い状態（有効電力のみを出力している状態）を模式的に表している。また、図４（ｃ）及び図４（ｄ）では、便宜的に、第２調波電流を重畳していない状態（基本波成分のみの状態）におけるアーム電圧及びアーム電流を模式的に表している。 Note that Fig. 4(a) and Fig. 4(b) show a schematic representation of a state in which there is no phase difference between the AC voltage and AC current of each phase of the AC power system 2 (a state in which only active power is output). Fig. 4(c) and Fig. 4(d) show a schematic representation of the arm voltage and arm current in a state in which the second harmonic current is not superimposed (a state in which only the fundamental wave component is present), for the sake of convenience.
図４（ａ）及び図４（ｂ）に表したように、交流電力系統２の各相の交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び交流電力系統２の各相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、電気角で１２０°ずつずれた波形となる。
As shown in Figures 4(a) and 4(b), the AC voltages Vu, Vv, and Vw of each phase of the
図４（ｃ）に表したように、主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆのアーム電圧（端子間電圧）Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎは、直流送電線３、４の間の直流電圧Ｖｄの１／２の直流電圧と各交流端子２１ａ～２１ｃの交流電圧とが重畳した波形となる。また、上アームと下アームとでは、交流成分の位相が反転する。
As shown in FIG. 4(c), the arm voltages (terminal voltages) Vup, Vun, Vvp, Vvn, Vwp, and Vwn of the
図４（ｄ）に表したように、各アーム部２２ａ～２２ｆに流れるアーム電流Ｉｕｐ、Ｉｕｎ、Ｉｖｐ、Ｉｖｎ、Ｉｗｐ、Ｉｗｎは、直流送電線３、４の間の直流電流Ｉｄの１／３の直流電流と各交流端子２１ａ～２１ｃの交流電流の１／２とが重畳した波形となる。上アームと下アームとでは、交流成分の位相が反転する。
As shown in FIG. 4(d), the arm currents Iup, Iun, Ivp, Ivn, Iwp, and Iwn flowing through each
図５は、主回路部の各部の電圧電流の一例を模式的に表すベクトル図である。
図５は、主回路部１２から交流電流を出力している状況でのベクトル図の一例を模式的に表す。図５では、Ｕ相の電圧、電流で説明する。Ｖ相及びＷ相についても、Ｕ相と同様である。
FIG. 5 is a vector diagram that illustrates an example of voltage and current at each portion of the main circuit.
Fig. 5 is a schematic diagram of an example of a vector diagram in a state where an AC current is output from the
図５に表したように、主回路部１２のアーム電圧中の交流電圧成分は、リアクトル２３ａ～２３ｆに流れる交流電流成分により発生する電圧を交流電圧に加算したものになる。交流電流を上下アームで半分ずつ分担するので、１つのリアクトルに流れる交流電流は、主回路部１２の出力の１／２となる。従って、Ｕ相のリアクトル２３ａ、２３ｂに流れる交流電流は、（１／２）Ｉｕとなる。
As shown in Figure 5, the AC voltage component in the arm voltage of the
さらに、リアクトルの電圧位相は、電流位相に対して９０°進んだものになるので、リアクトルの電圧ＶＬは、図中の計算式で表すことができる。従って、各変換器ＣＥＬＬとして出力すべき交流電圧成分は、ＶｕとＶＬとを加算したＶｕａｃとなる。 Furthermore, since the reactor voltage phase is 90° ahead of the current phase, the reactor voltage VL can be expressed by the formula in the figure. Therefore, the AC voltage component to be output by each converter CELL is Vuac, which is the sum of Vu and VL.
各アーム部２２ａ～２２ｆの発生すべき電圧は、この電圧Ｖｕａｃと直流送電線３、４の間の直流電圧Ｖｄの１／２から計算される。
The voltage to be generated by each
Ｕ相上アームである第１アーム部２２ａの所定の時刻ｔにおける電圧Ｖｕｐ（ｔ）は、次の（２）式で表すことができる。
The voltage Vup(t) of the
Ｕ相下アームである第２アーム部２２ｂの所定の時刻ｔにおける電圧Ｖｕｎ（ｔ）は、次の（３）式で表すことができる。
The voltage Vun(t) of the second arm portion 22b, which is the U-phase lower arm, at a given time t can be expressed by the following equation (3).
Ｕ相上アームである第１アーム部２２ａの所定の時刻ｔにおける電流Ｉｕｐ（ｔ）は、次の（４）式で表すことができる。
The current Iup(t) at a given time t in the
Ｕ相下アームである第２アーム部２２ｂの所定の時刻ｔにおける電流Ｉｕｎ（ｔ）は、次の（５）式で表すことができる。
The current Iun(t) at a given time t in the second arm portion 22b, which is the U-phase lower arm, can be expressed by the following equation (5).
実際には、リアクトル電圧ＶＬは、交流電圧に対して小さいので、交流系統電圧と変換器交流電圧は、同程度の電圧となる。Ｖ相の電圧及び電流は、（２）～（４）式の位相を１２０°ずらすことで計算することができる。Ｗ相の電圧及び電流は、（２）～（４）式の位相を２４０°ずらすことで計算することができる。 In reality, the reactor voltage VL is small compared to the AC voltage, so the AC system voltage and the converter AC voltage are approximately the same. The V-phase voltage and current can be calculated by shifting the phase of equations (2) to (4) by 120°. The W-phase voltage and current can be calculated by shifting the phase of equations (2) to (4) by 240°.
次に、第１アーム部２２ａ（Ｕ相上アーム）を例に、各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる電流の平均値、及び各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧の変動について説明する。他の相に対応する第３アーム部２２ｃ（Ｖ相上アーム）及び第５アーム部２２ｅ（Ｗ相上アーム）の動作も、第１アーム部２２ａの動作と同様である。
Next, the average value of the current flowing through the
第１アーム部２２ａは、Ｕ相の交流電圧Ｖｕに等しい交流成分の電圧を出力するため、第１アーム部２２ａを構成するＮｔｔｌ台の変換器ＣＥＬＬのうち、Ｎ台の変換器ＣＥＬＬから直流電圧を出力させる。具体的には、変換器ＣＥＬＬ内の上側のスイッチング素子４２をオン状態にすることで、変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧を接続端子７１と接続端子７２との間に出力する。換言すれば、第１アーム部２２ａは、Ｕ相の交流電圧Ｖｕに応じたＮ台の変換器ＣＥＬＬを出力状態に切り替える。なお、第１アーム部２２ａの変換器ＣＥＬＬの総数Ｎｔｔｌは、図１に関して説明した変換器ＣＥＬＬの直列接続数Ｍ１と同じである。
In order to output a voltage of an AC component equal to the U-phase AC voltage Vu, the
Ｎの計算は、例えば、次のように行う。変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧をＶｃ、所定の時刻ｔにおけるＵ相の交流電圧をＶｕ（ｔ）とすれば、所定の時刻ｔにおいて必要となる変換器ＣＥＬＬの台数Ｎ（ｔ）は、次式で表すことができる。
Ｎ（ｔ）≒Ｖｕ（ｔ）／Ｖｃ
For example, N is calculated as follows: If the voltage of the
N(t) ≈ Vu(t) / Vc
Ｕ相の交流電圧Ｖｕは時間的に変化するので、変換器ＣＥＬＬの台数Ｎも時間的に変化する。また、直流送電線３、４間の直流電圧Ｖｄ、第１アーム部２２ａの変換器ＣＥＬＬの総数Ｎｔｔｌ、電荷蓄積素子７４の電圧Ｖｃの関係は、次式で表すことができる。
Ｖｄ≒Ｎｔｔｌ×Ｖｃ
この関係を使うと、次式を得ることができる。
Ｎ（ｔ）≒（Ｖｕ（ｔ）／Ｖｄ）×Ｎｔｔｌ
Since the U-phase AC voltage Vu changes over time, the number of converter cells N also changes over time. The relationship between the DC voltage Vd between the
Vd ≈ Nttl × Vc
Using this relationship, we can obtain the following equation:
N(t) ≈ (Vu(t)/Vd) × Nttl
ここで、変換器ＣＥＬＬの総数Ｎｔｔｌに対するＮ（ｔ）の比率をｍ（ｔ）とすると、ｍ（ｔ）は、次式で表すことができる。
ｍ（ｔ）≒Ｎ（ｔ）／Ｎｔｔｌ
この関係を使うと、次式を得ることができる。
ｍ（ｔ）≒Ｖｕ（ｔ）／Ｖｄ
従って、出力すべき交流電圧Ｖｕと直流電圧ＶｄからＮ（ｔ）を計算することができる。ｍ（ｔ）は、ＰＷＭ制御の場合の参照信号に相当するものと考えられるので、以降、参照信号ｍ（ｔ）と呼ぶこととする。
Here, if the ratio of N(t) to the total number Nttl of the converter cells is defined as m(t), then m(t) can be expressed by the following equation.
m(t) ≈ N(t) / Nt
Using this relationship, we can obtain the following equation:
m(t) ≈ Vu(t) / Vd
Therefore, N(t) can be calculated from the AC voltage Vu and DC voltage Vd to be output. Since m(t) is considered to be equivalent to a reference signal in the case of PWM control, it will be referred to as the reference signal m(t) hereinafter.
変換器選択回路１４８は、アーム内の複数台の変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の直流電圧を一定に保つための制御機能を有し、電荷蓄積素子７４の直流電圧が低いものから優先的に上側のスイッチング素子４２をオン状態にするという制御を行う。そのような制御を行った場合、参照信号ｍ（ｔ）は、ある短い時間の区間内Ｔに、ある一つの変換器ＣＥＬＬの上側のスイッチング素子４２がオン状態になっている期間Δtの割合を示すとも考えられる。つまり、ｍ（ｔ）≒Δt／Ｔと考えられる。以下にその理由を示す。
The
区間Ｔでのアーム電圧Ｖｕ（ｔ）を出力するためには、Ｎ（ｔ）台の変換器ＣＥＬＬの上側のスイッチング素子４２をオン状態にするが、ある瞬間にＮ（ｔ）台の変換器ＣＥＬＬがそのような状態になれば良く、上側のスイッチング素子４２がオン状態になる変換器ＣＥＬＬは、区間Ｔの間で入れ替わっても良い。 To output the arm voltage Vu(t) in section T, the upper switching elements 42 of the N(t) converter cells are turned on, but it is sufficient that all N(t) converter cells are in this state at any given moment, and the converter cells whose upper switching elements 42 are turned on may be switched between sections T.
