JP7586782B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの制御装置に関する。

セミクローズド構成のモータ制御系で制御対象機械を駆動する場合において、
機械の剛性が低い場合には、機械の共振・反共振特性が原因で機械の端部(以降機械端と記述する)が数Ｈｚ～１００Ｈｚの低周波数で振動し、所望の応答特性を実現できない場合がある。

位置決め精度と位置決めに要する時間の短縮の両立が必要なＦＡ分野の作業機械では、このような場合、一般的に制振制御が用いられる。制振制御は一般に制御指令の加工により成され、制御指令から機械端の振動を励起する周波数成分を除去する方法が知られている。

特許文献１は、位置指令に対して２つの制振フィルタを切り替えて用いることで機械の共振・反共振特性が変化する場合であっても機械の端部を制振可能とするもので、制振フィルタの一例としてはノッチフィルタが挙げられている。

特開２００５－１６８２２５号公報

モータ制御系が位置制御系である場合、位置指令を、ノッチフィルタ等を用いて加工することで制振制御を実現できるが、図２に示すように、機器のリプレースなどの産業上の都合により、位置指令を生成する上位系制御装置が位置制御器を内包し、マイナーループである速度制御系をサーボモータ制御装置が担うような装置構成となる場合がある。

さらにメンテナンス性や各装置のスペックなどの都合により、位置制御器で制振制御を実現せず、マイナーループである速度制御系を担うサーボモータ制御装置内で制振制御を実現したい場合がある。

特許文献１では、制振制御に寄与する制振フィルタ３、フィルタ切替え手段９、指令方向検出手段４は、図２における上位系制御装置で制振制御を実現する構成である。そのため、特許文献１では、速度制御系を担うサーボモータ制御装置内で制振制御を実現してはいない。

さらに、機械端振動を励起する周波数成分を抽出するフィルタとしてラインエンハンサ（ＬＥ）を使う制振制御をする場合に、制振制御特有の応答遅れの発生が生じないことが課題となる。

本発明は、セミクローズド構成のモータ制御系において、上位系制御装置が位置制御器を内包し、速度制御系を担うモータ制御装置内で制振制御を実現するモータ制御装置において、制振制御特有の応答遅れを改善ずるモータ制御装置の提供を目的とする。

本発明は、モータに接続された機械端を位置制御する位置制御系に含まれるモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、
上位系制御装置から第１の速度指令を受取り、
前記上位系制御装置に対してモータ軸の位置応答を出力するよう前記位置制御系に組込まれ、
速度制御器と、
速度制御系内制振制御器とを有し、
前記速度制御系内制振制御器は、
前記第１の速度指令と前記モータ軸の位置応答とに基づいて位置指令の推定値を算出する位置指令推定器と、
前記位置指令の推定値に基づき前記第１の速度指令に含まれる前記機械端の振動を励起する周波数成分を抽出し、抽出した前記周波数成分を出力する並列型制振制御器と、
前記並列型制振制御器に起因して発生する応答遅れを改善する位相調整器と、
前記位相調整器の出力を速度の次元に変換する第１の単位変換器と、
演算器とを有し、
前記演算器は、
前記第１の速度指令から前記並列型制振制御器の出力を減算して前記機械端の振動を励起する前記周波数成分を前記第１の速度指令から除去し、第２の速度指令として出力し、
前記第１の単位変換器の出力と前記第２の速度指令とに基づいて前記速度制御系内制振制御器の出力としての第１の実速度指令を出力し、
前記第１の実速度指令を前記速度制御器の指令とするモータ制御装置である。

本発明によれば、速度制御系を担うモータ制御装置内で制振制御を実現する際の、制振制御特有の応答遅れを改善でき、位置決め時間を短縮することができる。

実施例１の第１の基本構成を示す図。 上位系制御装置とサーボモータ制御装置とからなる構成を示す図。 実施例１の前提となる構成を説明する図。 振動励起成分抽出器の周波数特性を示す図。 位相調整器の周波数特性を示す図。 機械端の周波数特性を示す図。 実施例２の第１の基本構成を示す図。 実施例２の前提となる構成を説明する図。 ＦＦ制御器を伴う２自由度制御器の具体的構成を示す図。 モデルマッチング２自由度制御器の具体的構成を示す図。 ＡＣサーボモータ制御系を示す図。 速度制御系内制振制御器を有するＡＣサーボモータ制御系を示す図。 図１２の構成における制振制御の効果を示す図。

