JPH0824438B2 - 誘導電動機のフリーラン状態検出方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置による誘導電動機の瞬停再
始動，フリーラン再投入，または商用切替時に実行され
る誘導電動機のフリーラン状態検出方法に関するもので
ある。

〔従来の技術〕

第７図は３相誘導電動機（以下誘導電動機と記す）を
速度制御するために従来から実用されている，出力電圧
Ｖと出力周波数ｆの比を一定に制御する，いわゆるV/f
一定制御方式のインバータ装置に，フリーラン状態にあ
る上記誘導電動機の回転周波数，回転方向などを検出す
る回路を付加したものである。

図において，（１）は３相交流を出力する商用電源，
（２）は入力された３相交流を直流に変換して出力する
整流回路，（３）は平滑コンデンサ，（４）はトランジ
スタなどの自己消弧型素子とこの素子に逆並列に接続さ
れた帰還ダイオードからなり，直流を任意の周波数の３
相交流に逆変換して出力するインバータ部であり，その
U,V,W相からなる交流出力端に誘導電動機（５）が接続
されている。（６）はインバータ部（４）の出力電流を
検出する電流検出器，（７）はフリーラン状態にある誘
導電動機（５）の残留電圧を検出するトランス等から構
成された電圧検出器，（８）は商用電源（１）の電圧を
検出する電圧検出器である。（９）は瞬停検出再始動手
段であり，上記電圧検出器（８）を介して商用電源
（１）の瞬時停電を検出し，後述のフリーラン状態検出
部（10）へ誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆおよ
び回転方向を検出すべく指令信号を出力すると共に，上
記誘導電動機（５）が停止状態からの始動ではなく，上
記フリーラン状態検出部（10）の検出結果に基づいてフ
リーラン状態から再始動するように，後述の制御回路部
（13）へ切換信号を出力する。（10）はフリーラン状態
検出部であり、上記瞬停検出再始動手段（９）から指令
信号が与えられると，電圧検出器（７）の出力信号を入
力して誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆを演算
し，電圧信号として出力する回転数演算手段（11）およ
び回転方向を判別し，判別信号を出力する回転方向判別
手段（12）から構成されている。（13）はインバータ部
（４）へその交流出力の制御信号を出力する制御回路部
であり，誘導電動機（５）に対する速度指令を出力する
速度指令器（14），上記速度指令の入力により，誘導電
動機（５）が緩起動するように上記速度指令に応じた電
圧信号を徐々に上昇させて出力する加減速制限手段（1
5），瞬停検出再始動回路（９）からの切換信号によつ
て制御され，回転数演算手段（11）または加減速制限手
段（15）のいずれか一方からの入力信号を通過させる周
波数切換手段（16），この周波数切換手段（16）を介し
て入力された電圧信号をこの信号に対応した周波数ｆに
変換して出力するV/f変換手段（17），加減速制限手段
（15）から入力された電圧信号を基に，上記V/f変換手
段（17）が出力する周波数ｆに対してV/f比が一定とな
る電圧指令Ｖを出力する通常電圧パターン出力手段（1
8），回転数演算手段（11）から入力された電圧信号に
基き，出力電圧が通常のV/f比となるまで徐々に上昇す
る再始動減電圧パターン出力手段（19），瞬停検出再始
動手段（９）の出力信号によつて切換制御され，通常電
圧パターン出力手段（18）又は再始動減電圧パターン出
力手段（19）のいずれか一方からの入力信号を通過させ
る電圧切換手段（20），この電圧切換手段（20）を介し
て入力された電圧指令とV/f変換手段（17）からの信号
入力に基づき３相正弦波の制御信号を出力する制御信号
出力手段（21），上記３相正弦波の制御信号が入力さ
れ，パルス変調信号に変換し，上記インバータ部（４）
の交流出力を制御する制御信号として上記インバータ部
（４）へ出力するPWM回路（22），および電流検出器
（６）の出力信号を監視し，所定値を超える過電流が検
出されたらインバータ部（４）の交流出力を停止，もし
くは制限するように上記PWM回路（22）へ警報信号を出
力する過電流検出回路（23）から構成されている。な
お，瞬停検出再始動手段（９），フリーラン検出部（1
0），および制御回路部（13）の加減速制限手段（15）
〜制御信号出力手段（21）は通常それ等の機能がCPU,メ
モリ，入出力インターフエイス等からなるコンピユータ
のプログラム上に構築されている。