上側のスイッチング素子４２をオン状態にする期間Δtは、下側のスイッチング素子４１はオフ状態であるので、その間アーム電流は変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４を流れ、電荷蓄積素子７４は充電されて電圧が上昇する。その電圧上昇ΔＶは、電荷蓄積素子７４の静電容量をＣ、第１アーム部２２ａに流れるアーム電流をＩｕｐ（ｔ）とすると、次式で表すことができる。
ΔＶ＝（１／Ｃ）×Δｔ×Ｉｕｐ（ｔ）
短い期間Ｔ中は、Ｉｕｐ（ｔ）の変化は小さく、ほぼ一定と考えると、この計算式でΔＶが計算できる。
During the period Δt when the upper switching element 42 is turned on, the
ΔV=(1/C)×Δt×Iup(t)
During the short period T, the change in Iup(t) is small and it is considered to be almost constant, so ΔV can be calculated using this formula.
電荷蓄積素子７４の電圧が上昇すると、その変換器ＣＥＬＬがＮｔｔｌの中のＮ（ｔ）に選ばれる優先順位が下がり、上側のスイッチング素子４２はオフ状態、下側のスイッチング素子４１はオン状態に切り替えられるので、電荷蓄積素子７４の充電は終了する。このような動きが第１アーム部２２ａ内で次々と遅滞なく行われ、各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧がほぼΔＶだけ平均的に上昇すると考えることができる。
When the voltage of the
総数Ｎｔｔｌ台の変換器ＣＥＬＬがほぼΔＶだけ充電するには、Ｎｔｔｌ台の変換器ＣＥＬＬがほぼ同じ充電期間Δtを与えられることになる。ある瞬間に充電する変換器ＣＥＬＬの数はＮ（ｔ）なので、総数Ｎｔｔｌの変換器ＣＥＬＬがほぼ均等に充電期間Δtを分け合うことを考えると、充電期間Δtは次式で計算される。
Δt＝（Ｎ（ｔ）／Ｎｔｔｌ）×Ｔ＝ｍ（ｔ）×Ｔ
従って、ｍ（ｔ）≒Δt／Ｔと考えることができる。
In order for the total number of Nttl converter cells to charge by approximately ΔV, the Nttl converter cells are given approximately the same charging period Δt. Since the number of converter cells to be charged at a given moment is N(t), if we consider that the total number of Nttl converter cells share the charging period Δt approximately equally, the charging period Δt can be calculated by the following formula.
Δt = (N(t)/Nttl) × T = m(t) × T
Therefore, it can be considered that m(t)≈Δt/T.
次に、この関係を使って、区間Ｔの間の電荷蓄積素子７４の電圧の変動を検討すると、次式が得られる。
ΔＶ＝（１／Ｃ）×Ｉｕｐ（ｔ）×ｍ（ｔ）×Ｔ
この式は、次式に整理することができる。
ΔＶ＝（１／Ｃ）×｛Ｉｕｐ（ｔ）×ｍ（ｔ）｝×Ｔ
つまり、電荷蓄積素子７４には、ある時刻tで、アーム電流Ｉｕｐ（ｔ）と制御率ｍ（ｔ）の積で表される等価的な平均電流が、変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れると考えられる。
Next, using this relationship to consider the variation in voltage of
ΔV = (1/C) × Iup(t) × m(t) × T
This formula can be rearranged to the following formula:
ΔV = (1/C) × {Iup(t) × m(t)} × T
In other words, it is considered that at a certain time t, an equivalent average current expressed as the product of the arm current Iup(t) and the control rate m(t) flows through the
上記で得られた計算式に基づき、電荷蓄積素子７４に流れる電流と電荷蓄積素子７４の電圧変動を計算する。
Based on the formula obtained above, calculate the current flowing through the
Ｕ相の交流電圧Ｖｕ（ｔ）は、次式で表すことができる。
Ｖｕ（ｔ）＝Ｖａｃ×ｓｉｎ（ωｔ）
また、主回路部１２から出力する交流電流Ｉｕ（ｔ）は、次式で表すことができる。
Ｉｕ（ｔ）＝Ｉａｃ×ｓｉｎ（ωｔ－φ）
ここで、Ｖａｃ、Ｉａｃは、それぞれ電圧、電流の波高値である。ωは、交流電力系統２の角周波数である。ωは、ω＝２πｆと表すことができる。ｆは、交流電力系統２の周波数である。φは、交流電流の交流電圧に対する位相を表す。有効電力だけ出力する場合は、φ＝０となる。
The U-phase AC voltage Vu(t) can be expressed by the following equation.
Vu(t)=Vac×sin(ωt)
The AC current Iu(t) output from the
Iu(t)=Iac×sin(ωt−φ)
Here, Vac and Iac are the peak values of the voltage and current, respectively. ω is the angular frequency of the
前述のように、Ｕ相上アームである第１アーム部２２ａの所定の時刻ｔにおける電圧Ｖｕｐ（ｔ）は、上記の（２）式で表すことができる。第１アーム部２２ａの所定の時刻ｔにおける電流Ｉｕｐ（ｔ）は、上記の（４）式で表すことができる。
As mentioned above, the voltage Vup(t) of the
参照信号ｍ（ｔ）は、直流電圧Ｖｄとアーム電圧Ｖｕｐ（ｔ）の関係から、次式で表すことができる。
ｍ（ｔ）≒Ｖｕｐ（ｔ）／Ｖｄ
The reference signal m(t) can be expressed by the following equation based on the relationship between the DC voltage Vd and the arm voltage Vup(t).
m(t) ≈ Vup(t) / Vd
従って、変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均的な電流Ｉｃ（ｔ）は、次式で計算することができる。
Ｉｃ（ｔ）＝Ｉｕｐ（ｔ）×ｍ（ｔ）＝Ｉｕｐ（ｔ）×Ｖｕｐ（ｔ）／Ｖｄ
Therefore, the average current Ic(t) flowing through the
Ic(t)=Iup(t)×m(t)=Iup(t)×Vup(t)/Vd
電荷蓄積素子７４の電圧は、この電流Ｉｃ（ｔ）を積分して電荷蓄積素子７４の静電容量Ｃで除算する計算で得ることができる。すなわち、次の（６）式で計算することができる。なお、（６）式において、Ｖｃ０は、電荷蓄積素子７４の電圧の初期値である。
The voltage of the
図６（ａ）～図６（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図６（ａ）は、Ｕ相の交流電圧Ｖｕ、Ｕ相上アームのアーム電圧Ｖｕｐ、及びＵ相下アームのアーム電圧Ｖｕｎの一例を模式的に表す。
図６（ｂ）は、Ｕ相の交流電流Ｉｕの一例を模式的に表す。
図６（ｃ）は、Ｕ相上アームのアーム電流Ｉｕｐ、Ｕ相下アームのアーム電流Ｉｕｎ、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、及びＵ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流の一例を模式的に表す。平均電流は、換言すれば、上記の式で求めた電流Ｉｃ（ｔ）の一例である。
図６（ｄ）は、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動、及びＵ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動の一例を模式的に表す。電圧変動は、換言すれば、上記の（６）式で求めた電荷蓄積素子７４の電圧Ｖｃ（ｔ）の一例である。より詳しくは、図６（ｄ）は、（６）式の積分中の変動分だけを取り出して示したものである。
6(a) to 6(d) are graphs each showing a schematic example of a voltage and current waveform at each portion of the main circuit portion.
FIG. 6A shows a schematic diagram of an example of a U-phase AC voltage Vu, an arm voltage Vup of the U-phase upper arm, and an arm voltage Vun of the U-phase lower arm.
FIG. 6B shows a schematic example of the U-phase AC current Iu.
6(c) shows an example of the arm current Iup of the U-phase upper arm, the arm current Iun of the U-phase lower arm, the average current flowing in the
6(d) shows an example of the voltage fluctuation of the
なお、図６（ａ）～図６（ｄ）では、交流電力系統２の各相の交流電圧及び交流電流に位相差が無い状態（有効電力のみを出力している状態）を模式的に表している。また、図６（ｃ）及び図６（ｄ）では、第２調波電流を重畳していない場合の電荷蓄積素子７４の平均電流及び電荷蓄積素子７４の電圧変動を例示している。図６（ａ）～図６（ｄ）は、換言すれば、第２調波を重畳する制御を省略した参考の制御装置１４の動作の一例である。
Note that Figures 6(a) to 6(d) show a schematic diagram of a state in which there is no phase difference between the AC voltage and AC current of each phase of the AC power system 2 (a state in which only active power is output). Figures 6(c) and 6(d) also show examples of the average current and voltage fluctuation of the
また、図６（ａ）～図６（ｄ）において、各所の電圧は、直流電圧で除算、各所の電流は交流電流波高値で除算して、正規化した値である。図６（ａ）に表したアーム電圧Ｖｕｐは、直流電圧で除算して正規化した値で示されているので、参照信号ｍ（ｔ）を示しているとも考えられる。 In addition, in Figures 6(a) to 6(d), the voltage at each point is normalized by dividing it by the DC voltage, and the current at each point is normalized by dividing it by the AC current peak value. The arm voltage Vup shown in Figure 6(a) is shown as a normalized value divided by the DC voltage, so it can also be thought of as indicating the reference signal m(t).
図６（ａ）～図６（ｄ）に表したように、各アーム部２２ａ～２２ｆに流れるアーム電流の交流成分が、基本波成分のみである場合には、図６の時刻ｔ１のように、アーム電圧Ｖｕｐ（参照信号ｍ（ｔ））の大きい区間が、アーム電流Ｉｕｐの負方向の電流の大きい区間と重なる。このため、電荷蓄積素子７４の平均電流の波形は、放電方向に大きな電流となる。
As shown in Figures 6(a) to 6(d), when the AC component of the arm current flowing through each
このように、電荷蓄積素子７４の平均電流は、放電方向の電流が大きいので、例えば、図６の時刻ｔ１～ｔ２で表す区間のように、平均電流を積分して得られる電荷蓄積素子７４の電圧低下も大きくなってしまう。換言すれば、電荷蓄積素子７４の電圧変動が大きくなってしまう。
In this way, the average current of the
図７（ａ）～図７（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図７（ａ）は、Ｕ相の交流電圧Ｖｕ、Ｕ相上アームのアーム電圧Ｖｕｐ、及びＵ相下アームのアーム電圧Ｖｕｎの一例を模式的に表す。
図７（ｂ）は、Ｕ相の交流電流Ｉｕの一例を模式的に表す。
図７（ｃ）は、Ｕ相上アームのアーム電流Ｉｕｐ、Ｕ相下アームのアーム電流Ｉｕｎ、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、Ｕ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、及びアーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎに重畳した第２調波電流成分Ｉｕ２の一例を模式的に表す。
図７（ｄ）は、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動、及びＵ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動の一例を模式的に表す。
7(a) to 7(d) are graphs showing schematic examples of voltage and current waveforms at various points in the main circuit section.
FIG. 7A shows a schematic diagram of an example of a U-phase AC voltage Vu, a U-phase upper arm voltage Vup, and a U-phase lower arm voltage Vun.