まず、本実施例の前提となる構成としての図３の説明をする。図３は、位置指令を加工せず、サーボモータ制御装置３０１内で制振制御を実現する技術である。図３のサーボモータ制御装置３０１は、位置指令推定器９、並列型制振制御器１０、速度制御器２０、位置・速度算出器２１、電流制御系２０７および加減算器３０４を有し、上位系制御装置２０１から得られる速度指令３０３を加工する点が特徴である。

より具体的には、並列型制振制御器１０は振動励起成分抽出器と単位変換器とから成り、位置指令推定器９から得た位置指令推定値１３から、機械端２０４の振動を励起する周波数成分を振動励起成分抽出器で抽出し、単位変換器で速度の単位に変換し、速度指令３０３から振動励起成分を除去することで機械端の振動抑制を実現する。

図３では、並列型制振制御器１０内の振動励起成分抽出器には、位置指令推定器９から機械端振動を励起する周波数成分を位相遅れなく抽出できるフィルタとしてラインエンハンサ（ＬＥ）に相当する次式を採用している。

但し、Ｗは抽出幅、Ｌは抽出パワーレベルを担うパラメータで、ωｎは抽出する周波数［ｒａｄ／ｓ］である。またｓはラプラス演算子である（以降、ｓはラプラス演算子を意味する）。

Ｗ＝１、Ｌ＝０．１、ωｎ＝２π×１０とした際の式（１）の周波数特性を図４に示す。周波数ωｎにおいて振幅がピークを迎え、位相遅れが０となる点が特徴である。

図４の上段の縦軸はMagnitude（抽出する周波数の振幅）であり、横軸はFrequency(抽出する波形の周波数)である。図４の下段の縦軸はPhase（抽出する周波数の位相）であり、横軸はFrequency(抽出する波形の周波数)である。

式（１）のＬＥを用いた制振制御においては、制振制御特有の応答遅れの発生が課題となる。具体的には、周波数ωｎ以下の帯域で位相遅れが生じ、機械端の振動を抑制できる一方で、十分な応答特性が得られず、位置決め時間を十分に短縮しきれない場合がある。

以下、本発明を適用した実施例は、制振制御特有の応答遅れ改善する構成であり、図面を参照しながら説明する。なお各図において、共通な機能を有する構成要素には同一の番号を付与し、その説明を省略する。また、以降「フィードバック」は「ＦＢ」と、「フィードフォワード」は「ＦＦ」と略記する場合がある。

図１は、本実施例の速度制御系内制振制御器１５の構成を示したもので、図３のサーボモータ制御装置３０１内の速度制御系内制振制御器３０２に対して、新たに位相調整器１、加減算器３および加減算器１７、単位変換器１２が追加された構成である。

本実施例は、図３に示すようにモータ制御系が上位系制御装置２０１とサーボモータ制御装置３０１とで構成される場合を想定にしたものである。本実施例のサーボモータ制御装置３０１はモータに接続された機械端を位置制御する位置制御系に含まれる。

上位系制御装置２０１は位置指令２４を生成し、位置制御器２２を含み、サーボモータ制御装置３０１からモータ軸の位置応答２３を受け取り、位置指令２４とモータ軸の位置応答２３とに基づき位置制御器２２で速度指令１４を生成し、これをサーボモータ制御装置３０１に出力する。なお位置指令２４は、上位系制御装置２０１の外部から別の上位装置等から与えられるものであってもよい。

本実施例のサーボモータ制御装置３０１は、速度制御系を担う速度制御器２０、電流制御系２０７、位置・速度算出器２１、および速度制御系内制振制御器１５を含み、上位系制御装置２０１から速度指令１４を受け取り、モータに対して速度制御を行うとともに、モータに取り付けらえた位置・速度を把握可能なセンサ（例えばロータリーエンコーダ）からの計測信号に基づき位置・速度算出器２１でモータ軸の位置を算出し、これをモータ軸の位置応答２３とし、モータ軸の位置応答２３を上位系制御装置２０１に出力する。

サーボモータ制御装置３０１は、図示は省略したがＣＰＵ（Central Processing Unit）を有する。位置指令推定器９、並列型制振制御器１０、加減算器３０４などの各処理部を含む速度制御系内制振制御器３０２、速度制御器２０、位置・速度算出器２１、電流制御系２０７などは、ＣＰＵがプログラムを読み出してプログラムを実行することで、各処理部の処理が実行される。ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアで、各処理部の全部もしくは一部を構成することもできる。また上位系制御装置２０１はＣＰＵを有し、位置制御器２２に対応したプログラムをＣＰＵが実行する。

