JP7622012B2 - インバータ制御装置および電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、インバータ制御装置および電力変換装置に関する。

従来、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）等の同期モータを駆動するインバータの制御装置において、モータの回転子の位置（回転角）センサや回転速度センサを用いないセンサレス制御を行う技術が提案されている。

例えばセンサレス制御を行うインバータ制御装置により、フリーラン状態からインバータを再起動する際には、インバータの出力位相や周波数をモータの回転子の位置や回転角速度に同期させる必要がある。このため、インバータの再起動時に、モータの磁気突極性を利用して回転子の回転位相角と回転角速度とを推定する方法や、交流電動機の残留電圧を用いて回転位相角と回転角速度とを推定する方法が提案されている。

しかしながら、インバータが停止状態から再起動する際、前者の方法では高周波重畳の周波数と基本波周波数が近づくことから高速回転時に高周波電流検出精度が悪くなり速度推定精度が劣化する場合があった。また、後者の方法では速度が高いほど推定精度がよくなるが、磁石が極少ないもしくは存在しないモータでは残留磁束や無負荷磁束が発生しないため角度や速度を推定することが出来なかった。

ＷＯ２０２０‐１１０３１５

例えば前者の方法を採用した制御装置において、直流電圧を印加した際に発生する基本波電流と脈動電流とを分離するためにフィルタと、そのフィルタ遅れを補正するためのマップを用いることが提案されている。しかしながら、フィルタやマップを用いることによりシステムが複雑化してしまう。

本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、回転中の同期機の回転位相角および回転角速度を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態によるインバータ制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部と、インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、前記電流指令と検出された電流値とが一致するように電流制御を行い、脈動成分を含む電圧指令を算出する電流制御部と、前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、前記座標変換に用いる前記回転位相角の推定値を定数としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記電圧指令の前記脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する角度／速度演算部と、を備える。

図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。 図２は、図１に示す同期機の一構成例を説明するための図である。 図３は、第１実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。 図４は、第１実施形態のインバータ制御装置において各種動作モードを制御するフラグの一例を概略的に示した図である。 図５は、第１実施形態のインバータ制御装置の電流指令生成部の一構成例を概略的に示す図である。 図６は、第１実施形態のインバータ制御装置の高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示す図である。 図７は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の一構成例を概略的に示す図である。 図８は、第１実施形態のインバータ制御装置の回転角度／速度演算部の一構成例を概略的に示す図である。 図９は、第１実施形態のインバータ制御装置の動作の一例について説明するためのフローチャートである。 図１０は、第１実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。 図１１は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の他の構成例を概略的に示す図である。 図１２は、第２実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。 図１３は、第２実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の一構成例を概略的に示す図である。 図１４は、第２実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。 図１５は、第２実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。

以下、実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
第１実施形態の電力変換装置は、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００とを備える。

インバータ主回路ＩＮＶは、直流電力を三相交流電力に変換して同期機Ｍへ出力する。インバータ主回路ＩＮＶは、各相において上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを備えている。

インバータ主回路ＩＮＶには、インバータ制御装置１００から上アームと下アームとのスイッチング素子の制御信号（ゲート指令）が供給される。なお、インバータ主回路ＩＮＶは、スイッチング素子のオン／オフを切り替えることにより、交流電力と直流電力とを相互に変換することができる。

同期機Ｍは、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）などの磁気突極性を備えたモータである。本実施形態では、同期機ＭとしてＳｙｎＲＭを用いた例について説明する。

図２は、図１に示す同期機の一構成例を説明するための図である。
ここでは、同期機Ｍの一例としてＳｙｎＲＭの構成を示している。
同期機Ｍは回転子２０と固定子１０とを備え、各励磁相に流れる三相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。なお、ここでは、同期機Ｍの一部のみを示しており、同期機Ｍの固定子１０および回転子２０は、例えば図２に示す構成を複数組み合わせたものとなる。

回転子２０は、エアギャップ２１と、外周ブリッジＢＲ１と、センターブリッジＢＲ２と、を有している。
センターブリッジＢＲ２は、回転子２０の外周と中心とを結ぶライン上に配置されている。なお、センターブリッジＢＲ２が配列したラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２０の外周とエアギャップ２１との間に位置している。図２に示す同期機Ｍの部分には、回転子２０の外周部と中心部との間に延びた６つのエアギャップ２１が設けられている。エアギャップ２１は、ｄ軸に対して線対称に、センターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。

図３は、第１実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。
本実施形態では、ｄ軸は磁気突極性が小さくなる軸であり、ｑ軸は磁気突極性が大きくなる軸である。ｄｃ軸は推定座標系におけるｄ軸であり、ｑｃ軸は推定座標系におけるｑ軸である。

ｄ軸は、αβ固定座標系のα軸（Ｕ相）から回転位相角θだけ回転したベクトル軸であり、ｑ軸は、電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。これに対し、ｄｃｑｃ推定回転座標系は回転子２０の推定位置におけるｄ軸とｑ軸とに対応する。すなわち、ｄｃ軸は、α軸から回転位相角推定値θｅｓｔだけ回転したベクトル軸であり、ｑｃ軸は、電気角でｄｃ軸と直交するベクトル軸である。換言すると、ｄ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｄｃ軸であり、ｑ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｑｃ軸である。