次に動作について説明する。誘導電動機（５）が完全
に停止した状態において，この誘導電動機（５）を始動
させる場合には，まず速度指令器（14）により誘導電動
機（５）の回転速度が設定され，電源（１）が投入され
ると，周波数切換手段（16）および電圧切換手段（20）
は瞬停検出再始動手段（９）からの信号により，それぞ
れ，加減速制限手段（15）および通常電圧パターン出力
手段（18）側に切換設定されており，上記速度指令器
（14）からの速度指令値の入力により加減速制限手段
（15）は零から徐々に所定の時間を要して上記速度指令
値まで上昇させた電圧信号を出力し，この信号は周波数
切換手段（16）を介してV/f変換手段（17）に入力さ
れ，ここで上記速度指令値に応じた周波数ｆに変換され
制御信号出力手段（21）へ入力される。一方加減速制限
手段（15）の出力信号は通常電圧パターン出力手段（1
8）に入力され，上記速度指令値に応じた，すなわち上
記V/f変換手段（17）の出力周波数ｆに対してV/f比が一
定となる電圧指令Ｖを出力し，この電圧指令Ｖが電圧切
換手段（20）を介して上記制御信号出力手段（21）へ入
力される。制御信号手段（21）は上記周波数ｆおよび電
圧指令Ｖの入力により上記速度指令に応じた３相正弦波
信号を出力し,PWM回路（22）はインバータ部（４）から
誘導電動機（５）へ所望の周波数の３相電力が供給させ
るように，入力された上記３相正弦波信号をパルス幅変
調信号に変換し，上記インバータ部（４）の制御信号と
して出力する。

次に瞬時停電が発生してインバータ装置が停止した
後，復電により再始動する場合，またはインバータ装置
が停止時に誘導電動機（５）が外力によりフリーに回転
している状態から始動する場合について説明する。

上記のような場合には，フリーラン状態にある誘導電
動機（５）の回転周波数Ｆとインバータ装置の出力周波
数ｆとをほゞ一致させて再加速させる必要がある。その
理由は，誘導電動機（５）がある回転数Ｆでフリーラン
状態にあつたとき，インバータ装置の周波数ｆおよび電
圧Ｖを通常の運転と同様にV/f比を一定に漸次上昇させ
た場合には，上記インバータ装置の出力周波数ｆが誘導
電動機（５）の回転周波数Ｆに下から接近すると回生制
動による大きな制動トルクが，同期速度を通過後には逆
に加速トルクが上記誘導電動機（５）に発生する。これ
は誘導電動機（５）の負荷に対して大きなトルクシヨッ
クを与えることになり，例えば負荷がブロアであればブ
ロアの駆動軸に大きな衝撃を与え，その寿命を短かくす
る。それゆえに,V/f一定制御方式のインバータ装置にお
いてはその始動時において，上記出力周波数ｆと誘導電
動機（５）のフリーラン周波数Ｆとを一致させるために
上記周波数Ｆを知る必要があり，タコジエネレータ等の
速度検出器を備えるとか，誘導電動機の残留電圧を検出
し，その周波数成分から算出する等により上記フリーラ
ン周波数Ｆを求めている。