本実施例は、上位系制御装置２０１の位置制御器２２が制振制御を含まず、サーボモータ制御装置３０１の内部で制振制御を実現し、かつ制振制御特有の応答遅れを改善することを課題とし、速度制御系内制振制御器１５はそれを成すための本実施例の制振制御器である。

速度指令１４を加工することで制振制御を実現する。これには原理的には以下のステップの処理を行えればよい。
Ｓ１：位置指令の把握・推定
Ｓ２：把握・推定した位置指令から機械端振動を励起する周波数成分を抽出
Ｓ３：Ｓ２で抽出した周波数成分を含まない速度指令を生成し、速度制御器の速度指令とする
ステップＳ１は位置指令推定器９で実現される。
その実現手段の一例は、次式である。位置指令推定器９は、式（２）に従い、第１の速度指令１４を推定フィルタで処理した信号と、モータ軸の位置応答２３とを、第３の加減算器で加算したものを位置指令の推定値として出力する。

但し、ｒｅ、ｓｒおよびｙｐは各々位置指令推定値１３、速度指令１４およびモータ軸の位置応答２３であり、Ｆｐは、位置制御器２２の逆特性に一致する推定フィルタである。例えば位置制御器２２がＰ制御器ならば、ＦｐはＰ制御器の逆特性、すなわちＰゲインの逆数となる。なお、以降議論の簡単化のために、位置指令推定器９で得られる位置指令推定値１３は、位置指令２４を誤差無く推定できるものとする。

ステップＳ２は、振動励起成分抽出器１１で実現される。振動励起成分抽出器１１はフィルタとしてラインエンハンサ（ＬＥ）であり、ラインエンハンサはすでに述べた式（１）の機能を有する。

ステップＳ３は、単位変換器１２および加減算器１６で実現され、振動励起成分抽出器１１の出力の単位を単位変換器１２で位置から速度に変換し、これを速度指令１４から加減算器１６で除去することで、機械端振動を励起する周波数成分を含まない速度指令８を実現できる。なお単位変換器１２の一例は、上位系制御装置２０１に含まれる位置制御器２２である。

位置制御器２２は、位置指令２４や、位置指令２４とモータ軸の位置応答２３との偏差に基づき速度指令を生成する役割を担う。したがって速度制御系内制振制御器１５においては、単位変換器１２の役割を担うことが可能である。

振動励起成分抽出器１１の式（１）のＬＥは、図４に示すように、位置指令推定値１３から機械端振動を励起する周波数成分を位相遅れなく抽出できる。しかしながら、ＬＥは抽出する周波数ωｎ［ｒａｄ／ｓ］より低い帯域では位相を進ませる特徴がある（但し位相の最大進み量はπ／２［ｒａｄ／ｓ］）。

今、周波数ωの正弦波に対して、振幅がα(０＜α≦1)で位相がβ(０＜β＜π／２)だけ進んだ正弦波を減ずる以下の処理を考える。

これを式変形すると以下となる。

α(０＜α≦1)かつβ(０＜β＜π／２)においては、γは常に負になる。したがって、周波数ωの正弦波に対して、振幅がα(０＜α≦1)で位相がβ(０＜β＜π／２)だけ進んだ正弦波を減じた結果得られる正弦波Ｓｃ（ｔ）は、周波数ωの正弦波に対して必ず位相が遅れた周波数ωの正弦波となる。なお位相の遅れ量はαが大きい場合に増加する傾向となる。

また周波数ωの正弦波に対して、振幅がα(０＜α≦1)で位相がβ(０＜β＜π／２)だけ進んだ正弦波を加算する以下の処理を考える。

これを式変形すると以下となる。

式（８）のγは、α(０＜α≦1)かつβ(０＜β＜π／２)においては、常に正になる。したがって、周波数ωの正弦波に対して、振幅がα(０＜α≦1)で位相がβ(０＜β＜π／２)だけ進んだ正弦波を加算した結果得られる正弦波Ｓｃ（ｔ）は、周波数ωの正弦波に対して必ず位相が進んだ周波数ωの正弦波となる。