例えば、回転角速度推定方法としてｄ軸方向に高周波電圧を重畳する方式では、ｑ軸高周波電流がゼロ、つまり高調波に対するインダクタンスが最小となる軸についてＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御することで、同期機Ｍの回転角速度および回転位相角の推定値を演算することができる。

インバータ制御装置１００は、例えばＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムが記録されたメモリと、を備えた演算装置を含む。インバータ制御装置１００は、以下に説明する種々の機能をソフトウエアにより、若しくは、ソフトウエアとハードウエアとの組み合わせにより実現することが可能である。

インバータ制御装置１００は、上位制御装置（図示せず）からトルク指令Ｔ^＊とオンオフ指令Ｇｓｔとを受信する。上位制御装置は、同期機Ｍおよびインバータ主回路ＩＮＶを搭載した機器において、複数の構成が協調して動作するように制御する。上位制御装置は例えば操作パネルなどユーザインタフェースを備え、ユーザインタフェースの操作に基づくトルク指令Ｔ^＊とオンオフ指令Ｇｓｔとをインバータ制御装置１００へ出力してもよい。

インバータ制御装置１００は、電流指令生成部１０１と、電流制御部１０２と、座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３と、変調部１０４と、座標（３Φ／ｄｑ）変換部１０５と、回転角度／速度演算部１０６と、角度／速度初期値演算部１０７と、フラグ生成部１０８と、高周波電圧重畳部１０９と、電流検出器１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗと、加算器Ａ１とを備えている。

フラグ生成部１０８は、同期機Ｍを駆動するための各種モードを切り替えるためのフラグを生成する。フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１、第２フラグＦｌｇ２、第３フラグＦｌｇ３および初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔを生成して出力する。

図４は、第１実施形態のインバータ制御装置において各種動作モードを制御するフラグの一例を概略的に示した図である。
第１フラグＦｌｇ１は、初期値推定期間において「１」であり、通常制御期間において「０」である。第２フラグＦｌｇ２は、初期値推定期間において「０」であり、通常制御期間において「１」である。初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間において計算した回転角速度及び回転位相角を初期化する（初期値を設定する）タイミングを示す。本実施形態では、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間の終了時から所定の期間（１サンプル周期）経過するまでの間において「１」であり、他の期間（初期値推定期間および通常制御期間）において「０」である。

また、第３フラグＦｌｇ３は、通常制御における低速／高速センサレス制御切り替えを制御するためのフラグである。本実施形態では、第３フラグＦｌｇ３は、通常制御期間の高速センサレス制御を行う期間において「１」であり、他の期間（通常制御期間のうちの低速センサレス制御を行う期間および初期値推定期間）において「０」である。

なお、第１遅延フラグＦｌｇ１_ｏｌｄは、第１フラグＦｌｇ１を１サンプル周期分遅延させたフラグである。第２遅延フラグＦｌｇ_ｏｌｄは、第２フラグＦｌｇ２を１サンプル周期分遅延させたフラグである。

電流検出器１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗは、同期機Ｍへ流れる三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのそれぞれの値を検出する。電流検出器１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗの電流検出値は、座標（３Φ／ｄｑ）変換部１０５に入力され、ｄｑ軸回転座標系の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃに変換される。
電流指令生成部１０１は、上位制御装置から供給されたトルク指令Ｔ^＊に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆを生成して出力する。

図５は、第１実施形態のインバータ制御装置の電流指令生成部の一構成例を概略的に示す図である。
電流指令生成部１０１は、指令生成部１１と、リミット部１２と、時間遅れ部１３と、切り換え部１４、１５と、論理積演算部１６－１８と、を備えている。
指令生成部１１は、例えば、マップや近似式、理論式などを用いて銅損最小となるｄ軸電流指令値Ｉ_{ｄｒｅｆ１}とｑ軸電流指令値Ｉ_{ｑｒｅｆ１}とを算出して出力する。

リミット部１２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値を下限値ｄｌｉｍ以上として第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}の絶対値を算出し、第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}の符号がｄ軸電流指令値Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の符号と同じになるように第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}を算出して出力する。
リミット部１２は、例えば、絶対値算出部と、下限リミット部と、符号判定部と、乗算部と（いずれも図示せず）を備えている。

絶対値算出部は、指令生成部１１からｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}を受信し、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値を算出して出力する。
下限リミット部は、絶対値算出部からｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値を受信し、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ以上のときに、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値と等しい第２ｄ軸電流指令ｉ_{ｄｒｅｆ２}の絶対値を出力する。下限リミット部ＬＩＭは、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ未満のときに、下限値ｄｌｉｍと等しい第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}の絶対値を出力する。