第７図においては，フリーラン状態にある誘導電動機
（５）の残留電圧を電圧検出トランス（７）により検出
し，フリーラン状態検出部（10）における回転数演算手
段（11）にて，残留電圧の周期を求め，その逆数よりフ
リーラン周波数Ｆを推定し，回転方向判別手段（12）は
例えば,U−V,V−Ｗ間等，異なる２つの線間の残留電圧
の位相差を検出してフリーラン状態にある誘導電動機
（５）の回転方向を判別する。瞬停検出再始動回路
（９）が電圧検出トランス（８）を介して商用電源
（１）の瞬時停電を検出したり，または正常な始動であ
つても，誘導電動機（５）がフリーラン状態にあること
を上記フリーラン状態検出部（10）からの信号入力によ
り検知した場合には，周波数切換手段（16）および電圧
切換手段（20）をそれぞれフリーラン状態検出部（10）
側および再始動減電圧パターン出力手段（19）側に切換
設定しておき，誘導電動機（５）の再始動時において，
そのフリーラン状態における回転周波数Ｆに応じた電圧
信号および回転方向の情報が周波数切換手段（16）を介
してV/f変換手段（17）に入力され，上記回転周波数Ｆ
に一致した周波数ｆに変換されて制御信号出力手段（2
1）へ入力される。一方，フリーラン状態検出部（10）
からの出力信号は再始動減電圧パターン回路（19）にも
入力され，ここで入力信号に応じた，すなわち，上記周
波数ｆに対応した通常の電圧Ｖになるまで除々に上昇し
ていく電圧指令に変換され上記制御信号出力手段（21）
へ入力される。以下、制御信号出力手段（21）が出力す
る３相正弦波信号に基づいて,PWM回路（22）からインバ
ータ部（４）へ出力制御信号が出力され，フリーラン状
態にある誘導電動機（５）をその回転周波数Ｆに合せて
始動する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の誘導電動機のフリーラン状態検出方法によれ
ば，以上のように誘導電動機の残留電圧を検出し，残留
電圧の周期の逆数よりフリーラン状態にある上記誘導電
動機の回転周波数を求め，また異なる２つの線間の残留
電圧の位相差を検出してフリーラン状態における回転方
向を判別するようにしたので，上記誘導電動機の残留電
圧の検出のために，電圧検出用トランスのごとき専用の
電圧検出器を必要とするのでインバータ装置がその分大
型化すると共に，上記誘導電動機の残留電圧が小さい場
合にはそのフリーラン状態における周波数，位相等の検
出が困難であるなどの問題点があつた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので，誘導電動機の残留電圧を検出する電圧検出
器を有せずともフリーラン状態にある上記誘導電動機の
回転状態を検出できる誘導電動機のフリーラン状態検出
方法を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係わる誘導電動機のフリーラン状態検出方
法は、誘導電動機へ電力を出力するインバータ部と、上
記誘導電動機がフリーラン状態にある場合に電流指令信
号を出力する電流指令部と、上記電流指令部から出力さ
れた電流指令信号と上記インバータ部の出力電流の検出
値である検出信号との偏差信号に基づいて上記インバー
タ部の出力電流を制御する制御信号系とを備え、上記誘
導電動機がフリーラン状態にある場合において、強制的
に上記誘導電動機に電流を流すように制御するために上
記電流指令部から電流指令信号としてほぼ一定の指令信
号を出力し、このとき上記制御信号系に発生するリツプ
ル成分を抽出し、上記フリーラン状態にある上記誘導電
動機の回転状態である回転速度および回転方向を求める
ものである。

〔作用〕

この発明によれば，誘導電動機がフリーラン状態にあ
る場合において，電流指令部から直流の電流指令信号が
出力されると，制御信号系にて，上記直流の電流指令信
号とインバータ部の出力電流の検出値である検出信号と
の偏差信号に基づいて上記インバータ部の出力電流が制
御され，このとき上記制御信号系にリツプル成分が発生
し，このリツプル成分が抽出されて上記フリーラン状態
にある上記誘導電動機の回転状態である回転速度および
回転方向が求められる。

〔実施例〕

以下，この発明の一実施例を第１図〜第６図により説
明する。第１図はこの発明による誘導電動機（５）のフ
リーラン状態検出方法を実現するためのインバータ装置
の回路ブロツク図であり，図中，第７図に示した従来例
と同一符号は従来例のそれと同一，または相当するもの
を示す。