FIG. 7B shows a schematic example of the U-phase AC current Iu.
FIG. 7(c) shows an example of the arm current Iup of the U-phase upper arm, the arm current Iun of the U-phase lower arm, the average current flowing in the
FIG. 7D shows a schematic example of the voltage fluctuations of the
図７（ａ）～図７（ｄ）は、制御装置１４が、各アーム部２２ａ～２２ｆに流れるアーム電流に第２調波電流成分を重畳させた場合の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表している。図７（ａ）～図７（ｄ）の内容は、第２調波電流成分を重畳させている点を除いて、図６（ａ）～図６（ｄ）の内容と同様である。
Figures 7(a) to 7(d) show schematic examples of voltage and current waveforms at each part when the
図７（ｃ）に表したように、制御装置１４は、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、第２調波電流成分の負側のピーク位相よりも基本波電流成分の負側のピーク位相に近付くように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致するように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の正側のピーク位相を、基本波電流成分の負側のピーク位相に対し、±１０°の範囲に設定する。
As shown in FIG. 7(c), the
第２調波電流成分の位相は、例えば、第２調波位相作成回路１１８において基本波電流成分の位相指令値φに乗算する係数を調整することなどによって、設定することができる。これにより、上記のように、第２調波電流成分の正側のピーク位相を、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致させることができる。
The phase of the second harmonic current component can be set, for example, by adjusting the coefficient by which the phase command value φ of the fundamental current component is multiplied in the second harmonic
このように、第２調波電流成分を重畳させることにより、図７（ｃ）に表したように、第２調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、電荷蓄積素子７４の平均電流の負方向（放電方向）の電流を小さくすることができる。そして、このように、電荷蓄積素子７４の平均電流の負方向の電流を小さくすることにより、電荷蓄積素子７４の電圧の低下を小さくすることができる。これにより、図７（ｄ）に表したように、第２調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、電荷蓄積素子７４の電圧変動を小さくすることができる。例えば、図７（ｄ）に表した例では、図６（ｄ）に表した例と比べて、電荷蓄積素子７４の電圧変動を半分程度に抑えることができている。
In this way, by superimposing the second harmonic current component, the current in the negative direction (discharging direction) of the average current of the
これにより、例えば、静電容量の小さい電荷蓄積素子７４を用いても、電荷蓄積素子７４の電圧変動を許容値の範囲内に入れることができる。例えば、電荷蓄積素子７４の静電容量を小さくすることにより、電荷蓄積素子７４の小型化を図ることができる。これにより、各変換器ＣＥＬＬの小型化や軽量化を図ることができ、電力変換装置１０の経済性の改善を期待することができる。
As a result, even if a
以上、説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１０では、制御装置１４が、主回路部１２に電力変換を行わせるとともに、交流電力系統２の交流電力の周波数の基本波電流成分に、交流電力系統２の交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、複数の変換器ＣＥＬＬに流すように、複数の変換器ＣＥＬＬのそれぞれの一対のスイッチング素子４１、４２のスイッチングを制御する。これにより、直列に接続された複数の変換器ＣＥＬＬの用品の容量を低減させることができる。
As described above, in the
また、図７（ｃ）に表したように、上記のように、第２調波電流成分の正側のピーク位相を、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致させた場合、第２調波電流成分の正側のピーク位相は、基本波電流成分の正側のピーク位相とも略一致する。このため、上記のように第２調波電流成分を重畳させた場合には、第２調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークが大きくなってしまう。 Also, as shown in FIG. 7(c), when the positive peak phase of the second harmonic current component is made to substantially coincide with the negative peak phase of the fundamental current component as described above, the positive peak phase of the second harmonic current component also substantially coincides with the positive peak phase of the fundamental current component. Therefore, when the second harmonic current component is superimposed as described above, the positive peaks of the arm currents Iup and Iun become larger than when the second harmonic current component is not superimposed.
このため、制御装置１４は、第２調波電流成分の振幅を基本波電流成分の振幅よりも小さくする。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分を重畳させたアーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの大きさを、スイッチング素子４１、４２の許容できる電流の大きさ以下とする。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の最大値を、主回路部１２の定格交流電流の４０％以下とする。これにより、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークが大きくなり過ぎてしまうことを抑制することができる。第２調波電流成分の振幅は、例えば、第２調波振幅作成回路１１６において基本波電流成分の振幅指令値Ｉａｃに乗算する係数を調整することなどによって、設定することができる。
Therefore, the
図８（ａ）～図８（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図８（ａ）～図８（ｄ）では、交流電力系統２の各相の交流電圧及び交流電流に位相差が有る状態（無効電力を出力している状態）を模式的に表している。図８（ａ）～図８（ｄ）の内容は、無効電力を出力している点を除いて、図６（ａ）～図６（ｄ）の内容と同様である。
8(a) to 8(d) are graphs showing schematic examples of voltage and current waveforms at various points in the main circuit section.
Figures 8(a) to 8(d) show a schematic diagram of a state in which there is a phase difference between the AC voltage and AC current of each phase of the AC power system 2 (a state in which reactive power is being output). The contents of Figures 8(a) to 8(d) are the same as the contents of Figures 6(a) to 6(d) except that reactive power is being output.
図８（ａ）～図８（ｄ）に表したように、無効電力を出力するために交流電流Ｉｕの位相が交流電圧Ｖｕの位相からずれている場合には、交流電流Ｉｕの位相ずれにともなって、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの波形もずれる。さらに、電荷蓄積素子７４に流れる平均電流の負のピークの位相も、交流電圧Ｖｕに対する交流電流Ｉｕの位相のずれと同程度ずれる。そして、電荷蓄積素子７４の平均電流の放電方向のピーク位相のずれにともなって、電荷蓄積素子７４の電圧変動の傾きが急な部分の位相もずれる。
As shown in Figures 8(a) to 8(d), when the phase of the AC current Iu is shifted from the phase of the AC voltage Vu in order to output reactive power, the waveforms of the arm current Iup and the arm current Iun also shift due to the phase shift of the AC current Iu. Furthermore, the phase of the negative peak of the average current flowing through the
図９（ａ）～図９（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図９（ａ）～図９（ｄ）では、交流電力系統２の各相の交流電圧及び交流電流に位相差が有る状態（無効電力を出力している状態）において、アーム電流に第２調波電流成分を重畳させた例を模式的に表している。図９（ａ）～図９（ｄ）の内容は、無効電力を出力している点を除いて、図７（ａ）～図７（ｄ）の内容と同様である。
9(a) to 9(d) are graphs each showing a schematic example of a voltage and current waveform at each portion of the main circuit portion.
9(a) to 9(d) show schematic examples of superimposing a second harmonic current component on the arm current in a state where there is a phase difference between the AC voltage and AC current of each phase of the AC power system 2 (a state where reactive power is being output). The contents of Fig. 9(a) to Fig. 9(d) are similar to the contents of Fig. 7(a) to Fig. 7(d) except that reactive power is being output.
この例においても、制御装置１４は、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、第２調波電流成分の負側のピーク位相よりも基本波電流成分の負側のピーク位相に近付くように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致するように、第２調波電流成分の位相を設定する。また、制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の位相を、交流電圧Ｖｕに対する交流電流Ｉｕの位相のずれに応じて調整する。
In this example, the
このように、第２調波電流成分をアーム電流に重畳させることにより、図９（ｃ）に表したように、無効電力を出力している場合においても、有効電力のみを出力している場合と同様に、電荷蓄積素子７４の平均電流の負方向（放電方向）の電流を小さくすることができる。図９（ｄ）に表したように、第２調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、電荷蓄積素子７４の電圧変動を小さくすることができる。
In this way, by superimposing the second harmonic current component on the arm current, as shown in FIG. 9(c), even when reactive power is being output, the current in the negative direction (discharge direction) of the average current of the
図１０（ａ）～図１０（ｃ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図１０（ａ）は、Ｕ相の交流電圧Ｖｕ、Ｕ相上アームのアーム電圧Ｖｕｐ、及びＵ相下アームのアーム電圧Ｖｕｎの一例を模式的に表す。
図１０（ｂ）は、Ｕ相の交流電流Ｉｕの一例を模式的に表す。
図１０（ｃ）は、Ｕ相上アームのアーム電流Ｉｕｐ、Ｕ相下アームのアーム電流Ｉｕｎ、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、Ｕ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、及びアーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎに重畳した第２調波電流成分Ｉｕ２の一例を模式的に表す。
10(a) to 10(c) are graphs showing schematic examples of voltage and current waveforms at various points in the main circuit section.
FIG. 10A shows a schematic diagram of an example of a U-phase AC voltage Vu, an arm voltage Vup of the U-phase upper arm, and an arm voltage Vun of the U-phase lower arm.
FIG. 10B shows a schematic example of the U-phase AC current Iu.
FIG. 10(c) shows an example of the arm current Iup of the U-phase upper arm, the arm current Iun of the U-phase lower arm, the average current flowing in the
図１０（ａ）～図１０（ｃ）は、制御装置１４の別の動作の一例を模式的に表す。なお、図１０（ａ）～図１０（ｃ）では、交流電力系統２の各相の交流電圧及び交流電流に位相差が無い状態（有効電力のみを出力している状態）を模式的に表している。
Figures 10(a) to 10(c) show schematic diagrams of another example of the operation of the
図１０（ｃ）に表したように、この例において、制御装置１４は、第２調波電流成分の負側のピーク位相が、第２調波電流成分の正側のピーク位相よりも基本波電流成分の正側のピーク位相に近付くように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の負側のピーク位相が、基本波電流成分の正側のピーク位相と略一致するように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４は、例えば、第２調波電流成分の負側のピーク位相を、基本波電流成分の正側のピーク位相に対し、±１０°の範囲に設定する。
As shown in FIG. 10(c), in this example, the
図７（ｃ）に関して説明したように、第２調波電流成分の正側のピーク位相を、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致させた場合には、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、基本波電流成分の正側のピーク位相とも略一致し、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークが大きくなってしまう。 As explained with respect to FIG. 7(c), when the positive peak phase of the second harmonic current component is made to approximately coincide with the negative peak phase of the fundamental current component, the positive peak phase of the second harmonic current component also approximately coincides with the positive peak phase of the fundamental current component, and the positive peaks of the arm current Iup and arm current Iun become large.
