JP7640902B2 - デジタル信号処理装置及びコヒーレントデジタル信号処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル信号処理装置及びコヒーレントデジタル信号処理装置に関する。

データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や、光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。特に、１波当たりの伝送速度が２００Ｇｂ／ｓ以上の超高速光伝送システムにおいて、コヒーレント検波とデジタル信号処理技術とを組み合わせた、デジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきた。一方、ＬＴＥ（Long Term Evolution）に代表される、モバイル端末による大容量データ通信の普及により、より安価に、すなわち、より簡易な送受信器構成によって、２００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現することが求められている。

簡易な送受信器構成によって、２００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現する方式として、光信号の強度情報に基づいてデータ信号の復調を行う直接検波方式がある。特に２値の強度変調方式であるＮＲＺ（Non Return-to-Zero）方式よりも高い周波数利用効率を有する４値の強度変調方式（PAM4: 4-level Pulse Amplitude Modulation）を用いた超高速光伝送方式の検討が進められている。

長距離伝送技術として実用化されているデジタルコヒーレント技術を用いた２００Ｇｂ／ｓ級の光伝送においては、一般に偏波多重ＱＰＳＫ変調方式（PDM-QPSK）が用いられており、変調速度は５０Ｇｂａｕｄ程度である。一方で、上述した簡易な送受信器構成によって実現可能なＰＡＭ４を用いた形での２００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実施する場合の変調速度は１００Ｇｂａｕｄ程度であるため、その信号スペクトルはＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式よりも広い周波数を占有する信号スペクトルとなる。このことは、２００Ｇｂ／ｓ級のＰＡＭ４方式はＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式よりも電気光デバイスの帯域に起因したフィルタリングにより波形劣化の影響を大きく受けることを意味する。

この問題を解決する技術として、受信側でデジタル信号処理を行う際に最尤系列推定（ＭＬＳＥ）によるシンボル判定を行うことで、電気光デバイスの帯域制限に起因した波形劣化に対する耐力を向上する技術が提案されている（非特許文献１）。この方式では、送信シンボル系列として想定されるすべての候補シンボル系列を伝送路における処理と同様の処理を候補シンボル系列に対して行う伝送路模擬フィルタへ入力し、伝送路模擬フィルタの出力と受信シンボル系列を比較することで、各候補シンボル系列の尤度を算出する。尤度が最大となる系列を送信シンボル系列と推定することで、帯域制限の厳しい環境においても高い復調性能を有する信号復調が実現される。

D. D. Falconer, et al., ‘Adaptive channel memory truncation for maximum likelihood sequence estimation,’ The Bell System Technical Journal, vol. 52, no. 9, pp. 1541 - 1562 (1973)

しかしながら、ＭＬＳＥにおいては原則、送信シンボル系列として想定される候補シンボル系列全てを伝送路模擬フィルタへ入力し、各候補シンボル系列の尤度を算出しなければならない。候補シンボル系列の長さはシンボルの多値数及び伝送路模擬フィルタのタップ数により決定され、候補シンボル系列の長さをＬ、シンボルの多値数をＭ、伝送路模擬フィルタのタップ数をＤとすると、ＬはＭ及びＤを用いて下式のように表される。

したがって、伝送路模擬フィルタのタップ数Ｄが大きい場合、候補シンボル系列の数は非常に大きくなる。例えば、Ｍ＝４であるＰＡＭ４方式の信号の場合、１５タップ（Ｄ＝１５）の伝送路模擬フィルタを用いるためにはＬ＝４^１６≒４×１０^９の候補シンボル系列の尤度を算出する必要があり、計算量が膨大となる。
本発明の目的は、ＭＬＳＥにおいて計算量を少なくことができるデジタル信号処理装置を提供することにある。

本発明の一態様は、受信信号を等化処理して生成される受信シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する波形整形フィルタ部と、前記受信信号の変調前の送信シンボルとして想定される候補シンボルを生成する候補シンボル生成部と、前記候補シンボル及び過去に送信シンボルであると判定された判定シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する伝送路模擬フィルタ部と、前記波形整形フィルタ部の出力及び前記伝送路模擬フィルタ部の出力に基づいて、前記受信シンボルが表すシンボル値の尤度を算出するシンボル尤度算出部と、前記シンボル尤度算出部により算出された前記シンボル値の尤度に基づいて、送信シンボルを判定するシンボル判定部と、を備えるデジタル信号処理装置である。

本発明の一態様は、受信シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する波形整形フィルタ部と、過去の受信シンボルの推定値である判定シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する伝送路模擬フィルタ部と、前記波形整形フィルタ部の出力及び前記伝送路模擬フィルタ部の出力に基づいて算出される受信シンボル推定値に対し、閾値判定に基づく硬判定を行うことで送信シンボルを判定するシンボル判定部と、を備えるデジタル信号処理装置である。

本発明によれば、ＭＬＳＥにおいて、計算量を少なくことができる。

光信号復調器１の構成を示す図である。 第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。 デジタル等化部１０の構成例を示す図である。 波形整形フィルタ部１２の構成例を示す図である。 第１の実施形態に係る伝送路模擬フィルタ部１６の構成例を示す図である。 第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果である。 第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果である。 第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果である。 第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果である。 第２の実施形態に係る伝送路模擬フィルタ部１６を示す図である。 第３の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。 第４の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。 コヒーレントデジタル信号処理装置５の構成を示す図である。