図において，（10A）はフリーラン状態検出部であ
り，瞬停検出再始動手段（９）からの指令信号の入力に
より，直交する２相の電流指令信号ids^＊（ｄ軸成分）,
iqs^＊（ｑ軸成分）および上記ids^＊,iqs^＊の位相角θを
出力する電流指令部としての電流位相指令手段（24），
上記位相角θに対応した正弦sinθおよび余弦cosθを出
力する関数発生手段（25），電流検出器（６）が検出し
て出力するインバータ部（４）の出力電流の３相からな
る検出信号iu,iv,iwを２相電流ids（ｄ軸成分）,iqs
（ｑ軸成分）に変換する３相/2相変換手段（26），上記
電流位相指令手段（24）および３相/2相変換手段（26）
が出力する２相電流のｄ軸成分ids^＊およびidsとｑ軸成
分iqs^＊およびiqsのそれぞれを比較し，偏差信号（ids
^＊−ids）を出力するｄ軸電流比較手段（27）および偏
差信号（iqs^＊−iqs）を出力するｑ軸電流比較手段（2
8），上記ｄ軸電流比較手段（27）からの偏差信号を入
力して増巾すると共に，上記偏差信号が零となるように
インバータ部（４）の出力電流を制御するための２相電
圧指令のｄ軸成分vds^＊を出力するｄ軸電流制御手段（2
9）および同様にｑ軸電流比較手段（28）からの偏差信
号を入力して２相電圧指令のｑ軸成分vqs^＊を出力する
ｑ軸電流制御手段（30），上記２相電圧指令vds^＊,vqs
^＊を３相電圧指令vu^＊,vv^＊,vw^＊に変換する３相/2相変
換手段（31），および上記２相電圧指令vds^＊,vqs^＊を
入力し，この指令電圧に重畳されたリツプル成分を抽出
して，フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数Ｆ
と，回転方向を演算するフリーラン周波数，回転方向検
出手段（32）から構成されている。（13A）はインバー
タ部（４）の出力を制御する制御回路部であり，瞬停検
出再始動手段（９）からの切換信号により，制御信号発
生手段（21）またはフリーラン状態検出部（13）の２相
/3相変換手段（31）からの入力信号のいずれかを切換設
定して後段のPWM回路（22）へ通過させる出力切換手段
（33）を有し，この制御回路部（13A）のその他の構成
は従来例における制御回路部（13）と同様である。

なお，上記フリーラン状態検出部（10A）を構成する
３相/2相変換手段（26），電流比較手段（27），（2
8），電流制御手段（29），（30）および２相/3相変換
手段（31）と，制御回路部（13A）を構成するPWM回路
（22）と，インバータ部（４）と，電流検出器（６）と
から誘導電動機（５）のフリーラン状態を検出する制御
信号系の主要部を形成している。

第２図は上記フリーラン周波数回転方向検出手段（3
2）の詳細を示すブロツク図であり,2相電圧指令のｑ軸
成分vqs^＊を入力して重畳するリツプル成分の周波数fn
を検出するリツプル周波数検出手段（32a），上記リツ
プル周波数fnを入力し，予め入力されている比例定数γ
を乗じて，誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆを求
め，この周波数Ｆに相応する電圧信号を出力するフリー
ラン周波数演算手段（32b），上記vqs^＊と共に,d軸成分
vds^＊を入力し，両者間の位相差を比較する位相比較手
段（32c），および上記位相比較手段（32c）による比較
結果に基づき誘導電動機（５）の回転方向を判別する回
転方向判別手段（32d）から構成されている。

なお，上記フリーラン状態検出部（10A），制御回路
部（13A）の加減速制限手段（15）〜制御信号出力手段
（21）および出力切換手段（33）は瞬時検出再始動手段
（９）と共に，それ等の機能がCPU,メモリ，入出力イン
ターフエイス等からなるコンピユータのプログラム上に
構築されている。

次に第１図に示したインバータ装置の動作について説
明する。誘導電動機（５）が完全に停止した状態にて，
この誘導電動機（５）を始動させる場合については，瞬
停検出再始動回路（９）からの切換信号により，出力切
換手段（33）が制御信号出力手段（21）の出力信号をPW
M回路（22）へ入力するように切換設定されており 第
７図に示した従来例の場合と同様に動作して上記誘導電
動機（５）を始動し，速度制御する。