これに対して、図１０（ｃ）に表した例では、制御装置１４が、第２調波電流成分の負側のピーク位相を、基本波電流成分の正側のピーク位相と略一致させる。このように第２調波電流成分の位相を設定した場合には、第２調波電流成分の振幅に応じて、第２調波電流成分を重畳させていない場合よりも、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークを小さくすることができる。
In contrast, in the example shown in FIG. 10(c), the
これにより、例えば、電流定格の小さいスイッチング素子４１、４２を用いて、より大きな電流定格の主回路部１２を実現することができる。例えば、電流定格の小さいスイッチング素子４１、４２を用いて、主回路部１２の定格容量の増大を図ることができ、電力変換装置１０の経済性の改善を期待することができる。
As a result, for example, a
（第２の実施形態）
図１１は、第２の実施形態に係る制御装置を模式的に表すブロック図である。
図１１に表したように、制御装置１４ａは、第４調波振幅作成回路１６０と、第４調波位相作成回路１６２と、係数演算器１６４と、余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０と、減算器１７２、１７４、１７６と、をさらに有する。なお、上記第１の実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明は省略する。
Second Embodiment
FIG. 11 is a block diagram illustrating a control device according to the second embodiment.
11, the
制御装置１４ａは、出力したい交流電流の振幅指令値Ｉａｃを第４調波振幅作成回路１６０に入力する。第４調波振幅作成回路１６０は、入力された振幅指令値Ｉａｃを基に、交流電力系統２の交流電流の４倍の周波数を有する第４調波の振幅指令値Ｉ４ｐを演算する。
The
第４調波振幅作成回路１６０は、例えば、振幅指令値Ｉａｃに対して所定の係数を乗算することにより、振幅指令値Ｉａｃから第４調波の振幅指令値Ｉ４ｐを演算する。制御装置１４ａは、第４調波電流成分の振幅を、基本波電流成分の振幅に対し、単調増加関数とする。第４調波振幅作成回路１６０による振幅指令値Ｉ４ｐの演算方法は、例えば、第２調波振幅作成回路１１６による振幅指令値Ｉ２ｐの演算方法と同様とすることができる。第４調波振幅作成回路１６０による振幅指令値Ｉ４ｐの演算方法は、振幅指令値Ｉａｃから第４調波の振幅指令値Ｉ４ｐを適切に演算することができる任意の方法でよい。
The fourth harmonic
制御装置１４ａは、出力したい交流電流の位相指令値φを第４調波位相作成回路１６２に入力する。第４調波位相作成回路１６２は、入力された位相指令値φを基に、交流電力系統２の交流電流の４倍の周波数を有する第４調波の位相指令値φ４を演算する。第４調波位相作成回路１６２は、例えば、位相指令値φに対して所定の係数を乗算することにより、位相指令値φから第４調波の位相指令値φ４を演算する。第４調波位相作成回路１６２による位相指令値φ４の演算方法は、例えば、第２調波位相作成回路１１８による位相指令値φ２の演算方法と同様とすることができる。第４調波位相作成回路１６２による位相指令値φ４の演算方法は、位相指令値φから第４調波の位相指令値φ４を適切に演算することができる任意の方法でよい。
The
係数演算器１６４は、位相検出回路１００によって演算された位相信号θに係数４を乗算することにより、位相信号θの４倍の角周波数４ωｔを演算する。
The
第４調波振幅作成回路１６０は、演算した振幅指令値Ｉ４ｐを余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０に入力する。第４調波位相作成回路１６２は、演算した位相指令値φ４を余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０に入力する。係数演算器１６４は、演算した角周波数４ωｔを余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０に入力する。
The fourth harmonic
余弦信号発生回路１６６は、入力された振幅指令値Ｉ４ｐ、位相指令値φ４、及び角周波数４ωｔを基に、第４調波電流を主回路部１２に流すための第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆを演算する。
The cosine
Ｕ相の上側アームである第１アーム部２２ａのリアクトル２３ａの両端に現れる第４調波成分の電圧ΔＶ４は、例えば、上記の（１）式の振幅指令値Ｉ２ｐ、位相指令値φ２、及び角周波数２ωｔを、それぞれ振幅指令値Ｉ４ｐ、位相指令値φ４、及び角周波数４ωｔに置き換えることで、演算することができる。余弦信号発生回路１６６は、このように演算される第４調波成分の電圧ΔＶ４を、第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆとして演算する。
The voltage ΔV4 of the fourth harmonic component appearing across both ends of the
同様に、余弦信号発生回路１６８は、入力された振幅指令値Ｉ４ｐ、位相指令値φ４、及び角周波数４ωｔを基に、第４調波電流を主回路部１２に流すための第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｖｒｅｆを演算する。この際、余弦信号発生回路１６８は、余弦信号発生回路１６６の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を１２０°（２π／３）シフトさせる。
Similarly, the cosine
余弦信号発生回路１７０は、入力された振幅指令値Ｉ４ｐ、位相指令値φ４、及び角周波数４ωｔを基に、第４調波電流を主回路部１２に流すための第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｗｒｅｆを演算する。また、余弦信号発生回路１７０は、余弦信号発生回路１６８の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を１２０°シフトさせる。換言すれば、余弦信号発生回路１７０は、余弦信号発生回路１６６の演算する余弦波の位相に対し、演算する余弦波の位相を２４０°（４π／３）シフトさせる。
The cosine
このように、余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応する第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆ、Ｖ４ｖｒｅｆ、Ｖ４ｗｒｅｆの余弦波の位相を１２０°ずつシフトさせて演算する。すなわち、余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０は、第４調波電流成分が平衡した状態で主回路部１２に流れるように第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆ、Ｖ４ｖｒｅｆ、Ｖ４ｗｒｅｆを演算する。
In this way, the cosine
これにより、各直流端子２０ａ、２０ｂに接続される各直流送電線３、４上においては、三相の第４調波電流成分の和を実質的に０にすることができ、第４調波電流成分が、直流電流に影響を与えてしまうことを抑制することができる。同様に、第４調波電流成分が、交流電力系統２の交流電流に影響を与えてしまうことも抑制することができる。余弦信号発生回路１６６、１６８、１７０は、例えば、第４調波電流成分が主回路部１２内の各アーム部２２ａ～２２ｆ内を循環する循環電流となるように、第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆ、Ｖ４ｖｒｅｆ、Ｖ４ｗｒｅｆを演算する。
As a result, the sum of the three-phase fourth harmonic current components on each of the
余弦信号発生回路１６６は、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆを減算器１７２に入力する。余弦信号発生回路１６８は、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｖｒｅｆを減算器１７４に入力する。余弦信号発生回路１７０は、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｗｒｅｆを減算器１７６に入力する。
The cosine
この例において、減算器１２８は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを減算し、減算結果を減算器１７２に入力する。
In this example, the
減算器１３０は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｖｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｖｒｅｆを減算し、減算結果を減算器１７４に入力する。
The
減算器１３２は、基本波交流電流に対応する交流電圧基準信号Ｖｗｒｅｆから第２調波電流に対応する第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｗｒｅｆを減算し、減算結果を減算器１７６に入力する。
The
減算器１７２は、減算器１２８の減算結果から第４調波電流に対応する第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆをさらに減算する。これにより、基本波の交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆに第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ及び第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆを重畳させ、第２調波電流成分及び第４調波電流成分を生じさせることができる。
The
同様に、減算器１７４は、減算器１３０の減算結果から第４調波電流に対応する第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｖｒｅｆをさらに減算する。減算器１７６は、減算器１３２の減算結果から第４調波電流に対応する第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｗｒｅｆをさらに減算する。
Similarly,
減算器１７２は、減算結果を減算器１３６及び加算器１３８に入力する。減算器１７４は、減算結果を減算器１４０及び加算器１４２に入力する。減算器１７６は、減算結果を減算器１４４及び加算器１４６に入力する。
これにより、制御装置１４ａによって主回路部１２の各変換器ＣＥＬＬの動作を制御することができる。振幅指令値Ｉａｃ及び位相指令値φに応じた交流電流を主回路部１２から出力することができる。さらに、第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐ及び位相指令値φ２に応じた第２調波電流、及び第４調波の振幅指令値Ｉ４ｐ及び位相指令値φ４に応じた第４調波電流を主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆに流すことができる。
This allows the
図１２（ａ）～図１２（ｄ）は、主回路部の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表すグラフである。
図１２（ａ）は、Ｕ相の交流電圧Ｖｕ、Ｕ相上アームのアーム電圧Ｖｕｐ、及びＵ相下アームのアーム電圧Ｖｕｎの一例を模式的に表す。
図１２（ｂ）は、Ｕ相の交流電流Ｉｕの一例を模式的に表す。
図１２（ｃ）は、Ｕ相上アームのアーム電流Ｉｕｐ、Ｕ相下アームのアーム電流Ｉｕｎ、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、Ｕ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる平均電流、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎに重畳した第２調波電流成分Ｉｕ２、及びアーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎに重畳した第４調波電流成分Ｉｕ４の一例を模式的に表す。
図１２（ｄ）は、Ｕ相上アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動、及びＵ相下アームの各変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４の電圧変動の一例を模式的に表す。
12(a) to 12(d) are graphs showing schematic examples of voltage and current waveforms at various points in the main circuit section.
FIG. 12A shows a schematic diagram of an example of a U-phase AC voltage Vu, an arm voltage Vup of the U-phase upper arm, and an arm voltage Vun of the U-phase lower arm.
FIG. 12B shows a schematic example of the U-phase AC current Iu.