符号判定部は、指令生成部１１からｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}を受信し、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}がゼロより大きいか、ゼロ以下であるかを判断する。符号判定部は、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}がゼロより大きいときに「＋１」を出力し、ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}がゼロ以下のときに「-１」を出力する。
乗算部は、下限リミット部から出力された第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}の絶対値と符号判定部の出力値とを乗算して出力する。
上記のように、ｄ軸電流の振幅の下限をリミットすることにより、ｄ軸方向（又は-ｄ軸方向）の所定の閾値以上の基本波電流を同期機Ｍに通電することが可能となる。

時間遅れ部１３は、オンオフ指令Ｇｓｔを所定時間遅らせて出力する。なお、オンオフ指令Ｇｓｔは、トルク指令を指令生成部１１へ供給する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１６と、リミット部１２から切り換え部１４へ第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}を出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１８との制御指令である。また、オンオフ指令Ｇｓｔは、時間遅れ部１３を介して、指令生成部１１からｑ軸電流指令Ｉ_{ｑｒｅｆ１}を出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１７に供給される。

切り換え部１４、１５は、初期推定期間と通常制御期間とで電流指令値を切り替える。
切り換え部１４は、第１入力端子と、第２入力端子と、第１出力端子とを備えている。第１入力端子には、リミット部１２から出力された第２ｄ軸電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ２}が論理積演算部１８を介して入力される。第２入力端子には、ｄ軸電流指令初期値Ｉ_{ｄｒｅｆ_ｉｎｉｔ}が入力される。切り換え部１４は、第１フラグＦｌｇ１の値が「０」のときに、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続され、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」のときに第２入力端子と第１出力端子とが電気的に接続される。切り換え部１４の出力端子に入力された値は、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆとして出力される。

切り換え部１５は、第３入力端子と、第４入力端子と、第２出力端子とを備えている。第３入力端子には、論理積演算部１７から出力された第２ｑ軸電流指令ｉ_{ｑｒｅｆ２}が入力される。第４入力端子の入力値はゼロである。。切り換え部１５は、第１フラグＦｌｇ１の値が「０」のときに、第３入力端子と出力端子とが電気的に接続され、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」のときに第４入力端子と出力端子とが電気的に接続される。切り換え部１５の出力端子に入力された値は、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとして出力される。

電流制御部１０２は例えばＰＩ（比例積分）制御器を備え、座標変換部１０５から供給されたｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃと、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとを比較し、ｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃとｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆがゼロとなり、ｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃとｑ軸電流指令ｉ_ｑｒｅｆとの差がゼロとなるように、電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃを算出して出力する。

図６は、第１実施形態のインバータ制御装置の高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示す図である。
高周波電圧重畳部１０９は、三角波キャリア（キャリア指令）に応じた任意周波数の高周波電圧をｄｃ軸もしくはｑｃ軸もしくはその両方について生成し、加算器Ａ１、回転角度／速度演算部１０６、および、回転角度／速度演算部１０６へ出力する。本実施形態では、高周波電圧重畳部１０９は、ｄｃ軸の高周波電圧Ｖ_ｄｃｈを出力する。

高周波電圧重畳部１０９は、通常制御期間において、同期機Ｍが低速センサレス制御されているとき（遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄが「１」であって第３フラグＦｌｇ３が「０」のとき）に動作し、高周波電圧Ｖ_ｄｃｈを出力する。
高周波電圧重畳部１０９は、遅延部９１と、同期パルス生成部９２と、高周波電圧同期部（論理積演算部）９３と、を備えている。

同期パルス生成部９２は、キャリア指令に同期した同期パルスを生成して高周波電圧同期部９３へ出力する。
高周波電圧同期部９３は、内部で生成された所定の大きさの直流電圧指令値である電圧Ｖｈを、同期パルスと掛け合わせて出力する。すなわち、高周波電圧重畳部１０９から出力される高周波電圧Ｖ_ｄｃｈは、所定の振幅Ｖｈを有し、キャリア指令の周期と同期した高周波電圧周期（１／ｆ_ｄｃｈ）を有する高周波電圧指令Ｖ_ｄｃｈである。

高周波電圧重畳部１０９から出力された高周波電圧指令値Ｖ_ｄｃｈは加算器Ａ１にて、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄｃに加算され、加算器Ａ１の出力値がｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃとしてｄｑ／３Φ変換部１０３に供給される。
座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３は、同期機Ｍの回転子の回転角速度に同期したｄｑ回転座標系の値を、三相固定座標系の値にベクトル変換して、変換後の値を出力する。本実施形態では、座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３は、ｄｑ回転座標系の電圧指令値Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃを三相固定座標系の三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換して出力する。

変調部１０４は、三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を、インバータ主回路ＩＮＶのゲート指令へと変換する。本実施形態では、変調部１０４は、三角波キャリアと電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊とを比較するＰＷＭ変調によりゲート指令を生成し、インバータ主回路ＩＮＶへ出力する。

３Φ／ｄｑ変換部１０５は、回転角度／速度演算部１０６から出力された回転位相角推定値θｅｓｔを用いて、三相固定座標系の値を、同期機Ｍの回転子の回転角速度に同期したｄｑ回転座標系の値にベクトル変換して、変換後の値を出力する。本実施形態では、３Φ／ｄｑ変換部１０５は、三相固定座標系の電流検出値を、ｄｑ回転座標系の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃに変換して出力する。