本実施例は、式（６）～式（８）の原理を利用して、制振制御特有の応答遅れを改善する。

図１の並列型制振制御器１０では式（１）を採用する。したがって、ＬＥの特性上、周波数ωｎより低い周波数成分（ωＬとする）はＬＥによって進まされる。速度指令１４の周波数ωＬの周波数成分に対してＬＥによって位相が進まされた周波数ωＬの周波数成分が加減算器１６にて減じられるため、式（３）～式（５）の原理から加減算器１６の出力８における、周波数ωＬの周波数成分は必ず速度指令１４の同周波数成分に対して遅れを有する。特にωＬがωｎに近いとき、ＬＥの特性上、ゲインが高い(すなわちαが大きい)。
したがってωＬがωｎに近い場合の方が、位相遅れ量は顕著となる。

これが、ＬＥを用いた並列型制振制御における、制振制御特有の応答遅れの発生原因である。このような位相遅れ特性が速度指令１４のωｎより低い帯域の周波数成分を遅らせてしまうため、速度指令が全体的に遅れたものになる。

本実施例は、このような速度指令１４の位相が遅らされてしまう問題に対して、図１の位相調整器１、加減算器３、単位変換器１２、および加減算器１７を用いる。

加減算器３の出力２は、振動励起成分抽出器１１の性質から、機械端振動を励起する周波数が除去された位置指令（推定値）であり、但し、周波数ωｎより低い周波数成分は、出力８と同様に、位置指令推定値５（位置指令推定値１３）よりも位相が遅れたものとなっている。

位相調整器は、振動励起成分抽出器１１に起因して遅れた周波数成分を進ませて、単位変換器１２で単位を位置から速度に変換した後に、加減算器１７で出力８に加算する。この結果、式（６）～式（８）の原理に従えば、振動励起成分抽出器１１に起因してωｎより低い周波数成分に位相遅れを有した出力８の位相遅れを進ませることができ、結果として、制振制御特有の応答遅れを改善することができる。換言すると、本実施例は振動励起成分抽出器１１に起因して生じた速度指令１４の位相遅れを改善することで、速度指令の遅れを改善した速度指令１８（以降、これを実速度指令１８と記す）を生成することができるという、速度指令の加工を狙ったものである。実速度指令１８は、速度制御器２０の速度指令である、
なお、出力２には機械端の振動を励起する周波数成分を含まれないため、出力８に対して、単位変換器１２の出力７を加減算器１７で加算して得られた実速度指令１８は、やはり機械端の振動を励起することのない、制振効果のある速度指令になっている点に注意する。

位相調整器１の一例は、以下に示す１次のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）である。

但し、ωｈは遮断周波数［ｒａｄ／ｓ］、ｈ（＞１）は調整ゲインである。

ωｈ＝２π×１０、ｈ＝２．５とした際の、ＨＰＦの周波数特性を図５に示す。

図５の上段の縦軸はMagnitude（ＨＰＦにおける周波数の振幅）であり、横軸はFrequency(ＨＰＦにおける波形の周波数)である。図５の下段の縦軸はPhase（ＨＰＦにおける周波数の位相）であり、横軸はFrequency(ＨＰＦにおける波形の周波数)である。

周波数ωｈでπ／４［ｒａｄ／ｓ］位相が進み、周波数ωｈより低い帯域では最大でπ／２［ｒａｄ／ｓ］の位相進む特性である。またゲインに関しては、高域で２０×ｌｏｇ１０（ｈ）だけゲイン増になる特性である。

したがって、式（９）を用いることで、速度指令１４の位相の遅れを改善できる。

式（９）のパラメータωｈおよびｈには設計自由度がある。例えば、遮断周波数をＬＥの抽出する周波数ωｎに一致させた場合（ωｈ＝ωｎ）、ランプ指令に対する応答の立ち上がり遅れは理論上、ｈの増加に対して線形的に改善できる。

また、機械端振動の応答特性は次の式（１０）で表現されることが多い。

但し、ωａは機械端振動の周波数［ｒａｄ／ｓ］、ζａは減衰係数である。
なお機械端の振動周波数をＬＥで抽出するにはωａ＝ωｎとすればよい。

ＨＰＦのパラメータ設計に関して、式（１０）のＡＲの周波数特性が既知であるならば、これを考慮したものとしてもよい。

ＡＲの周波数特性を図６に示す。なお、ωａ＝２π×１０、ζａ＝０．１としている。

図６の上段の縦軸はMagnitude（ＡＲにおける周波数の振幅）であり、横軸はFrequency(ＡＲにおける波形の周波数)である。図６の下段の縦軸はPhase（ＡＲにおける周波数の位相）であり、横軸はFrequency(ＡＲにおける波形の周波数)である。