FIG. 12(c) shows an example of the arm current Iup of the U-phase upper arm, the arm current Iun of the U-phase lower arm, the average current flowing in the
FIG. 12D shows a schematic example of the voltage fluctuations of the
図１２（ａ）～図１２（ｄ）は、制御装置１４ａが、各アーム部２２ａ～２２ｆに流れるアーム電流に第２調波電流成分及び第４調波電流成分を重畳させた場合の各部の電圧電流波形の一例を模式的に表している。図１２（ａ）～図１２（ｄ）の内容は、第２調波電流成分及び第４調波電流成分を重畳させている点を除いて、図６（ａ）～図６（ｄ）の内容と同様である。
Figures 12(a) to 12(d) show schematic examples of voltage and current waveforms at each part when the
図１２（ｃ）に表したように、制御装置１４ａは、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、第２調波電流成分の負側のピーク位相よりも基本波電流成分の負側のピーク位相に近付くように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４ａは、例えば、第２調波電流成分の正側のピーク位相が、基本波電流成分の負側のピーク位相と略一致するように、第２調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４ａは、例えば、第２調波電流成分の正側のピーク位相を、基本波電流成分の負側のピーク位相に対し、±１０°の範囲に設定する。
As shown in FIG. 12(c), the
また、制御装置１４ａは、第４調波電流成分の負側のピーク位相が、第４調波電流成分の正側のピーク位相よりも第２調波電流成分の正側のピーク位相に近付くように、第４調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４ａは、例えば、第４調波電流成分の負側のピーク位相が、第２調波電流成分の正側のピーク位相と略一致するように、第４調波電流成分の位相を設定する。制御装置１４ａは、例えば、第４調波電流成分の負側のピーク位相を、第２調波電流成分の正側のピーク位相に対し、±１０°の範囲に設定する。
The
第４調波電流成分の位相は、例えば、第４調波位相作成回路１６２において基本波電流成分の位相指令値φに乗算する係数を調整することなどによって、設定することができる。これにより、上記のように、第４調波電流成分の負側のピーク位相を、第２調波電流成分の正側のピーク位相と略一致させることができる。
The phase of the fourth harmonic current component can be set, for example, by adjusting the coefficient by which the phase command value φ of the fundamental current component is multiplied in the fourth harmonic
このように、第２調波電流成分及び第４調波電流成分を重畳させることにより、図１２（ｃ）に表したように、第２調波電流成分及び第４調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、電荷蓄積素子７４の平均電流の負方向（放電方向）の電流を小さくすることができる。そして、このように、電荷蓄積素子７４の平均電流の負方向の電流を小さくすることにより、電荷蓄積素子７４の電圧の低下を小さくすることができる。これにより、図１２（ｄ）に表したように、第２調波電流成分及び第４調波電流成分を重畳させていない場合と比べて、電荷蓄積素子７４の電圧変動を小さくすることができる。
In this way, by superimposing the second harmonic current component and the fourth harmonic current component, the current in the negative direction (discharging direction) of the average current of the
これにより、第２調波電流成分のみを重畳させた場合と同様に、例えば、静電容量の小さい電荷蓄積素子７４を用いても、電荷蓄積素子７４の電圧変動を許容値の範囲内に入れることができる。例えば、電荷蓄積素子７４の静電容量を小さくすることにより、電荷蓄積素子７４の小型化を図ることができる。これにより、各変換器ＣＥＬＬの小型化や軽量化を図ることができ、電力変換装置１０の経済性の改善を期待することができる。
As a result, similar to the case where only the second harmonic current component is superimposed, even if a
さらに、上記のように第４調波電流成分を重畳させることにより、第２調波電流成分のみを重畳させた場合と比べて、第４調波電流成分の振幅に応じて、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークを小さくすることができる。 Furthermore, by superimposing the fourth harmonic current component as described above, the positive peaks of the arm currents Iup and Iun can be reduced according to the amplitude of the fourth harmonic current component, compared to the case where only the second harmonic current component is superimposed.
これにより、例えば、電流定格の小さいスイッチング素子４１、４２を用いて、より大きな電流定格の主回路部１２を実現することができる。例えば、電流定格の小さいスイッチング素子４１、４２を用いて、主回路部１２の定格容量の増大を図ることができ、電力変換装置１０の経済性をより改善することが期待できる。
As a result, for example, a
また、図１２（ｃ）に表したように、制御装置１４ａは、第４調波電流成分の振幅を第２調波電流成分の振幅よりも小さくする。制御装置１４ａは、例えば、第４調波電流成分の振幅を第２調波電流成分の振幅の略二分の一とする。制御装置１４ａは、例えば、第４調波電流成分の振幅を第２調波電流成分の振幅の４０％以上６０％以下とする。これにより、第４調波電流成分の重畳によって、アーム電流Ｉｕｐ及びアーム電流Ｉｕｎの正側のピークをより適切に抑制することができる。
Also, as shown in FIG. 12(c), the
第４調波電流成分の振幅は、例えば、第４調波振幅作成回路１６０において基本波電流成分の振幅指令値Ｉａｃに乗算する係数を調整することなどによって、設定することができる。
The amplitude of the fourth harmonic current component can be set, for example, by adjusting the coefficient by which the amplitude command value Iac of the fundamental current component is multiplied in the fourth harmonic
（第３の実施形態）
図１３は、第３の実施形態に係る制御装置を模式的に表すブロック図である。
図１３に表したように、制御装置１４ｂでは、図３に表した制御装置１４と比べて、余弦信号発生回路１２２、１２４、１２６が省略され、代わりに、第２調波電流指令値作成回路１７８と、加算器１８０、１８１、１８２と、係数演算器１８３、１８４、１８５と、ｄｑ変換回路１８６と、フィルタ処理回路１８８と、減算器１９０、１９２と、制御関数演算器１９４、１９６と、ｄｑ逆変換回路１９８と、が設けられている。
Third Embodiment
FIG. 13 is a block diagram illustrating a control device according to the third embodiment.
As shown in FIG. 13, in the
制御装置１４ｂでは、第２調波振幅作成回路１１６が、演算した振幅指令値Ｉ２ｐを第２調波電流指令値作成回路１７８に入力し、第２調波位相作成回路１１８が、演算した位相指令値φ２を第２調波電流指令値作成回路１７８に入力する。また、制御装置１４ｂでは、係数演算器１２０が、演算した角周波数２ωｔをｄｑ変換回路１８６及びｄｑ逆変換回路１９８に入力する。
In the
第２調波電流指令値作成回路１７８は、入力された振幅指令値Ｉ２ｐ及び位相指令値φ２から第２調波電流成分のｐ軸の電流基準Ｉ２ｐｒｅｆと、第２調波電流成分のｑ軸の電流基準Ｉ２ｑｒｅｆと、を演算する。第２調波電流指令値作成回路１７８は、例えば、次の計算により、第２調波電流成分のｐ軸の電流基準Ｉ２ｐｒｅｆと、第２調波電流成分のｑ軸の電流基準Ｉ２ｑｒｅｆと、を演算する。
Ｉ２ｐｒｅｆ＝Ｉ２ｐ×ｃｏｓ２φ
Ｉ２ｑｒｅｆ＝Ｉ２ｐ×ｓｉｎ２φ
The second harmonic current command
I2pref = I2p × cos2φ
I2qref = I2p × sin2φ
第２調波電流指令値作成回路１７８は、演算したｐ軸の電流基準Ｉ２ｐｒｅｆを減算器１９０に入力し、演算したｑ軸の電流基準Ｉ２ｑｒｅｆを減算器１９２に入力する。
The second harmonic current command
制御装置１４ｂは、電流検出器２４ａから入力された第１アーム部２２ａに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｕｐｆｂ、及び電流検出器２４ｂから入力された第２アーム部２２ｂに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｕｎｆｂを加算器１８０に入力する。
The
制御装置１４ｂは、電流検出器２４ｃから入力された第３アーム部２２ｃに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｖｐｆｂ、及び電流検出器２４ｄから入力された第４アーム部２２ｄに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｖｎｆｂを加算器１８１に入力する。
The
同様に、制御装置１４ｂは、電流検出器２４ｅから入力された第５アーム部２２ｅに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｗｐｆｂ、及び電流検出器２４ｆから入力された第６アーム部２２ｆに流れるアーム電流のアーム電流フィードバック信号Ｉｗｎｆｂを加算器１８２に入力する。
Similarly, the
加算器１８０は、入力されたアーム電流フィードバック信号Ｉｕｐｆｂとアーム電流フィードバック信号Ｉｕｎｆｂとを加算する。これにより、第２調波電流を含む電流フィードバック信号を得ることができる。加算器１８０は、加算結果を係数演算器１８３に入力する。
The
同様に、加算器１８１は、入力されたアーム電流フィードバック信号Ｉｖｐｆｂとアーム電流フィードバック信号Ｉｖｎｆｂとを加算し、加算結果を係数演算器１８４に入力する。加算器１８２は、入力されたアーム電流フィードバック信号Ｉｗｐｆｂとアーム電流フィードバック信号Ｉｗｎｆｂとを加算し、加算結果を係数演算器１８５に入力する。
Similarly, the
係数演算器１８３は、加算器１８０から入力された電流フィードバック信号に係数１／２を乗算し、乗算結果をｄｑ変換回路１８６に入力する。同様に、係数演算器１８４は、加算器１８１から入力された電流フィードバック信号に係数１／２を乗算し、乗算結果をｄｑ変換回路１８６に入力する。係数演算器１８５は、加算器１８２から入力された電流フィードバック信号に係数１／２を乗算し、乗算結果をｄｑ変換回路１８６に入力する。
The
ｄｑ変換回路１８６は、各係数演算器１８３、１８４、１８５から入力された三相の電流フィードバック信号を二相の電流信号に変換する。また、ｄｑ変換回路１８６は、変換後の二相の電流信号に対し、第２調波電流の位相信号２ωｔを用いてｄｑ変換を行うことにより、ｐ軸成分の電流信号（有効分）と、ｑ軸成分の電流信号（無効分）と、を演算する。ｄｑ変換回路１８６は、演算したｐ軸成分の電流信号とｑ軸成分の電流信号とをフィルタ処理回路１８８に入力する。
The
フィルタ処理回路１８８は、ｄｑ変換回路１８６から入力されたｐ軸成分の電流信号及びｑ軸成分の電流信号に対して、フィルタ処理を行う。上アームのアーム電流と下アームのアーム電流とを加算して得た電流フィードバック信号には、直流電流信号が含まれる。このため、この電流フィードバック信号を用いて演算されたｄｑ変換の出力には、直流項に加え、振動項が現れる。フィルタ処理回路１８８は、例えば、低域通過フィルタのフィルタ処理を行う回路であり、ｄｑ変換回路１８６の出力に含まれる振動項を減衰させることにより、ｐ軸成分の電流信号及びｑ軸成分の電流信号の直流項だけを得る。
The
フィルタ処理回路１８８は、フィルタ処理後のｐ軸成分の電流信号を減算器１９０に入力する。また、フィルタ処理回路１８８は、フィルタ処理後のｑ軸成分の電流信号を減算器１９２に入力する。
The
減算器１９０は、電流フィードバック信号から求めたｐ軸成分の電流信号と、ｐ軸の電流基準Ｉ２ｐｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器１９０は、演算した誤差を制御関数演算器１９４に入力する。
The
減算器１９２は、電流フィードバック信号から求めたｑ軸成分の電流信号と、ｑ軸の電流基準Ｉ２ｑｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器１９２は、演算した誤差を制御関数演算器１９６に入力する。
The
制御関数演算器１９４は、入力された誤差を基に、ｐ軸成分の電流信号をｐ軸の電流基準Ｉ２ｐｒｅｆに近付けるためのｐ軸の電圧基準を演算する。制御関数演算器１９４は、制御関数演算器１１０と同様に、比例積分の演算などにより、入力された誤差からｐ軸の電圧基準を演算する。制御関数演算器１９４は、演算したｐ軸の電圧基準をｄｑ逆変換回路１９８に入力する。
The
制御関数演算器１９６は、入力された誤差を基に、ｑ軸成分の電流信号をｑ軸の電流基準Ｉ２ｑｒｅｆに近付けるためのｑ軸の電圧基準を演算する。制御関数演算器１９６は、演算したｑ軸の電圧基準をｄｑ逆変換回路１９８に入力する。
Based on the input error, the
ｄｑ逆変換回路１９８は、入力されたｐ軸の電圧基準及びｑ軸の電圧基準に対し、位相信号２ωｔを用いてｄｑ逆変換を行うことにより、第２調波電流を主回路部１２に流すための三相のそれぞれの瞬時値の第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆを演算する。
The dq
ｄｑ逆変換回路１９８は、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを減算器１２８に入力し、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｖｒｅｆを減算器１３０に入力し、演算した第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｗｒｅｆを減算器１３２に入力する。
The dq
これにより、基本波の交流電圧基準信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆに第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆを重畳させ、第１の実施形態などと同様に、第２調波電流成分を生じさせることができる。 This allows the second harmonic output voltage modulation signals V2uref, V2vref, and V2wref to be superimposed on the fundamental wave AC voltage reference signals Vuref, Vvref, and Vwref, generating second harmonic current components, as in the first embodiment, etc.