角度／速度初期値演算部１０７は、遅延後の第１フラグＦｌｇ１_ｏｌｄの値が「１」のときに動作し、後述する電圧脈動を三相／ｄｑ変換及びＰＬＬし、回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔを演算する。
ここで、角度／速度初期値演算部１０７で回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔ際に利用する脈動電圧について説明する。

対象モータである磁石がない、もしくは少ない同期機Ｍの電圧方程式は（１）式で表される。
Ｒ： 電機子抵抗、ω：モータ角速度、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ｖｄ：ｄ軸電圧、ｖｑ：ｑ軸電圧、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流

また（１）式を、ある角度θを有する座標軸へ座標変換すると（２）式となる。

ここで、L_dc、L_qc、L_dqc、L_０、L_１はそれぞれ下記であり、pは微分演算子(d/dt)である。

上記（２）式を電流について解くと（６）式となる。

さらに、（３）－（５）式により（６）式を回転角度の形に戻すと（７）式となる。
電圧推定値Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃがインバータからの電圧指令値と等しいと想定し、モータ電圧の平均値（直流成分）を制御できている場合、上記（７）式を下記（８）式とすることができる。

さらに、ｄ軸にのみ電流を通電すると仮定すると、上記（８）式を（９）式とすることができる。

さらに上記（９）式を整理すると（１０）式となる。
（１０）式によれば、ｄ軸に２θの周波数の正弦波成分の電流が生じ、ｑ軸に２θの周波数の余弦波成分の電流が生じていることがわかる。

ｄ軸およびｑ軸に生じる上記脈動電流は、電流制御におけるゲインを増加することにより抑制される。一方で、脈動電流を抑制した結果、ｄ軸電圧とｑ軸電圧とに、脈動電流を抑制するための脈動電圧が発生する。脈動電圧は、脈動電流と同様に２θの周波数の電圧であり、脈動電流に対する位相差が９０°である。なお、電流指令値は同期機Ｍの回転子ブリッジが飽和するように決定されればよい。本実施形態のインバータ制御装置１００では、通常制御期間において電流制御に用いられるゲインの値を、初期推定期間において採用したところ、脈動電流は抑制され脈動電圧が発生した。

本実施形態では、角度／速度初期値演算部１０７は、上記原理により発生する脈動電圧を利用して、回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを演算する。
図７は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の一構成例を概略的に示す図である。

角度／速度初期値演算部１０７は、遅延部７１と、座標変換部７２と、正規化部７３と、除算部７４、７７と、減算部７５と、ＰＩ制御部７６と、積分部７８、７９と、ホールド部７０と、を備えている。

遅延部７１は、第１フラグＦｌｇ１を所定の期間（１サンプル周期）遅延させた値（Ｆｌｇ_ｏｌｄ）を出力する。
座標変換部７２は、三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊と回転位相角θｅｓｔ２とを受信し、回転位相角θｅｓｔ２を用いて、三相固定座標系の三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊をｄｑ軸回転座標系の電圧指令値ｄ２、ｑ２に変換して出力する。

正規化部７３は、座標変換部７２から電圧指令値ｄ２、ｑ２を受信し、ｄ軸電圧指令値ｄ２を正規化する値Ａを演算して出力する。正規化部７３は、例えば、ｄ軸電圧指令値ｄ２の振幅を正規化するための値Ａを算出する。

除算部７４は、ｄ軸電圧指令値ｄ２を、正規化部７３から出力された値Ａで割って、正規化した値を減算部７５へ出力する。ｄ軸電圧指令値ｄ２を正規化することにより、ｄ軸電圧指令値ｄ２の振幅が正規化され（振幅が１以下となり）、後段のＰＩ制御部７６への入力値が過大になることを回避できる。

なお、上記（１０）式によれば、ｄ軸電流にｓｉｎ成分が含まれ、ｑ軸電流にｃｏｓ成分が含まれている。このことから、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧の各々にも同様にｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とが含まれるため、角度／速度初期値演算部１０７は、例えば、ｄ軸電圧を分子、ｑ軸電圧を分母として逆正接（ａｔａｎ）を演算してもよい。この場合、ｄｑ軸で脈動電圧の振幅がほぼ同一であることから、振幅の正規化の必要がなくなるため、後段のＰＩ制御のゲイン設計が簡潔となる。

減算部７５は、除算部７４から出力された値をゼロから引いた差を演算し、ＰＩ制御部７６へ出力する。
ＰＩ制御部７６は、減算部７５から入力された値がゼロに追従するように回転角速度ωｅｓｔ２を演算して、除算部７７と積分部７８とに演算結果を出力する。ここで、ＰＩ制御部７６には、ｄ軸電圧指令値ｄ２の正規化後の値とゼロとの差が入力されることから、ＰＩ制御部７６は、ｄ軸電圧指令値ｄ２がゼロとなるような回転角速度ωｅｓｔ２を演算している。これは、本実施形態のインバータ制御装置では、初期値演算期間においてｄ軸に電流を通電させており、電圧は電流に対して電気角で９０°の位相差を有するためである。