次に瞬時停電が発生してインバータ装置が停止した
後，復電により再始動する場合，またはインバータ装置
が停止時に誘導電動機（５）が外力によりフリーに回転
している状態から始動する場合について説明する。フリ
ーラン状態検出部（10A）において，電流指令部として
の電流位相指令手段（24）は瞬停検出両始動手段（９）
からの指令信号力により，電流指令信号として一定の例
えば直流信号を出力する。すなわち,2相電流指令ids^＊,
iqs^＊およびその位相角θについて を出力する。上記電流指令はそれぞれｄ軸電流比較手段
（27）とｑ軸電流比較手段（28）にて３相/2相比較手段
（26）が出力する２相電流ids,iqsとそれぞれ比較さ
れ，出力された偏差信号（ids^＊−ids）がｄ軸電流制御
手段（29）に入力されてPI（比例・積分）制御されて２
相電圧指令のｄ軸成分vds^＊として，また偏差信号（iqs
^＊−iqs）がｑ軸電流制御手段（30）に入力され,PI制御
されて２相電圧指令のｑ軸成分Nqs^＊として出力され
る。上記２相電圧指令vds^＊,vqs^＊は誘導電動機（５）
の１相当りの１次抵抗の値をRsとすると， となるように制御される。上記２相電圧指令vds^＊,vqs
^＊は２相/3相電圧変換手段（31）により３相電圧指令vu
^＊,vv^＊,vw^＊に変換され，出力切換手段（33）を介して
PWM回路（22）に入力され,PWM回路（22）はインバータ
部（４）から誘導電動機（５）へ所望の電流が出力され
るように，上記インバータ部（４）へその出力電流を制
御する信号を出力する。上記インバータ部（４）から出
力される所望の電流とは で与えられる直流である。上記電流iu,iv,iwは次式 において（１）式，すなわちids^＊＝Ids,iqs^＊＝0,θ＝
０を代入して算出される。

この電流が電流検出器（６）で検出され,3相/2相変換
手段（26）により２相電流ids,iqsに変換され，それぞ
れｄ軸,q軸電流比較手段（27），（28）に負帰還され
る。

上記ids,iqsは次式により算出される。

ところが，電流位相指令手段（24）から上記（１）式
で示された直流の直流指令，すなわちids^＊＝Ids（一
定）,iqs^＊＝0,θ＝０を入力した場合において，制御信
号系における，（２）式で示された２相電圧指令vds^＊,
vqs^＊，（３）式で示されたインバータ部（４）の出力
電流およびその検出値，その変換された２相電流ids,iq
s等には誘導電動機（５）のフリーランに起因するリツ
プル成分が重畳し，上記（２）式で示されたvds^＊＝Rs
・Ids,vqs^＊＝０や，（３）式で示されたiu,iv,iw等は
その平均値を示すものである。

次に，誘導電動機（５）がフリーラン状態にある場合
において，電流指令信号として直流の指令信号を出力し
た場合において，電流負帰還方式の制御信号系にリツプ
ル成分が重畳する理由について，および上記制御信号系
に属する２相電圧指令vds^＊,vqs^＊に対して重畳するリ
ツプル周波数とフリーラン回転周波数について説明す
る。

ｄ−ｑ座標軸における誘導電動機（５）の状態方程式
は一般に次式で示される。

（６）式において， idr:誘導電動機のｄ軸２次電流 iqr:誘導電動機のｑ軸２次電流 ｐωr:誘導電動機の回転角周波数（電気角） Rs:1相当りの１次抵抗 Rr:1相当りの２次抵抗 M:相互インダクタンス Ls:1次自己インダクタンス Lr:2次自己インダクタンス σ：漏れ係数（σ＝１−M²/LsLr）Ｐ ：微分演算子 である。上記（６）式をＰ ｉ＝Ai＋Bvs ……（７） ただし,i＝〔ids iqs idr iqr〕^Ｔ vs＝〔vds vqs〕^Ｔ と表現し，さらに is＝Ci ……（８） ただし,is＝〔ids iqs〕^Ｔ と表現し，電流指令をis^＊＝〔ids^＊ iqs^＊〕^Ｔとする
と制御信号系，すなわち電流制御系は第３図に示したブ
ロツク図で表現される。