このように、制御装置１４は、第２調波電流成分の振幅指令値Ｉ２ｐと、第２調波電流成分の位相指令値φ２と、第２調波電流成分の角周波数２ωｔと、複数の変換器ＣＥＬＬに流れる電流のフィードバック信号（アーム電流フィードバック信号Ｉｕｐｆｂ、Ｉｕｎｆｂ、Ｉｖｐｆｂ、Ｉｖｎｆｂ、Ｉｗｐｆｂ、Ｉｗｎｆｂ）と、を基に、第２調波電流成分の電圧基準（第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆ、Ｖ２ｖｒｅｆ、Ｖ２ｗｒｅｆ）を演算することにより、第２調波電流成分を重畳させた電流を、複数の変換器ＣＥＬＬに流すように、複数の変換器ＣＥＬＬのそれぞれの一対のスイッチング素子４１、４２のスイッチングを制御する。
In this way, the
換言すれば、制御装置１４ｂは、アーム電流フィードバック信号Ｉｕｐｆｂ、Ｉｕｎｆｂ、Ｉｖｐｆｂ、Ｉｖｎｆｂ、Ｉｗｐｆｂ、Ｉｗｎｆｂに基づくクローズドループ制御によって、アーム電流への第２調波電流成分の重畳を制御する。このように、アーム電流に重畳させる第２調波電流成分の制御は、図３などに関して説明したオープンループ制御に限ることなく、クローズドループ制御でもよい。
In other words, the
（第４の実施形態）
図１４は、第４の実施形態に係る制御装置を模式的に表すブロック図である。
図１４に表したように、制御装置１４ｃは、制御装置１４ｂの構成に加えて、図１１に関して説明した制御装置１４ａの第４調波振幅作成回路１６０と、第４調波位相作成回路１６２と、係数演算器１６４と、減算器１７２、１７４、１７６と、を有するとともに、第４調波電流指令値作成回路２００と、ｄｑ変換回路２０２と、フィルタ処理回路２０４と、減算器２０６、２０８と、制御関数演算器２１０、２１２と、ｄｑ逆変換回路２１４と、をさらに有する。
Fourth Embodiment
FIG. 14 is a block diagram illustrating a control device according to the fourth embodiment.
As shown in FIG. 14, in addition to the configuration of the
制御装置１４ｃでは、第４調波振幅作成回路１６０が、演算した振幅指令値Ｉ４ｐを第４調波電流指令値作成回路２００に入力し、第４調波位相作成回路１６２が、演算した位相指令値φ４を第４調波電流指令値作成回路２００に入力する。また、制御装置１４ｃでは、係数演算器１６４が、演算した角周波数４ωｔをｄｑ変換回路２０２及びｄｑ逆変換回路２１４に入力する。
In the
第４調波電流指令値作成回路２００は、入力された振幅指令値Ｉ４ｐ及び位相指令値φ４から第４調波電流成分のｐ軸の電流基準Ｉ４ｐｒｅｆと、第４調波電流成分のｑ軸の電流基準Ｉ４ｑｒｅｆと、を演算する。第４調波電流指令値作成回路２００は、例えば、次の計算により、第４調波電流成分のｐ軸の電流基準Ｉ４ｐｒｅｆと、第４調波電流成分のｑ軸の電流基準Ｉ４ｑｒｅｆと、を演算する。
Ｉ４ｐｒｅｆ＝Ｉ４ｐ×ｃｏｓ４φ
Ｉ４ｑｒｅｆ＝Ｉ４ｐ×ｓｉｎ４φ
The fourth harmonic current command
I4pref=I4p×cos4φ
I4qref = I4p × sin4φ
第４調波電流指令値作成回路２００は、演算したｐ軸の電流基準Ｉ４ｐｒｅｆを減算器２０６に入力し、演算したｑ軸の電流基準Ｉ４ｑｒｅｆを減算器２０８に入力する。
The fourth harmonic current command
また、制御装置１４ｃでは、係数演算器１８３、１８４、１８５のそれぞれが、乗算結果をｄｑ変換回路１８６及びｄｑ変換回路２０２に入力する。
In addition, in the
ｄｑ変換回路２０２は、各係数演算器１８３、１８４、１８５から入力された三相の電流フィードバック信号を二相の電流信号に変換する。また、ｄｑ変換回路２０２は、変換後の二相の電流信号に対し、第４調波電流の位相信号４ωｔを用いてｄｑ変換を行うことにより、ｐ軸成分の電流信号（有効分）と、ｑ軸成分の電流信号（無効分）と、を演算する。ｄｑ変換回路２０２は、演算したｐ軸成分の電流信号とｑ軸成分の電流信号とをフィルタ処理回路２０４に入力する。
The
フィルタ処理回路２０４は、ｄｑ変換回路２０２から入力されたｐ軸成分の電流信号及びｑ軸成分の電流信号に対して、フィルタ処理を行う。フィルタ処理回路２０４は、フィルタ処理回路１８８と同様に、ｄｑ変換回路２０２の出力に含まれる振動項を減衰させることにより、ｐ軸成分の電流信号及びｑ軸成分の電流信号の直流項だけを得る。フィルタ処理回路２０４は、フィルタ処理後のｐ軸成分の電流信号を減算器２０６に入力し、フィルタ処理後のｑ軸成分の電流信号を減算器２０８に入力する。
The
減算器２０６は、電流フィードバック信号から求めたｐ軸成分の電流信号と、ｐ軸の電流基準Ｉ４ｐｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器２０６は、演算した誤差を制御関数演算器２１０に入力する。
The
減算器２０８は、電流フィードバック信号から求めたｑ軸成分の電流信号と、ｑ軸の電流基準Ｉ４ｑｒｅｆと、の誤差（差分）を演算する。減算器２０８は、演算した誤差を制御関数演算器２１２に入力する。
The
制御関数演算器２１０は、入力された誤差を基に、ｐ軸成分の電流信号をｐ軸の電流基準Ｉ４ｐｒｅｆに近付けるためのｐ軸の電圧基準を演算し、演算したｐ軸の電圧基準をｄｑ逆変換回路２１４に入力する。
The control function calculator 210 calculates the p-axis voltage reference based on the input error to bring the p-axis component current signal closer to the p-axis current reference I4pref, and inputs the calculated p-axis voltage reference to the dq
制御関数演算器２１２は、入力された誤差を基に、ｑ軸成分の電流信号をｑ軸の電流基準Ｉ４ｑｒｅｆに近付けるためのｑ軸の電圧基準を演算し、演算したｑ軸の電圧基準をｄｑ逆変換回路２１４に入力する。
The
ｄｑ逆変換回路２１４は、入力されたｐ軸の電圧基準及びｑ軸の電圧基準に対し、位相信号４ωｔを用いてｄｑ逆変換を行うことにより、第４調波電流を主回路部１２に流すための三相のそれぞれの瞬時値の第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆ、Ｖ４ｖｒｅｆ、Ｖ４ｗｒｅｆを演算する。
The dq
ｄｑ逆変換回路２１４は、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｕｒｅｆを減算器１７２に入力し、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｖｒｅｆを減算器１７４に入力し、演算した第４調波出力電圧変調信号Ｖ４ｗｒｅｆを減算器１７６に入力する。
The dq
これにより、図１１に関して説明した制御装置１４ａと同様に、第２調波の振幅指令値Ｉ２ｐ及び位相指令値φ２に応じた第２調波電流、及び第４調波の振幅指令値Ｉ４ｐ及び位相指令値φ４に応じた第４調波電流を主回路部１２の各アーム部２２ａ～２２ｆに流すことができる。このように、アーム電流に重畳させる第４調波電流成分の制御も、オープンループ制御に限ることなく、クローズドループ制御とすることができる。
As a result, similar to the
なお、図１１に表した例では、アーム電流に重畳させる第２調波電流成分の制御、及びアーム電流に重畳させる第４調波電流成分の制御の双方を、オープンループ制御としている。また、図１４に表した例では、アーム電流に重畳させる第２調波電流成分の制御、及びアーム電流に重畳させる第４調波電流成分の制御の双方を、クローズドループ制御としている。これに限ることなく、第２調波電流成分の制御をオープンループ制御とし、第４調波電流成分の制御をクローズドループ制御としてもよいし、反対に、第２調波電流成分の制御をクローズドループ制御とし、第４調波電流成分の制御をオープンループ制御としてもよい。 In the example shown in FIG. 11, both the control of the second harmonic current component superimposed on the arm current and the control of the fourth harmonic current component superimposed on the arm current are open-loop controlled. In the example shown in FIG. 14, both the control of the second harmonic current component superimposed on the arm current and the control of the fourth harmonic current component superimposed on the arm current are closed-loop controlled. Without being limited to this, the control of the second harmonic current component may be open-loop controlled and the control of the fourth harmonic current component may be closed-loop controlled, or conversely, the control of the second harmonic current component may be closed-loop controlled and the control of the fourth harmonic current component may be open-loop controlled.
（第５の実施形態）
図１５は、第５の実施形態に係る制御装置を模式的に表すブロック図である。
図１５に表したように、制御装置１４ｄでは、図４に関して説明した制御装置１４の変換器選択回路１４８、１５０、１５２、１５４、１５６、１５８が、ＰＷＭ制御回路２２０、２２２、２２４、２２６、２２８、２３０に置き換えられている。
Fifth Embodiment
FIG. 15 is a block diagram illustrating a control device according to the fifth embodiment.