なお、本実施形態のインバータ制御装置では、通常制御期間において、ｄ軸にオフセット電流を通電する方法を採用している。このオフセット電流は回転子ブリッジを磁気飽和させること、高速回転時に無負荷電圧を発生させて位置を推定すること、などを目的として通電される。初期値演算期間にｄ軸方向に電流を通電している場合、通常制御への移行がスムーズであり、ｑ軸よりもｄ軸の方が比較的磁気飽和を起こしやすく、磁気突極性を顕著にできるメリットがある。

除算部７７は、ＰＩ制御部７６から出力された回転角速度ωｅｓｔ２を２で割った値ωｅｓｔ１を、積分部７９およびホールド部７０へ出力する。回転角速度ωｅｓｔ２は周波数が２θ（同期機Ｍの基本波周波数の２倍）の脈動電圧から得られた回転角速度であるため、除算部７７により、回転角速度ωｅｓｔ２を２で割った回転角速度ωｅｓｔ１を算出している。
積分部７９は、除算部７７から出力された回転角速度ωｅｓｔ１を積分して、回転位相角θｅｓｔ１を算出してホールド部７０へ出力する。

ホールド部７０は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、回転角速度ωｅｓｔ１と回転位相角θｅｓｔ１とを保持し、保持されている値を回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとして出力する。
積分部７８は、ＰＩ制御部７６から入力された回転角速度ωｅｓｔ２を積分し、回転位相角θｅｓｔ２を演算し、座標変換部７２へ出力する。

図８は、第１実施形態のインバータ制御装置の回転角度／速度演算部の一構成例を概略的に示す図である。
回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３に応じて位置誤差推定方法を切り替え、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔに応じて積分値を初期化（イニシャライズ）する。また、回転角度／速度演算部１０６は、回転角度／速度の初期値を演算している期間において、回転角度及び速度の値をゼロとする。

回転角度／速度演算部１０６は、バンドパスフィルタ６１と、ＦＦＴ解析部６２と、第１位置誤差演算部６３と、第２位置誤差演算部６５と、ＰＬＬ部６４、６６と、積分部６７と、遅延部６８と、切り換え部ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３と、を備えている。

バンドパスフィルタ６１は、３Φ／ｄｑ変換部１０５からｑｃ軸の応答電流値（出力電流）Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃを受信し、高周波電圧指令Ｖ_ｄｈの周波数（重畳高周波電圧周波数）ｆ_ｈと等しい周波数を含む帯域の高周波電流Ｉ_ｄｃ´、Ｉ_ｑｃ´成分を抽出して出力する。

ＦＦＴ解析部６２は、例えば高周波電流Ｉ_ｄｃ´、Ｉ_ｑｃ´成分のＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析を行い、高周波電流振幅Ｉ_ｈを検出する。ＦＦＴ解析部６２は、高周波電流Ｉ_ｄｃ´、Ｉ_ｑｃ´成分と高周波電圧指令Ｖ_ｄｃｈとを取得し、高周波電圧の１／４周期毎のタイミングで高周波電流Ｉ_ｄｃ´、Ｉ_ｑｃ´成分の値をサンプリングし、サンプリングした値の差から高周波電流振幅Ｉｈを検出する。ＦＦＴ解析部６２は、検出した高周波電流振幅Ｉ_ｈを第１位置誤差演算部６３へ出力する。

第１位置誤差演算部６３は、例えば下記の回転角度依存の特性を利用して回転位相角誤差Δθを演算する。
回転角度を、回転位相角誤差Δθを有する座標軸への変換とし、低速状態を仮定して回転角速度ωを含む成分と抵抗電圧降下とを無視する。この場合、上記（７）式は(１１)式となる。

さらに、高周波電圧を、推定されたｄ軸であるｄｃ軸のみに印加するならば、（１１）式は（１２）式に書き改められる。

（１２）式によると、ｑｃ軸の高調波電流は、回転位相角誤差Δθに依存して変化することが分かる。（１２）式のｑｃ軸電流をｄｃ軸で除して、高周波電流の振幅をｉ_ｄｃｈ、ｉ_ｑｃｈとすると、回転位相角誤差Δθは（１３）式となる。
第１位置誤差演算部６３は、上記ｄｃ、ｑｃ軸の高調波電流の回転位相角依存の特性を利用して、回転位相角誤差Δθの推定値Δθｅｓｔを演算し、ＰＬＬ部６４へ演算結果Δθｅｓｔを出力する。

ＰＬＬ部６４は、第１位置誤差演算部６３から入力された回転位相角誤差の推定値Δθｅｓｔがゼロに収束するようにＰＬＬ制御を行い、回転角速度推定値ωｅｓｔを算出して切り換え部ＳＷ１へ出力する。
なお、ＰＬＬ部６４は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔをＰＬＬ制御の初期値として設定する。