上記ブロツク図において,d軸,q軸電流制御手段（2
9），（30）はPI（比例積分）制御するものであるか
ら，その伝達関数Gc（ｓ）は とした。ただし,Kpは比例ゲイン,Tは積分時間を示す。

上記ブロツク図のPI制御部，すなわちｄ軸,q軸電流制
御手段（29），（30）の積分出力を v_I＝〔vd_I vq_I〕^Ｔ とおけば，図の閉ループ系の状態方程式は次式で示され
る。

（10）式の固有値，すなわち閉ループ極は６個存在す
るが，そのうちの誘導電動機（５）のフリーラン周波数
Ｆに近い固有周波数をもつ極，すなわち代表特性根がほ
ゞ虚軸上に存在し，これが制御信号系の振動を発生し，
例えば２相電圧指令vds^＊,vqs^＊にリツプルを重畳させ
る。なお，誘導電動機（５）の回転角周波数ｐωｒよ
り，そのフリーラン周波数Ｆ にて求められる。

上記代表特性根は（10）式に誘導電動機（５）の定数
（Rs,Rr,M,Ls,Lr）誘導電動機（５）のフリーラン周波
数Ｆの設定値，電流制御回路（29），（30）の比例ゲイ
ンKp,積分時間Ｔを与えれば数値計算により求まり，さ
らに代表特性根の固有角周波数ωｎが計算で求まる。こ
のωｎが上記vds^＊,vqs^＊に重畳するリツプルの角周波
数であり，リツプルの周波数 は一般に誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆより若
干小さく，かつ，上記誘導電動機（５）の定数等により
それぞれ異なる。しかし，上記フリーラン周波数Ｆとリ
ツプル周波数fnとの間には比例関係があるので，この両
者間の比を比例定数ｒとして予め求めておけば，上記vd
s^＊,vqs^＊に重畳するリツプル周波数fnを求めて上記比
例定数ｒを乗算することにより，フリーラン周波数Ｆが
容易に演算できる。

第４図および第５図は電圧指令vds^＊,vqs^＊に重畳す
るリツプル成分から誘導電動機（５）のフリーラン周波
数Ｆおよび回転方向を求める方法を実機を用いて実験し
た結果に関するものであり，第４図は正方向回転の場
合，第５図は逆回転の場合を示す。

実験に用いた実機は三菱SF−JR型3.7Kw 4極３相誘導
電動機（定格入力電圧200V）であり，残留電圧零,1800r
pmでフリーラン中の上記誘導電動機に直流の電流指令と
して （定格励磁電流）,iqs^＊＝0,θ＝０ を与えて電流制御を行ない，電圧指令vds^＊,vqs^＊等を
求めたものである。

ただし上記実験においてはフリーラン再投入を模擬
し，フリーラン状態検出を開始し，その10ms後に電流指
令の位相角θを０から180゜に反転させてインバータ部
（４）の出力電流の極性を反転させた。この結果とし
て，電圧指令vds^＊,vqs^＊に重畳するリツプル成分の振
巾が大巾に増大し，それ等の波高値は上記vds^＊の平均
値Rs・Ids＝ にほゞ等しい。

上記はフリーラン周波数1800rpmでの実験例であるが,
150rpm（5Hz）においても，リツプル成分の波高値とし
て２〜3Vが得られることが確認された。

また，第４図および第５図において,vds^＊については
その平均値Rs・Ids,を差引いて表示され，そのリツプル
成分がvqs^＊のリツプル成分と容易に比較できるように
表示している。なお，第４図および第５図において,vqs
^＊,vds^＊の波形と１点鎖線Ａ−Ａ′との交点を比較する
に，第４図に示した誘導電動機（５）が正回転の場合に
はvds^＊のリツプル成分がvqs^＊のリツプル成分の位相よ
り90゜進んでおり，逆に第５図に示した逆回転の場合に
は上記位相より90゜遅れており，もしくは270゜進んで
おり，この位相差を検出して誘導電動機の回転方向を判
別できる。

なお，インバータ部（４）の出力電流，すなわちフリ
ーラン状態の誘導電動機（５）への入力電流の極性をそ
の通電途中で反転させることにより，重畳するリツプル
成分の波高値が増大する理由は不安定な制御信号系が急
峻な電流変化を伴う外乱を受けることによる。