As shown in FIG. 15, in a
ＰＷＭ制御回路２２０は、第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。第１アーム部２２ａにＮｔｔｌ台の変換器ＣＥＬＬが直列に接続されている場合、ＰＷＭ制御回路２２０は、各変換器ＣＥＬＬ毎のＮｔｔｌ個のキャリア信号を設定する。
The
ＰＷＭ制御回路２２０は、減算器１３６から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｕｐｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２２０は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
参照信号ｍ（ｔ）は、例えば、正弦波状である。参照信号ｍ（ｔ）の周波数は、交流電力系統２の交流電力の周波数に応じて設定される。すなわち、実際の使用状況に応じた周波数に設定される。参照信号ｍ（ｔ）の周波数は、例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。キャリア信号は、例えば、三角波状である。キャリア信号は、鋸波などでもよい。キャリア信号の周波数は、参照信号ｍ（ｔ）の周波数よりも高い。
The reference signal m(t) is, for example, sinusoidal. The frequency of the reference signal m(t) is set according to the frequency of the AC power of the
ＰＷＭ制御回路２２０は、第１アーム部２２ａの各変換器ＣＥＬＬのキャリア信号の位相をずらす。ＰＷＭ制御回路２２０は、例えば、３６０／Ｎｔｔｌ（度）ずつ位相をずらしたキャリア信号を各変換器ＣＥＬＬ毎に設定する。
The
ＰＷＭ制御回路２２０は、参照信号ｍ（ｔ）とキャリア信号とを比較する。ＰＷＭ制御回路２２０は、参照信号ｍ（ｔ）がキャリア信号未満の時に、スイッチング素子４１をオンにし、スイッチング素子４２をオフにする。この場合、各接続端子７１、７２間が、スイッチング素子４１で導通し、各接続端子７１、７２間の電圧は、実質的に０Ｖになる。そして、ＰＷＭ制御回路２２０は、参照信号ｍ（ｔ）がキャリア信号以上の時に、スイッチング素子４１をオフにし、スイッチング素子４２をオンにする。この場合、各接続端子７１、７２間には、電荷蓄積素子７４の電圧が現れる。
The
ＰＷＭ制御回路２２２は、第２アーム部２２ｂの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。ＰＷＭ制御回路２２２は、減算器１３８から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｕｎｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２２２は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第２アーム部２２ｂの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第２アーム部２２ｂの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
ＰＷＭ制御回路２２４は、第３アーム部２２ｃの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。ＰＷＭ制御回路２２４は、減算器１４０から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｖｐｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２２４は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第３アーム部２２ｃの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第３アーム部２２ｃの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
ＰＷＭ制御回路２２６は、第４アーム部２２ｄの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。ＰＷＭ制御回路２２６は、加算器１４２から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｖｎｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２２６は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第４アーム部２２ｄの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第４アーム部２２ｄの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
ＰＷＭ制御回路２２８は、第５アーム部２２ｅの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。ＰＷＭ制御回路２２８は、減算器１４４から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｗｐｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２２８は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第５アーム部２２ｅの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第５アーム部２２ｅの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
ＰＷＭ制御回路２３０は、第６アーム部２２ｆの各変換器ＣＥＬＬ毎にキャリア信号を設定する。ＰＷＭ制御回路２３０は、加算器１４６から入力されたアーム電圧基準信号Ｖｗｎｒｅｆを参照信号ｍ（ｔ）として用いる。ＰＷＭ制御回路２３０は、参照信号ｍ（ｔ）と各キャリア信号とを基に、第６アーム部２２ｆの各変換器ＣＥＬＬの制御信号を生成し、生成した各制御信号を第６アーム部２２ｆの各変換器ＣＥＬＬに送信する。
The
図１６（ａ）及び図１６（ｂ）は、第５の実施形態に係る制御装置の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図１６（ａ）は、参照信号ｍ（ｔ）及びキャリア信号の一例を模式的に表す。
図１６（ｂ）は、第１アーム部２２ａに流れるアーム電流Ｉｕｐ（ｔ）、変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に流れる電流瞬時値ｉｃ（ｔ）、電荷蓄積素子７４の電流平均値、及び電荷蓄積素子７４の平均電流Ｉｃ（ｔ）の一例を模式的に表す。
16A and 16B are graphs illustrating an example of the operation of the control device according to the fifth embodiment.
FIG. 16A illustrates an example of a reference signal m(t) and a carrier signal.
Figure 16 (b) shows a schematic example of the arm current Iup(t) flowing through the
図１６（ａ）及び図１６（ｂ）は、Ｕ相上アームのアーム電流Ｉｕｐ（ｔ）のピーク付近のタイミングを拡大して図示している。変換器ＣＥＬＬ中の上側のスイッチング素子４２の通電期間Δｔは、ＰＷＭ制御の原理から、Δｔ＝ｍ（ｔ）×Ｔとなる。 Figures 16(a) and 16(b) show enlarged timing diagrams of the peak of the arm current Iup(t) of the upper arm of the U-phase. According to the principle of PWM control, the conduction period Δt of the upper switching element 42 in the converter CELL is Δt = m(t) x T.
上側のスイッチング素子４２がオンしているときに、変換器ＣＥＬＬの電荷蓄積素子７４に電流が流れるので、電荷蓄積素子７４の電流瞬時値ｉｃ（ｔ）は、図１６（ｂ）に表したように、台形波状の波形となる。Δｔが小さい場合は、アーム電流Ｉｕｐ（ｔ）はほぼ一定と考えられるので、その面積は、変換器ＣＥＬＬの上側の接続端子７１から下側の接続端子７２に流れるアーム電流Ｉｕｐ（ｔ）に通電期間Δｔから得ることができる。
面積＝Ｉｕｐ（ｔ）×Δｔ
When the upper switching element 42 is on, a current flows through the
Area = Iup(t) x Δt
この面積をＰＷＭ制御のキャリア信号の周期Ｔで除算することにより、電荷蓄積素子７４に流れる電流の平均値を次の計算式で得ることができる。図１６（ｂ）では、この平均値を階段状の波形で示している。
Ｉｃ（ｔ）＝Ｉｕｐ（ｔ）×Δｔ／Ｔ＝Ｉｕｐ（ｔ）×ｍ（ｔ）
この式は、第１の実施形態において説明した式と一致する。
By dividing this area by the period T of the PWM controlled carrier signal, the average value of the current flowing through the
Ic(t)=Iup(t)×Δt/T=Iup(t)×m(t)
This formula coincides with the formula explained in the first embodiment.
他の変換器ＣＥＬＬのＰＷＭ制御のキャリア信号は少し位相をずらして作られるが、キャリア信号の周波数が十分高ければ、位相差は小さいので、どの変換器ＣＥＬＬでも電荷蓄積素子７４の平均電流はほぼ同じ値になる。ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が十分高い場合には、図６や図７などに表したように、階段状の波形は、ほぼ連続的な波形になる。
The PWM-controlled carrier signals of the other converter cells are made with a slight phase shift, but if the frequency of the carrier signal is high enough, the phase difference is small, so the average current of the
このように、各変換器ＣＥＬＬのスイッチング素子４１、４２のオン・オフの切り替えの制御は、電荷蓄積素子７４の直流電圧の低いものから優先的に上側のスイッチング素子４２をオン状態にする制御に限ることなく、参照信号ｍ（ｔ）とキャリア信号との比較によってスイッチング素子４１、４２のオン・オフの切り替えを決定するＰＷＭ制御でもよい。
In this way, the control of the on/off switching of the switching
ＰＷＭ制御の場合においても、例えば、参照信号ｍ（ｔ）となるアーム電圧基準信号Ｖｕｐｒｅｆに第２調波出力電圧変調信号Ｖ２ｕｒｅｆを重畳させ、各アーム部２２ａ～２２ｆに第２調波電流を流すことで、上記各実施形態と同様に、各変換器ＣＥＬＬの用品の容量を低減させることができる。なお、ＰＷＭ制御は、第４調波電流成分をさらに重畳させる場合や、アーム電流の正側のピークを小さくする場合などに用いてもよい。
Even in the case of PWM control, for example, by superimposing the second harmonic output voltage modulation signal V2uref on the arm voltage reference signal Vupref, which serves as the reference signal m(t), and passing a second harmonic current through each
上記実施形態では、主回路部１２にＭＭＣ型の電力変換器を用いている。主回路部１２は、ＭＭＣ型に限ることなく、例えば、複数の変換器ＣＥＬＬを直列に接続する他の方式の電力変換器でもよい。
In the above embodiment, an MMC type power converter is used for the
電力変換装置１０は、直流送電システムに限ることなく、交流から直流への変換及び直流から交流への変換が必要な他の任意のシステムなどに適用してもよい。電力変換装置は、例えば、周波数変換装置、直流送電装置、無効電力補償装置、あるいは電力潮流制御装置などでもよい。主回路部１２による交直変換は、交流から直流及び直流から交流の双方に限ることなく、交流から直流又は直流から交流の一方のみでもよい。
The
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be embodied in various other forms, and various omissions, substitutions, and modifications can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are included in the scope of the invention and its equivalents described in the claims.