ＡＲはωａより高域では位相が遅れ、ゲインも減衰する特性となる。したがって、ＨＰＦでは、ωｈおよびｈはＡＲの関数としてωｈ（ωａ、ζａ）、およびｈ（ωａ、ζａ）とし、ωｈ（ωａ、ζａ）＞ωａとして積極的に高域で位相を進ませ、ｈ（ωａ、ζａ）＞２として積極的に高域でのゲインを高めることで、制振制御特有の応答遅れに加えてＡＲの特性に伴う応答遅れを改善する効果が期待できる。位相調整器のフィルタパラメータは、機械端の振動特性（振動の周波数及び振動の減衰係数）に基づいて設定される。

このようなＨＰＦの積極的な設計が可能な理由は、ＨＰＦの入力である出力２に機械端の振動を励起する周波数成分が含まれないためである。

このように、本実施例によれば、上位系制御装置が位置制御器を内包し、速度制御系を担うモータサーボ制御装置内で制振制御を実現する手段を備えたモータ制御装置の提供において、並列型制振制御器１０に起因して発生する制振制御特有の応答遅れを簡単な処理にて改善することができ、結果位置決め時間の短縮が可能である。

図７は、本実施例の速度制御系内制振制御器７１の構成を示したもので、実施例１に対して、ＦＦ制御器７２、加減算器７３、および加減算器７９が追加された点が差異である。実施例１と同じ内容は説明を省略する。

本実施例の前提となる速度制御系内制振制御器８１の構成を図８に示す。図８では、ＦＦ制御器８５は上位系制御装置の位置制御器２２がＦＦ制御器を含まない場合に、応答特性改善を目的に設けられるものである。但し、ＦＦ制御器８５は位置制御器２２に含まれるＦＢ制御器に起因したＦＢループの応答遅れを改善するものであり、制振制御特有の応答遅れを改善するために導入されるものではない。

本実施例におけるＦＦ制御器７２は図８のＦＦ制御器８５と役割は同じであり、位置制御器２２に含まれるＦＢ制御器に起因したＦＢループの応答遅れを改善する目的で設けられるものである。

セミクローズ構成の位置制御系の制御対象は一般には単純な積分器１／ｓであるため、位置制御系におけるＦＦ制御器は、単純にはスカラのゲインと微分器ｓの積で構成すればよく、位置制御器において、図９のようにＦＦ制御器を設ければよい。

図９は、一般的なＦＦ制御器を伴う２自由度制御器の具体的構成を示す図である。図９において、ＦＦ制御器の入力９４は位置指令である。図８での位置・速度算出器２１からの出力などの制御対象の応答９６である。ＦＢ制御器９２入力は位置指令９４と制御対象の応答９６の差分である。位置制御器の出力９７は速度指令である。したがって、ＦＦ制御器９３は入力を位置の単位とし、出力を速度の単位にできる性質がある。

なお、図９のＦＢ制御器９２はＰ制御器とすることが多く、したがってＦＢ制御器９２は単純にスカラのゲイン（ωｐと記載する）とすればよい。なお、図７の位置制御器２２もこのとき、ゲインωｐのＰ制御器である点に注意する。

位置制御器でモデルマッチング２自由度制御１００を構成する場合は、規範モデル１０１を伴って、図１０のようにＦＦ制御器１０３を設ければよい。この場合、ＦＦ制御器１０３及び規範モデル１０１は各々ＦＦＭ、及びＭとして、次式とすればよい。

但し、ωｆは、所望の応答特性を規定するパラメータであり、一般にはωｐ＜ωｆとして設計される。

図７におけるＦＦ制御器７２は、図９のＦＦ制御器９３を採用することができる。さらには、ＦＦ制御器７２は、図１０のモデルマッチング２自由度制御１００におけるＦＦ制御器とすることもできる。但しその場合、ＦＦ制御器７２は、図１０のＦＦ制御器１０３を直接用いるのではなく次式とする。これは、図１０のブロック構成を図９の形に変形した際のＦＦ制御器９３である。

式（１３）によれば、図７におけるＦＦ制御器７２は、モデルマッチング２自由度制御を採用する場合は、ハイパスフィルタＨＰＦ_Ｆと位置制御器２２との積、であると解釈される。さらには、ハイパスフィルタＨＰＦ_Ｆと単位変換器１２との積とも解釈できる。