第２位置誤差演算部６５は、例えば、電流制御部の出力とフィードフォワード電圧との関係を用いた方式を適用して回転位相角誤差Δθを演算する。
回転位相角に誤差を生じる場合の電圧方程式は上述の（２）式で表すことができ、この時のフィードフォワード電圧指令を（１４）式とする。
ここで、Ｒ_＿ｓｅｔ：抵抗設定値、Ｌ_{ｄ＿ｓｅｔ}：ｄ軸インダクタンス設定値、Ｌ_{ｑ＿ｓｅｔ}：ｑ軸インダクタンス設定値、ωｅｓｔ：角速度推定値である。

この時、これらの差分（誤差分）が電流制御器の出力となり、モータ角速度ωと推定値ωｅｓｔがほぼ一致する場合、（１５）式となる。
上記（１５）式のｄ軸成分に着目すると（１６）式となる

（１６）式において、回転位相角誤差Δθの推定値Δθｅｓｔを（１７）式で表すことができる。
実際の計算ではΔθｅｓｔを積分してωｅｓｔを計算するため、本式におけるωｅｓｔは１サンプル周期前の値を用いれば良い。

第２位置誤差演算部６５は、上記（１７）式より回転位相角誤差Δθｅｓｔを算出し、ＰＬＬ部６６へ出力する。
ＰＬＬ部６６は、第２位置誤差演算部６５から入力された回転位相角誤差の推定値Δθｅｓｔがゼロに収束するようにＰＬＬ制御を行い、回転角速度推定値ωｅｓｔを算出して切り換え部ＳＷ１へ出力する。

なお、ＰＬＬ部６６は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔをＰＬＬ制御の初期値として設定する。

切り換え部ＳＷ１は、第５入力端子と、第６入力端子と、第３出力端子と、を備えている。第５入力端子には、ＰＬＬ部６４の出力値ωｅｓｔが入力される。第６入力端子には、ＰＬＬ部６６の出力値ωｅｓｔが入力される。第３出力端子は、第３フラグＦｌｇ３の値が「０」のときに第５入力端子と電気的に接続され、第３フラグＦｌｇ３の値が「１」のときに第６入力端子と電気的に接続される。第３出力端子は、回転角速度推定値ωｅｓｔを積分部６７、第２位置誤差演算部６５、および、切り換え部ＳＷ３へ出力する。

積分部６７は、切り換え部ＳＷ１から入力された回転角速度推定値ωｅｓｔを積分して、回転位相角推定値θｅｓｔを算出し、切り換え部ＳＷ２へ出力する。
なお、積分部６７は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転位相角初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔを積分演算の初期値として設定する。

切り換え部ＳＷ２は、第７入力端子と、第８入力端子と、第４出力端子と、を備えている。第７入力端子には、積分部６７の出力値θｅｓｔが入力される。第８入力端子の入力値はゼロである。第４出力端子は、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「０」のときに第８入力端子と電気的に接続され、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「１」のときに第７入力端子と電気的に接続される。第４出力端子の出力値θｅｓｔは、回転角度／速度演算部１０６の出力値として、座標変換部１０３、１０５に供給される。

切り換え部ＳＷ３は、第９入力端子と、第１０入力端子と、第５出力端子と、を備えている。第９入力端子には、切り換え部ＳＷ１から回転角速度推定値ωｅｓｔが入力される。第１０入力端子の入力値はゼロである。第５出力端子は、延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「０」のときに第１０入力端子と電気的に接続され、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「１」のときに第９入力端子と電気的に接続される。第５出力端子の出力値ωｅｓｔは、回転角度／速度演算部１０６の出力値として、電流制御部１０２およびフラグ生成部１０８に供給される。

次に、第１実施形態のインバータ制御装置１００の動作について説明する。
図９は、第１実施形態のインバータ制御装置の動作の一例について説明するためのフローチャートである。
インバータ制御装置１００は、上位制御装置より再起動指令を受信すると、電流制御を開始する（ステップＳ１）。

すなわち、フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１の値を「１」、第２フラグＦｌｇ２を「０」、第３フラグＦｌｇ３の値を「０」、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とする。

角度／速度初期値演算部１０７は、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」となると（ステップＳ２）、回転位相角の初期値θｅｓｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔとの演算を行う（ステップＳ３）。

フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１の値を「１」として所定期間経過後に、第１フラグＦｌｇ１の値を「０」とし、第２フラグＦｌｇ２の値を「１」とし、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「１」とする。更に１サンプル周期経過後に、フラグ生成部１０８は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とする。

第２フラグＦｌｇ２の値が「０」から「１」になったときに（ステップＳ４）、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値が「０」から「１」となり、角度／速度初期値演算部１０７は、回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを保存し、回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを回転角度／速度演算部１０６へ出力する（ステップＳ５）。

初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値が「０」から「１」となると、回転角度／速度演算部１０６は、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと、ＰＬＬ部６４、６６および積分部６７の初期値として初期化を行う（ステップＳ６）。