２…交流電力系統、 ３、４…直流送電線、 ６…変圧器、 １０…電力変換装置、 １２…主回路部、 １４、１４ａ～１４ｄ…制御装置、 ２０ａ…第１直流端子、 ２０ｂ…第２直流端子、 ２１ａ…第１交流端子、 ２１ｂ…第２交流端子、 ２１ｃ…第３交流端子、 ２２ａ…第１アーム部、 ２２ｂ…第２アーム部、 ２２ｃ…第３アーム部、 ２２ｄ…第４アーム部、 ２２ｅ…第５アーム部、 ２２ｆ…第６アーム部、 ２３ａ～２３ｆ…リアクトル、 ２４ａ～２４ｆ…電流検出器、 ２５…電圧検出部、 ２６…電流検出部、 ２７…電圧検出部、 ２８…信号線、 ４１、４２…スイッチング素子、 ５１、５２…整流素子、 ６１、６２…駆動回路、 ７１、７２…接続端子、 ７４…電荷蓄積素子、 ８０…制御回路、 １００…位相検出回路、 １０２…ｄｑ変換回路、 １０４…交流電流指令値作成回路、 １０６、１０８…減算器、 １１０、１１２…制御関数演算器、 １１４…ｄｑ逆変換回路、 １１６…第２調波振幅作成回路、 １１８…第２調波位相作成回路、 １２０…係数演算器、 １２２、１２４、１２６…余弦信号発生回路、 １２８、１３０、１３２…減算器、 １３４…係数演算器、 １３６…減算器、 １３８…加算器、 １４０…減算器、 １４２…加算器、 １４４…減算器、 １４６…加算器、 １４８、１５０、１５２、１５４、１５６、１５８…変換器選択回路、 １６０…第４調波振幅作成回路、 １６２…第４調波位相作成回路、 １６４…係数演算器、 １６６、１６８、１７０…余弦信号発生回路、 １７２、１７４、１７６…減算器、 １７８…第２調波電流指令値作成回路、 １８０、１８１、１８２…加算器、 １８３、１８４、１８５…係数演算器、 １８６…ｄｑ変換回路、 １８８…フィルタ処理回路、 １９０、１９２…減算器、 １９４、１９６…制御関数演算器、 １９８…ｄｑ逆変換回路、 ２００…第４調波電流指令値作成回路、 ２０２…ｄｑ変換回路、 ２０４…フィルタ処理回路、 ２０６、２０８…減算器、 ２１０、２１２…制御関数演算器、 ２１４…ｄｑ逆変換回路、 ２２０、２２２、２２４、２２６、２２８、２３０…ＰＷＭ制御回路、 ＣＥＬＬ…変換器、 ＬＧ１…第１レグ、 ＬＧ２…第２レグ、 ＬＧ３…第３レグ 2...AC power system, 3, 4...DC transmission line, 6...Transformer, 10...Power conversion device, 12...Main circuit section, 14, 14a to 14d...Control device, 20a...First DC terminal, 20b...Second DC terminal, 21a...First AC terminal, 21b...Second AC terminal, 21c...Third AC terminal, 22a...First arm section, 22b...Second arm section, 22c...Third arm section, 22d...Fourth arm section, 22e...Fifth arm section, 22f...Sixth arm section, 23a to 23f...Reactor, 24a to 24f...Current detector, 25...Voltage detection section, 26...Current detection section, 27...Voltage detection section, 28...Signal line, 41, 42...Switching element, 51, 52...Rectification element, Reference Signs List 61, 62: drive circuit; 71, 72: connection terminal; 74: charge storage element; 80: control circuit; 100: phase detection circuit; 102: dq conversion circuit; 104: AC current command value creation circuit; 106, 108: subtractor; 110, 112: control function calculator; 114: inverse dq conversion circuit; 116: second harmonic amplitude creation circuit; 118: second harmonic phase creation circuit; 120: coefficient calculator; 122, 124, 126: cosine signal generation circuit; 128, 130, 132: subtractor; 134: coefficient calculator; 136: subtractor; 138: adder; 140: subtractor; 142: adder; 144: subtractor; 146: adder; DESCRIPTION OF THE REFERENCE NUMERALS 148, 150, 152, 154, 156, 158...converter selection circuit, 160...fourth harmonic amplitude creation circuit, 162...fourth harmonic phase creation circuit, 164...coefficient calculator, 166, 168, 170...cosine signal generation circuit, 172, 174, 176...subtractor, 178...second harmonic current command value creation circuit, 180, 181, 182...adder, 183, 184, 185...coefficient calculator, 186...dq transformation circuit, 188...filter processing circuit, 190, 192...subtractor, 194, 196...control function calculator, 198...inverse dq transformation circuit, 200...fourth harmonic current command value creation circuit, 202...dq transformation circuit, 204...filter processing circuit, 206, 208... subtractor; 210, 212... control function calculator; 214... dq inverse transform circuit; 220, 222, 224, 226, 228, 230... PWM control circuit; CELL... converter; LG1... first leg; LG2... second leg; LG3... third leg
Claims (10)
前記主回路部の動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記複数の変換器のそれぞれは、
ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、
を有し、
前記制御装置は、前記主回路部に前記電力変換を行わせるとともに、前記交流電力の周波数の基本波電流成分に、前記交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御し、
前記制御装置は、前記第２調波電流成分の正側のピーク位相が、前記第２調波電流成分の負側のピーク位相よりも前記基本波電流成分の負側のピーク位相に近付くように、前記第２調波電流成分の位相を設定し、
前記制御装置は、前記複数の変換器に流す前記電流に、前記交流電力の周波数の４倍の周波数を有する第４調波電流成分をさらに重畳させるとともに、前記第４調波電流成分の負側のピーク位相が、前記第４調波電流成分の正側のピーク位相よりも前記第２調波電流成分の正側のピーク位相に近付くように、前記第４調波電流成分の位相を設定し、
前記制御装置は、前記第４調波電流成分の振幅を前記第２調波電流成分の振幅よりも小さくする電力変換装置。 a main circuit unit having a plurality of converters connected in series, the main circuit unit performing at least one of power conversion from AC power to DC power and conversion from DC power to AC power by operation of the plurality of converters;
A control device for controlling the operation of the main circuit unit;
Equipped with
Each of the plurality of converters comprises:
A pair of switching elements connected in a half bridge configuration;
a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements;
having
the control device causes the main circuit unit to perform the power conversion, and controls switching of the pair of switching elements of each of the plurality of converters so as to cause a current in which a fundamental current component of the frequency of the AC power is superimposed on a second harmonic current component having a frequency twice that of the AC power to flow through the plurality of converters ;
the control device sets a phase of the second harmonic current component such that a positive peak phase of the second harmonic current component is closer to a negative peak phase of the fundamental current component than is the negative peak phase of the second harmonic current component;
the control device further superimposes a fourth harmonic current component having a frequency four times the frequency of the AC power on the current to be passed through the multiple converters, and sets a phase of the fourth harmonic current component such that a negative peak phase of the fourth harmonic current component is closer to a positive peak phase of the second harmonic current component than a positive peak phase of the fourth harmonic current component;
The control device is a power conversion device that makes the amplitude of the fourth harmonic current component smaller than the amplitude of the second harmonic current component .
前記主回路部の動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記複数の変換器のそれぞれは、
ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、
を有し、
前記制御装置は、前記主回路部に前記電力変換を行わせるとともに、前記交流電力の周波数の基本波電流成分に、前記交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御し、
前記制御装置は、前記第２調波電流成分の負側のピーク位相が、前記第２調波電流成分の正側のピーク位相よりも前記基本波電流成分の正側のピーク位相に近付くように、前記第２調波電流成分の位相を設定する電力変換装置。 a main circuit unit having a plurality of converters connected in series, the main circuit unit performing at least one of power conversion from AC power to DC power and conversion from DC power to AC power by operation of the plurality of converters;
A control device for controlling the operation of the main circuit unit;
Equipped with
Each of the plurality of converters comprises:
A pair of switching elements connected in a half bridge configuration;
a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements;
having
the control device causes the main circuit unit to perform the power conversion, and controls switching of the pair of switching elements of each of the plurality of converters so as to cause a current in which a fundamental current component of the frequency of the AC power is superimposed on a second harmonic current component having a frequency twice that of the AC power to flow through the plurality of converters;
The control device is a power conversion device that sets the phase of the second harmonic current component so that the negative peak phase of the second harmonic current component is closer to the positive peak phase of the fundamental current component than the positive peak phase of the second harmonic current component.
前記主回路部の動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記複数の変換器のそれぞれは、
ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、
を有し、
前記制御装置は、前記主回路部に前記電力変換を行わせるとともに、前記交流電力の周波数の基本波電流成分に、前記交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御し、
前記主回路部は、前記交流電力の入力及び前記交流電力の出力の少なくとも一方を行う交流端子を有し、
前記制御装置は、前記第２調波電流成分の振幅指令値と、前記第２調波電流成分の位相指令値と、前記第２調波電流成分の角周波数と、前記複数の変換器と前記交流端子との間のインダクタンス値と、を基に、前記第２調波電流成分の電圧基準を演算することにより、前記第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御する電力変換装置。 a main circuit unit having a plurality of converters connected in series, the main circuit unit performing at least one of power conversion from AC power to DC power and conversion from DC power to AC power by operation of the plurality of converters;
A control device for controlling the operation of the main circuit unit;
Equipped with
Each of the plurality of converters comprises:
A pair of switching elements connected in a half bridge configuration;
a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements;
having
the control device causes the main circuit unit to perform the power conversion, and controls switching of the pair of switching elements of each of the plurality of converters so as to cause a current in which a fundamental current component of the frequency of the AC power is superimposed on a second harmonic current component having a frequency twice that of the AC power to flow through the plurality of converters;
the main circuit unit has an AC terminal for inputting the AC power or outputting the AC power,
The control device calculates a voltage reference for the second harmonic current component based on an amplitude command value of the second harmonic current component, a phase command value of the second harmonic current component, an angular frequency of the second harmonic current component, and an inductance value between the multiple converters and the AC terminal, thereby controlling the switching of the pair of switching elements of each of the multiple converters so as to flow a current having the second harmonic current component superimposed thereon to the multiple converters.
前記主回路部の動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記複数の変換器のそれぞれは、
ハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子に並列に接続された電荷蓄積素子と、
を有し、
前記制御装置は、前記主回路部に前記電力変換を行わせるとともに、前記交流電力の周波数の基本波電流成分に、前記交流電力の周波数の２倍の周波数を有する第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御し、
前記制御装置は、前記第２調波電流成分の振幅指令値と、前記第２調波電流成分の位相指令値と、前記第２調波電流成分の角周波数と、前記複数の変換器に流れる電流のフィードバック信号と、を基に、前記第２調波電流成分の電圧基準を演算することにより、前記第２調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御する電力変換装置。 a main circuit unit having a plurality of converters connected in series, the main circuit unit performing at least one of power conversion from AC power to DC power and conversion from DC power to AC power by operation of the plurality of converters;
A control device for controlling the operation of the main circuit unit;
Equipped with
Each of the plurality of converters comprises:
A pair of switching elements connected in a half bridge configuration;
a charge storage element connected in parallel to the pair of switching elements;
having
the control device causes the main circuit unit to perform the power conversion, and controls switching of the pair of switching elements of each of the plurality of converters so as to cause a current in which a fundamental current component of the frequency of the AC power is superimposed on a second harmonic current component having a frequency twice that of the AC power to flow through the plurality of converters;
The control device calculates a voltage reference for the second harmonic current component based on an amplitude command value of the second harmonic current component, a phase command value of the second harmonic current component, an angular frequency of the second harmonic current component, and a feedback signal of a current flowing through the multiple converters, thereby controlling the switching of the pair of switching elements of each of the multiple converters so as to flow a current superimposed with the second harmonic current component through the multiple converters.
前記制御装置は、前記第４調波電流成分の振幅指令値と、前記第４調波電流成分の位相指令値と、前記第４調波電流成分の角周波数と、前記複数の変換器と前記交流端子との間のインダクタンス値と、を基に、前記第４調波電流成分の電圧基準を演算することにより、前記第４調波電流成分を重畳させた電流を、前記複数の変換器に流すように、前記複数の変換器のそれぞれの前記一対のスイッチング素子のスイッチングを制御する請求項１記載の電力変換装置。 the main circuit unit has an AC terminal for inputting the AC power or outputting the AC power,
2. The power conversion device according to claim 1, wherein the control device calculates a voltage reference for the fourth harmonic current component based on an amplitude command value of the fourth harmonic current component, a phase command value of the fourth harmonic current component, an angular frequency of the fourth harmonic current component, and an inductance value between the multiple converters and the AC terminal, thereby controlling switching of the pair of switching elements of each of the multiple converters so as to flow a current on which the fourth harmonic current component is superimposed to the multiple converters.
前記制御装置は、三相を平衡させた前記第２調波電流成分を前記基本波電流成分に重畳させる請求項１～７のいずれか１つに記載の電力変換装置。 the AC power is three-phase AC power,
8. The power conversion device according to claim 1, wherein the control device superimposes the second harmonic current component, which is three-phase balanced, on the fundamental current component.
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