ハイパスフィルタＨＰＦ_Ｆは、式（９）と比較すると、遮断周波数はωｆ、ｈｆ＝ωｆ／ωｐは調整ゲインｈに相当することがわかる。
フィードフォワード制御器のフィルタパラメータは、機械端の振動特性（振動の周波数及び振動の減衰係数）に基づいて設定される。

したがって式（１３）で構成するＦＦ制御器７２を採用する場合、図７の構成では、位相調整器１で制振制御特有の応答遅れを改善した速度指令７８に対して、式（９）と同様の位相進み特性によって、ＦＦ制御器７２で所定の位相特性が改善された速度指令７６が得られることがわかる。この位相進み特性は、位置制御系のＦＦ制御器の役割を担うものであるため、制振制御特有の応答遅れを改善するものではなく、位置制御器２２に含まれるＦＢ制御器に起因したＦＢループの応答遅れを改善する役割を担うものである。

なお図７において、ＦＦ制御器の入力７４が位相調整器１の入力２と出力６を加減算器７３で加算したものになっているのは、ＦＦ制御器７２の出力７７が機械端振動を励起することを避けるため、かつ位相調整器１の位相調整結果を受けた速度指令７８と同様の位相調整結果を受けた出力７７を速度指令７８に加減算器７９を介して作用させたいためである。

したがってＦＦ制御器７２を伴う本実施例によれば、上位系制御装置が位置制御器を内包し、速度制御系を担うモータサーボ制御装置内で制振制御を実現する手段を備えたモータ制御装置の提供において、並列型制振制御器１０に起因して発生する制振制御特有の応答遅れを簡単な処理にて改善することができ、かつＦＢ制御器に起因したＦＢループの応答遅れも併せて改善することが可能であり、結果位置決め時間の短縮が可能である。

なお、ωｆはＦＦ制御における所望の応答特性を規定し、ωｐは位置制御器２２の制御ゲインであるから、式（１３）に含まれるパラメータは一意に定まるもので、機械端振動の応答特性ＡＲとは独立に設計されるものである。しかしながら、式（１３）のｈｆを調整ゲインと見なして、ｈｆのωｐをあえて調整できるものとしてもよい。

これにより、応答遅れを更に改善できる場合がある。位相調整器１とＦＦ制御器７２とは、改善する遅れ特性に明確な違いがあり、独立設計されることが前提であることは既に述べた通りだが、あえてｈｆのωｐを調整要素とし、位相調整器１のパラメータωｈ（ωａ、ζａ）、およびｈ（ωａ、ζａ）とバランスするように適切な設計を行うことで、トータルとして機械端振動を抑制しながら、機械端の応答遅れを短縮可能となる場合がある。

このような効果は、ＦＦ制御器７２を位相調整器１のＨＰＦと同様の役割と見なし、ＨＰＦを二つ用いて速度指令８の位相を調整した結果得られたものである、と解釈できる。

本実施例に係るモータ制御装置は、図１１に示すような、上位系制御装置とサーボモータ制御装置で構成されるＡＣサーボモータのカスケード位置ＦＢ制御系１１００への適用を想定した場合である。

図１２は、実施例３のＡＣサーボモータのカスケード位置ＦＢ制御系１２００を示す図である。図１に示した速度制御系内制振制御器１５を、図１１に適用した場合が図１２である。実施例１と同じ内容は説明を省略する。

図１２のＡＣサーボモータのカスケード位置ＦＢ制御系は、加減算器１４１０、加減算器１４１１、加減算器１４１２、位置制御器１３１５、速度制御器１３２、電流制御器１３３、d－q座標系から３相座標系へ座標変換する第１の座標変換器１３４、３相座標系からd－q座標系へ座標変換する第２の座標変換器１３１０、３相電圧指令を入力してＰＷＭパルスを出力するＰＷＭ出力器１３５、スイッチング素子を有するインバータ（電力変換器）１３６、電流検出器１３８、位置・速度算出器１３１１、速度制御系内制振制御器１５、モータの回転数を計測するエンコーダ１３９、モータ１３７、およびモータに駆動される、制御対象である機械１３１３を備える。

速度制御系内制振制御器１５は、エンコーダ１３９の出力から位置・速度算出器１３１１で算出されたモータ軸の位置応答および位置制御器１３１５からの位置操作量を入力し、位置制御器１３１５にモータ軸位置応答を出力し、速度制御器１３２に速度指令を出力する。