続いて、インバータ制御装置１００は、初期値演算期間から通常制御期間へと移行する。フラグ生成部１０８は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とし、同期機Ｍの回転角速度の推定値ωｅｓｔに応じて第３フラグＦｌｇ３を切り替える。フラグ生成部１０８は、同期機Ｍの回転角速度推定値ωｅｓｔが所定の閾値よりも高いときに第３フラグＦｌｇ３の値を「１」とし、同期機Ｍの回転角速度推定値ωｅｓｔが所定の閾値よりも低いときに第３フラグＦｌｇ３の値を「０」とする。

回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３の値が「１」のときに（ステップＳ７）、第２位置誤差演算部６５から出力された位相角誤差Δθを用いて演算された回転位相角の推定値θｅｓｔと回転角速度推定値ωｅｓｔを出力する（ステップＳ８）。

回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３の値が「０」のときに（ステップＳ７）、第１位置誤差演算部６３から出力された位相角誤差Δθを用いて演算された回転位相角の推定値θｅｓｔと回転角速度推定値ωｅｓｔを出力する（ステップＳ９）。
回転角度／速度演算部１０６は、通常制御期間において、上記ステップＳ７の判断に応じて、ステップＳ８とステップＳ９とを切り替えてインバータ主回路ＩＮＶの制御を行う。

図１０は、第１実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。
ここでは、ｑ軸電流指令をゼロとし、ｄ軸電流指令をＩ_ｄｒｅｆ（直流電流）としてインバータＩＮＶを再起動する際の、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃと、相電流（インバータ主回路ＩＮＶの出力電流）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊と、角速度の実際値ωａｃｔと、角速度の推定値ωｅｓｔと、角度の実際値θａｃｔと、角度の推定値θｅｓｔとの時間変化を示している。

この例では、電流制御における制御ゲインは、初期値演算期間と通常制御期間とで同じ値であり、相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの脈動は抑制されている。一方で、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に脈動が生じている。また、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆはステップ状に変化させるのではなく、変化率レートを設けて通電している。

フラグＦｌｇ１が「１」となったタイミングで、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の脈動を利用して、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとの演算が開始され、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとがそれぞれ実際値ωａｃｔ、θａｃｔに追従するように演算される。

角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとの演算が開始されてから所定時間経過すると、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとは実際値ωａｃｔ、θａｃｔに収束する。その後、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「１」となるタイミングにおける角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔを、回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとして初期化が行われる。

上記のように本実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置によれば、磁気突極性に起因した電圧の脈動成分を抽出することにより、同期機Ｍの回転位相角及び回転角速度の初期値を精度よく推定することができる。

また、電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆに変化率レートを設けたことで、初期値演算期間において通常制御期間と同じ値の電流制御ゲインを用いたとしても、過剰な電流ステップによる電圧指令値・電流値の跳ねやそれに起因したトルクショックを抑制することができる。
すなわち、本実施形態によれば、回転中の同期機の回転位相角を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することができる。

図１１は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の他の構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のインバータ制御装置１００において、角度／速度初期値演算部１０７は図７に示す構成に限定されるものではない。例えば、図１１に示すように、積分部７９の後段に乗算部７Ｍを備える構成であっても構わない。この構成によれば、図７の積分部７８を省略することが可能となる。

次に、第２実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

図１２は、第２実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のインバータ制御装置１００は、抵抗器１１１ｄ、１１１ｑと、加算器Ａ２、Ａ３とを備える点と、角度／速度初期値演算部１０７の入力が電流制御部１０２の出力である点において、上述の第１実施形態と異なっている。

加算器Ａ２には、加算器Ａ１の出力値と、座標変換部１０５から出力されたｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃに抵抗器１１１ｄの値を乗じた抵抗ドロップ補正値（Ｉ_ｄｃ×Ｒ）とが入力される。加算器Ａ２は、加算器Ａ１の出力値を抵抗ドロップ補正値（Ｉ_ｄｃ×Ｒ）により補正した値を補正後のｄ軸電圧指令Ｖ_ｄｃとして出力する。

加算器Ａ３には、電流制御部１０２から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｃ_ｐ}と、座標変換部１０５から出力されたｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃに抵抗器１１１ｑの値を乗じた抵抗ドロップ補正値（Ｉ_ｑｃ×Ｒ）とが入力される。加算器Ａ３は、ｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｑｃ_ｐ}を抵抗ドロップ補正値（Ｉ_ｑｃ×Ｒ）により補正した値をｑ軸電圧指令Ｖ_ｑｃとして出力する。

抵抗ドロップ補正値を計算するための抵抗の値Ｒは、例えばモータ抵抗の値である。なお、インバータ主回路と同期機Ｍとの間の配線抵抗やインバータ素子による電圧降下が大きい場合には、これらの値をモータ抵抗に加えた値を抵抗値Ｒとしてもよい。これにより、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとを算出する精度を向上することができる。また、抵抗値Ｒはオートチューニング機能や手作業での調整を行ってもよい。