次に２相電圧指令vds^＊,vqs^＊に重畳するリツプル周
波数より誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆおよび
回転方向の具体的検出方法について述べる。上記vds^＊,
vqs^＊に重畳するリツプル周波数fnは（10）式で示され
た状態方程式の代表特性根の固有周波数であるからvds
^＊,vqs^＊の両者共，同一周波数fnであり，いずれから検
出しても良い。しかし電流指令として（１）式に示すご
とく,ids^＊＝Ids^＊（一定）,iqs^＊＝０を与えた場合に
は（２）式に示すごとく，上記vqs^＊の平均値は零であ
り，交流リツプルだけであるから，リツプル周波数fnが
求め易い。それゆえに，第２図に示したフリーラン状態
検出部（32）におけるリツプル周波数検出回路（32a）
に対して，上記vds^＊を入力し，第６図に示すようにそ
のゼロクロス点間の時間をリツプルの1/2周期として求
め，リツプル周波数fnを逆算して求める。次にフリーラ
ン周波数演算回路（32b）にて，上記fnに予め入力され
ている比例定数ｒ（＝ωn/ωｒ）を乗算して，誘導電動
機（５）のフリーラン周波数Ｆを求める。

さらに,2相電圧指令vds^＊,vqs^＊に重畳するリツプル
の位相差は第５図に示すように誘導電動機（５）の回転
方向により異なり， 正回転時…vds^＊がvqs^＊に対して90゜進み位相 逆回転時…vds^＊がvqs^＊に対して90゜遅れ位相 となるので，位相比較回路（32c）にて，上記vds^＊およ
びvqs^＊を入力し,vqs^＊と（vds^＊−Rsids^＊）とを比較
してその偏差を求め，回転方向判別回路（32d）にて,vq
s^＊が負から正に転ずるときにおいて vds^＊−Rsids^＊＞０ならば正回転 vds^＊−Rsids＜０ならば逆回転 と判別する。なお，上記においてRsids^＊はvds^＊の平均
値であり（vds^＊−Rsids^＊）はvds^＊から抽出したリツ
プル成分を示す。

上記実施例では誘導電動機（５）のフリーラン周波数
Ｆおよび回転方向を検出する場合において，インバータ
外部（４）の３相出力電流を検出して直交する２相座標
軸系の電流ids,iqsに変換し，電流位相指令手段（24）
が出力する２相電流指令ids^＊,iqs^＊とのそれぞれの偏
差（ids^＊,ids），（iqs^＊−iqs）を求め，これらの信
号をPI（比例積分）制御して２相電圧指令vds^＊,vqs^＊
を求め，さらに３相電圧指令に変換して，インバータ部
（４）から誘導電動機（５）へ所望の電流が出力される
ように制御する制御信号系を備えたが，必ずしも,2相座
標系でPI制御等の電流制御を実施する必要はなく３相の
電流指令を与え,3相座標のままで電流制御を行なつても
同様な効果が得られる。

また，上記実施例では電流制御としてPI制御の例を示
したがＰ（比例）制御,PID（比例積分，微分）制御，ま
たはそれ以外の制御を行なつても同様な効果が得られ
る。

さらに，上記実施例では電圧指令vds^＊,vqs^＊に重畳
するリツプル成分を抽出し，このリツプル周波数fn,お
よび２相間の位相差からフリーラン周波数Ｆと回転方向
を検出したが，上記リツプル成分の抽出は電圧指令vds
^＊,vqs^＊に限定されるものではなく、誘導電動機がフリ
ーラン状態にある場合において、強制的に上記誘導電動
機に電流を流すように制御するために上記電流指令部か
ら電流指令信号としてほぼ一定の指令信号を出力してい
る状態における上記制御信号系の信号であれば、いずれ
の信号を用いても良く，例えばインバータ部（４）の出
力電流の検出値やこれ等の電流を変換して得られた２相
電流ids,iqsに重畳されたリツプル成分を抽出しても効
果が得られる。