モータの電気回路部分を電流制御器１３３が制御し、この制御周期が速度制御器１３２より速い前提においては速度制御系において、電流制御系は近似的に１（速度制御器の操作量がモータの機械部分（ロータ）に直達される）にみなされる。したがって速度制御器１３２の制御対象は、モータの機械部分（ロータ）とモータのロータに結合された機械１３１３であり、これが図１における速度制御器２０の制御対象に相当する。

また速度制御器１３２の制御周期は、位置制御器１３１５の制御周期より早い速い前提においては、位置制御系において、速度制御系は近似的に１に見なされる。

速度制御系内制振制御器１５は、速度制御系内のその前段に位置し、上位系制御装置の出力である速度指令を加工し、速度制御器１３２への指令を生成するものである。

機械１３１３の慣性数は１とし、機械１３１３とモータのロータが弾性結合されている場合は、制御対象は機械１３１３とモータのロータがバネ・ダンパで結合された２慣性系とみなすことができ、制御対象は１組の共振・反共振特性を含む周波数特性を有するものとなる。

また、機械１３１３の慣性数が２で各慣性はバネ・ダンパで結合され、その一方がモータのロータに対して弾性結合されている場合は、制御対象は各慣性がバネ・ダンパで結合された３慣性系とみなすことができ、２組の共振・反共振特性を含む周波数特性を有するものとなる。

機械１３１３は剛性が低く、数Ｈｚ～１００Ｈｚ程度の低域で共振・反共振特性を有するものとする。

まず速度制御系内制振制御器１５を含まない状態の図１１を考える。位置制御器の制御ゲインを高め、位置指令からモータ１３７のモータ軸位置応答までを高応答に制御し、機械１３１３の共振・反共振特性起因の振動を抑制する設定とすると、機械１３１３の剛性が低いため、機械１３１３の端部は振動的になる。

他方、図１２のように、速度制御系内制振制御器１５を含む場合は実施例１で説明したように機械端の制振効果を発揮でき、かつ制振制御特有の応答遅れを改善できる。

図１３は、図１２に示したＡＣサーボモータ制御系の制振制御の効果を説明する図である。図１２の構成は、図１３に示すように、十分な制振効果と共に、応答遅れを改善できる。

図１３の上段および下段ともに、縦軸はMech.angle（機械端の位置応答）であり、横軸はTimes（時間）である。機械端の位置応答は、モータが回転することで、モータに接続された機械の端部である機械端が移動した位置を示し、モータの回転角（rad）に相当する。

図１３の下段の図を拡大したのが図１３の上段の図である。図１３の下段に示すように、「制振制御なし」１４０２、「制振制御 有、位相調整 無」１４０３に比べて、本実施例の実線で示した「制振制御 有、位相調整 有」では、「位置指令」１４０１に対する応答性能が高いことがわかる。

したがって本実施例によればセミクローズド構成のＡＣサーボモータ制御系において、上位系制御装置が位置制御器を内包し、速度制御系を担うモータサーボ制御装置内で制振制御を実現する手段を備え、かつ制振制御特有の応答遅れを簡単な処理にて改善すること手段を備えたモータ制御装置の提供が可能である。

本実施例では、実施例１の速度制御系内制振制御器１５を、ＡＣサーボモータのカスケード位置ＦＢ制御系１１００へ適用した場合を例に説明したが、実施例２の速度制御系内制振制御器７１をＡＣサーボモータのカスケード位置ＦＢ制御系１１００へ適用してもよい。

なお、ＡＣサーボモータ制御以外にも、ＤＣモータ制御においても速度・位置制御器によるカスケード制御構成となるので、本実施例によれば速度制御系内制振制御器１５を速度制御器の前段に介在させることで、速度制御系内で機械端の制振を実現できる。

１…位相調整器、９…位置指令推定器、１０…並列型制振制御器、１１…振動励起成分抽出器、１４…速度指令、１５…速度制御系内制振制御器、１８…実速度指令、２１…位置・速度算出器、２３…モータ軸の位置応答、２４…位置指令、７２…ＦＦ制御器、１３６…インバータ、１３７…ＡＣサーボモータ、１３８…電流検出器、１３９…エンコーダ、２０１…上位系制御装置、３０１…サーボモータ制御装置、１３１３…制御対象の機械

Claims (12)