図１３は、第２実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態では、角度／速度初期値演算部１０７には、相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に代えて、電流制御部１０２の出力であるｄｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｃ_ｐ}、Ｖ_{ｑｃ_ｐ}が入力される。したがって、座標変換部７２は、入力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_{ｄｃ_ｐ}、Ｖ_{ｑｃ_ｐ}を、αβ座標系の値からｄｑ回転座標系の値ｄ２、ｑ２に変換して出力する。

電圧指令値ｄ２、ｑ２から、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとを算出する構成は、上述の第１実施形態と同様であるので説明を省略する。

図１４および図１５は、第２実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。
ここでは、抵抗電圧降下が大きい同期機Ｍを駆動する際の、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとの時間変化の一例を示している。

図１４には、電流制御部１０２の出力値の補正を行わず、角度／速度初期値演算部１０７の入力を電流制御部１０２の出力値としたときの回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとの一例を示している。この場合、電流制御部１０２の出力値に抵抗電圧降下の影響が比較的大きく観測され、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとの推定結果に変動が発生する。

図１５は、上述のように、電流制御部１０２の出力値を抵抗ドロップ補で補正をし、補正前の電圧指令値Ｖ_{ｄｃ_ｐ}、Ｖ_{ｑｃ_ｐ}を角度／速度初期値演算部１０７の入力としたときの、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとの一例を示している。この場合、電流制御部１０２の出力値に抵抗電圧降下の影響が観測されず、回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとを精度よく推定できた。
すなわち、本実施形態によれば、回転中の同期機の回転位相角および回転角速度を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することができる。

なお、三相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに抵抗値Ｒを乗じた抵抗ドロップ補正値で補正し、角度／速度初期値演算部１０７の入力を補正後の三相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊としてもよい。その場合には、座標変換部７２は、上述の第１実施形態と同様に、三相固定座標系の値からｄｑ回転座標系の値に変換した電圧指令値ｄ２、ｑ２を出力する。

また、上述の第１実施形態および第２実施形態では電圧指令値を用いて脈動を計算したが、ＰＷＭ電圧から電圧を検出する手段（例えばΔσ変調やＶＦコンバータ、電圧センサ（PT）など）を用いても同様の効果が得られる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
［付記１］
電流指令を生成する電流指令生成部と、
インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記回転位相角の推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記電圧指令の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
［付記２］
前記初期値演算部において前記初期値を演算する期間における前記電流指令は、前記同期機の磁気突極性が最小となる軸方向に電流を通流するように設定されることを特徴とする、付記１記載のインバータ制御装置。
［付記３］
前記電流指令の値は、前記同期機の回転子ブリッジを飽和させる値であることを特徴とする、付記１記載のインバータ制御装置。
［付記４］
前記変調部は、前記電圧指令に対し前記同期機の抵抗による電圧降下を補正した値に基づいて前記駆動信号を生成し、
前記初期値演算部は、前記電圧指令における脈動電圧に基づいて前記初期値を演算することを特徴とする、付記１記載のインバータ制御装置。
［付記５］
インバータ主回路と、
電流指令を生成する電流指令生成部と、
前記インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記回転位相角の推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性により発生する前記電圧指令の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。

Ｍ…同期機、１０…固定子、２０…回転子、ＩＮＶ…インバータ主回路、１００…インバータ制御装置、１０１…電流指令生成部、１０２…電流制御部、１０３、１０５…座標変換部、１０４…変調部、１０６…回転角度／速度演算部、１０７…角度／速度初期値演算部、１０８…フラグ生成部、１０９…高周波電圧重畳部、１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗ…電流検出器、７０…ホールド部、７１…遅延部、７２…座標変換部、７３…正規化部、７４、７７…除算部、７５…減算部、７６…ＰＩ制御部、７８、７９…積分部、１１１ｄ、１１１ｑ…抵抗器。

Claims (5)

1. 電流指令を生成する電流指令生成部と、
   インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流指令と検出された電流値とが一致するように電流制御を行い、脈動成分を含む電圧指令を算出する電流制御部と、
   前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
   前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
   前記座標変換に用いる前記回転位相角の推定値を定数としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記電圧指令の前記脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
   前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたインバータ制御装置。
2. 前記初期値演算部において前記初期値を演算する期間における前記電流指令は、前記同期機の磁気突極性が最小となる軸方向に電流を通流するように設定される、請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記電流指令の値は、前記同期機の回転子ブリッジを飽和させる値である、請求項１又は請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 前記変調部は、前記電圧指令に対し前記同期機の抵抗による電圧降下を補正した値に基づいて前記駆動信号を生成し、
   前記初期値演算部は、前記電圧指令における脈動電圧に基づいて前記初期値を演算する、請求項１記載のインバータ制御装置。
5. インバータ主回路と、
   電流指令を生成する電流指令生成部と、
   前記インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流指令と検出された電流値とが一致するように電流制御を行い、脈動成分を含む電圧指令を算出する電流制御部と、
   前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
   前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
   前記座標変換に用いる前記回転位相角の推定値を定数としたときに、前記同期機の磁気突極性により発生する前記電圧指令の前記脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
   前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えた電力変換装置。