また，上記実施例における第４図および第５図に示し
た実機による実験において，誘導電動機（５）のフリー
ラン状態におけるインバータ（４）の出力電流の極性を
通電の途中で反転させることにより，制御信号系に重畳
するリツプルの成分の振巾の増大を図たが，極性を反転
させなくとも，上記インバータ部（４）の出力電流を急
峻に変化させても，リツプル成分の振巾を増大させ，リ
ツプル周波数の検出を容易にする効果がある。

なお，上記実施例では制御信号系の主要部を構成する
フリーラン状態検出部（10A）をインバータ部（４）へ
制御信号を出力する制御回路部（13A）の主要部と共に,
CPUメモリ，入出力インターフエイス等からなるコンピ
ユータのプログラム上に構築したソフトウエア構成とし
たので，上記フリーラン状態検出部（10A）を付加する
ことによるインバータ装置の物理的寸法の増大を防止し
たが，上記フリーラン状態検出部（10A）を制御回路部
（13A）と共にハードウエア構成とした場合において
も，残留電圧が検出できない程に小さな，または全く発
生しない誘導電動機（５）のフリーラン状態を検出でき
る効果がある。

なお，電流指令信号として直流の例で説明したが，こ
れはリツプル成分の抽出が可能ならばよいのであつて，
直流以外の信号でも可能である。

例えば，フリーラン状態の周波数よりも充分に長い時
間のほぼ一定値の指令信号出力する低い周波数の信号や
断続的な信号でも良いことは上記実施例の説明からも明
らかである。

〔発明の効果〕

以上のように，この発明によれば誘導電動機がフリー
ラン状態にある場合において，電流指令部からほぼ一定
の例えば直流の電流指令信号を与え，制御信号系に発生
するリツプル成分を抽出し，上記誘導電動機の回転状態
を検出するようにしたので，上記誘導電動機の残留電圧
を検出することなく，そのフリーラン状態を検出できる
方法が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を実現するためのインバー
タ装置のブロツク図，第２図はこの発明のフリーラン周
波数，回転方向検出手段のブロツク図，第３図はこの発
明の誘導電動機の制御信号系としての電流制御系を示す
ブロツク図，第４図はこの発明の誘導電動機が正方向に
1800rpmでフリーラン中における電圧指令vds^＊,vqs^＊に
重畳するリツプル波形を示す図，第５図は誘導電動機が
逆方向にフリーラン中における第４図に対応する図，第
６図はこの発明の誘導電動機が正回転時における電圧指
令vds^＊,vqs^＊の位相関係と，上記vqs^＊からリツプルの
周期Ｔを求める説明図，第７図は従来のインバータ装置
のブロツク図である。 図において，（１）は商用電源，（２）は整流回路，
（３）は平滑コンデンサ，（４）はインバータ部，
（５）は誘導電動機，（６）は電流検出器，（８）は電
圧検出器，（９）は瞬停検出再始動手段，（10A）はフ
リーラン状態検出部，（13A）は制御回路部，（24）は
電流指令部としての電流位相指令手段，（25）は関数発
生手段，（26）は３相/2相変換手段，（27）はｄ軸電流
比較手段，（28）はｑ軸電流比較手段，（29）はｄ軸電
流制御手段，（30）はｑ軸電流制御手段，（31）は２相
/3相変換手段，（32）はフリーラン周波数，回転方向検
出手段，（33）は出力切換手段を示す。 なお，図中，同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機へ電力を出力するインバータ部
   と、上記誘導電動機がフリーラン状態にある場合に電流
   指令信号を出力する電流指令部と、上記電流指令部から
   出力された電流指令信号と上記インバータ部の出力電流
   の検出値である検出信号との偏差信号に基づいて上記イ
   ンバータ部の出力電流を制御する制御信号系とを備え、
   上記誘導電動機がフリーラン状態にある場合において、
   強制的に上記誘導電動機に電流を流すように制御するた
   めに上記電流指令部から電流指令信号としてほぼ一定の
   指令信号を出力し、このとき上記制御信号系に発生する
   リップル成分を抽出し、上記フリーラン状態にある上記
   誘導電動機の回転状態である回転速度および回転方向を
   求めることを特徴とする誘導電動機のフリーラン状態検
   出方法。