1. モータに接続された機械端を位置制御する位置制御系に含まれるモータ制御装置であって、
   前記モータ制御装置は、
   上位系制御装置から第１の速度指令を受取り、
   前記上位系制御装置に対してモータ軸の位置応答を出力するよう前記位置制御系に組込まれ、
   速度制御器と、
   速度制御系内制振制御器とを有し、
   前記速度制御系内制振制御器は、
   前記第１の速度指令と前記モータ軸の位置応答とに基づいて位置指令の推定値を算出する位置指令推定器と、
   前記位置指令の推定値に基づき前記第１の速度指令に含まれる前記機械端の振動を励起する周波数成分を抽出し、抽出した前記周波数成分を出力する並列型制振制御器と、
   前記並列型制振制御器に起因して発生する応答遅れを改善する位相調整器と、
   前記位相調整器の出力を速度の次元に変換する第１の単位変換器と、
   演算器とを有し、
   前記演算器は、
   前記第１の速度指令から前記並列型制振制御器の出力を減算して前記機械端の振動を励起する前記周波数成分を前記第１の速度指令から除去し、第２の速度指令として出力し、
   前記第１の単位変換器の出力と前記第２の速度指令とに基づいて前記速度制御系内制振制御器の出力としての第１の実速度指令を出力し、
   前記第１の実速度指令を前記速度制御器の指令とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記演算器は、
   前記第１の速度指令から前記並列型制振制御器の出力を減算する第１の加減算器と、
   前記第１の単位変換器の出力と前記第２の速度指令とを加算する第２の加減算器とを有するモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位置指令推定器は、
   前記上位系制御装置に含まれる位置制御器の逆特性に一致する推定フィルタと第３の加減算器とを有し、
   前記第１の速度指令を前記推定フィルタで処理した信号と、前記モータ軸の位置応答とを前記第３の加減算器で加算したものを前記位置指令の推定値として出力するモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記並列型制振制御器は、
   前記位置指令の推定値から前記第１の速度指令に含まれる前記機械端の振動を励起する周波数成分を位相遅れなく抽出する振動励起成分抽出器と、
   前記振動励起成分抽出器で抽出された振動励起成分信号の単位を速度の次元に変換する第２の単位変換器とを有し、
   前記第２の単位変換器の出力を前記並列型制振制御器の出力とし、
   前記演算器は、
   前記振動励起成分抽出器の入力と出力の差分を演算し、
   前記位相調整器は、
   前記差分を入力し、位相の調整をして前記第１の単位変換器に出力するモータ制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ制御装置において、
   前記演算器は、
   前記第１の速度指令から前記並列型制振制御器の出力を減算する第１の加減算器と、
   前記第１の単位変換器の出力と前記第２の速度指令とを加算する第２の加減算器と、
   前記振動励起成分抽出器の入力から出力を減じる第４の加減算器とを有するモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記速度制御系内制振制御器は、
   前記上位系制御装置に含まれる位置制御器のフィードバック制御にかかる応答遅れを改善するためのフィードフォワード制御器を有し、
   前記演算器は、
   前記位相調整器の入力と出力とを演算し、
   当該演算の結果を前記フィードフォワード制御器は入力し、
   前記フィードフォワード制御器の出力と前記第１の実速度指令とから第２の実速度指令を演算し、
   前記第２の実速度指令を前記速度制御系内制振制御器の出力とするモータ制御装置。
7. 請求項６に記載のモータ制御装置において、
   前記演算器は、
   前記位相調整器の入力と出力とを加算する第５の加減算器と、
   前記フィードフォワード制御器の出力と前記前記第１の実速度指令とを加算する第６の加減算器とを有するモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相調整器は、ハイパスフィルタであるモータ制御装置。
9. 請求項６に記載のモータ制御装置において、
   前記フィードフォワード制御器は、
   ハイパスフィルタであることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記位相調整器のフィルタパラメータは、前記機械端の振動特性に基づいて設定されるモータ制御装置。
11. 請求項６に記載のモータ制御装置において、
    前記フィードフォワード制御器のフィルタパラメータは、前記機械端の振動特性に基づいて設定されるモータ制御装置。
12. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記上位系制御装置は、
    前記位置制御系に組み込まれ位置制御器を含み、前記位置指令を生成し、
    前記位置制御器は、前記位置指令と前記モータ制御装置から受け取った前記モータ軸の位置応答とから、前記第１の速度指令を生成するモータ制御装置。

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