［全体構成］
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。
図１は、光信号復調器１の構成を示す図である。光信号復調器１は、光信号変調器（図示せず）から光信号を受信する。光信号復調器１は、送信された光信号を復調することで、光信号変調器により変調される前の送信シンボルを判定する。
光信号復調器１は、光受信器２、ＡＤ変換器３及びデジタル信号処理装置４を備える。

光受信器２は、光信号を受信し、受信した光信号を電気信号に変換する。光受信器２は直接検波システムにおいては、光強度受信器である。ＡＤ変換器３は、光受信器２から入力される電気信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理装置４は、ＡＤ変換器３から入力されるデジタル信号に基づいて、シンボル判定を行う。

＜第１の実施形態＞
図２は、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。
デジタル信号処理装置４は、デジタル等化部１０、波形整形フィルタ部１２、候補シンボル生成部１４、伝送路模擬フィルタ部１６、遷移尤度算出部１８、シンボル尤度算出部２０、判定シンボル決定部２２とを備える。

デジタル等化部１０は、デジタル信号をデジタル等化処理する。デジタル等化部１０は例えばＦＦＥ（Feed Forward Equalizer）である。図３は、デジタル等化部１０の構成例を示す図である。図３に示すデジタル等化部１０のタップ数は２であるが、これに限られない。デジタル等化部１０は、遅延器１０２、乗算器１０４、加算器１０６を備える。遅延器１０２は、入力される信号を記憶し、一定時間後に記憶した入力信号を出力する。乗算器１０４は、入力される信号に所定の値を乗算する。乗算器１２４－ｉ（ｉは１以上３以下の整数）は、入力される信号ｔ_ｎ－ｉにタップ係数ｂ_ｉを乗算する。加算器１０６は入力される２つの信号を加算する。

時刻ｎにおいて、信号ｔ_ｎがデジタル等化部１０に入力されたとする。また、時刻ｎにおいて、遅延器１０２－１には信号ｔ_ｎ－１が、遅延器１０２－２には信号ｔ_ｎ－２が記憶されているとする。乗算器１０４－１は、入力されるｔ_ｎにｂ_０を乗算し、ｔ_ｎ×ｂ_０を出力する。乗算器１０４－２は、入力されるｔ_ｎ－１にｂ_１を乗算し、ｔ_ｎ－１×ｂ_１を出力する。乗算器１０４－３は、入力されるｔ_ｎ－２にｂ_２を乗算し、ｔ_ｎ－２×ｂ_２を出力する。加算器１０６－１は入力されるｔ_ｎ×ｂ_０とｔ_ｎ－１×ｂ_１を加算して、ｔ_ｎ×ｂ_０＋ｔ_ｎ－１×ｂ_１を出力する。加算器１０６－２は、入力されるｔ_ｎ×ｂ_０＋ｔ_ｎ－１×ｂ_１とｔ_ｎ－２×ｂ_２を加算し、ｔ_ｎ×ｂ_０＋ｔ_ｎ－１×ｂ_１＋ｔ_ｎ－２×ｂ_２を出力する。よって、デジタル等化部１０が出力する受信シンボルｓ_ｎはｓ_ｎ＝ｔ_ｎ×ｂ_０＋ｔ_ｎ－１×ｂ_１＋ｔ_ｎ－２×ｂ_２と表される。

波形整形フィルタ部１２は、受信シンボルｓ_ｉに畳み込み演算によるデジタルフィルタ処理を行い、フィルタ処理値ｙ_ｎを出力する。波形整形フィルタ部１２は、例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。図４は、波形整形フィルタ部１２の構成例を示す図である。図４に示す波形整形フィルタ部１２のタップ数は３であるが、これに限られない。波形整形フィルタ部１２は、遅延器１２２、乗算器１２４、加算器１２６を備える。遅延器１２２、乗算器１２４、加算器１２６は、それぞれデジタル等化部１０が備える遅延器１０２、乗算器１０４、加算器１０６と同様の機能を有する。乗算器１２４－ｉ（ｉは１以上４以下の整数）は、入力される受信シンボルｓ_ｎ－ｉにタップ係数ｃ_ｉを乗算する。

波形整形フィルタ部１２が入力されるｓ_ｉに対して行う処理は、デジタル等化部１０がｔ_ｉに対して行う処理と同様である。そのため、波形整形フィルタ部１２が出力するフィルタ処理値ｙ_ｎはｙ_ｎ＝ｓ_ｎ×ｃ_０＋ｓ_ｎ－１×ｃ_１＋ｓ_ｎ－２×ｃ_２＋ｓ_ｎ－３×ｃ_３と表される。
ここでタップ数をＣとすると、ｙ_ｎは以下の式により表される。

候補シンボル生成部１４は、候補シンボルｒ_ｎを生成する。候補シンボルｒ_ｎは、送信シンボルとして想定されるシンボルであり、例えばＰＡＭ４方式の場合は、候補シンボル生成部１４は候補シンボルｒ_ｎを４個（ｒ_ｎ＝０、１、２、３）生成する。

伝送路模擬フィルタ部１６は、候補シンボルｒ_ｎ及び判定シンボルｘ_ｎに対して畳み込み演算によるデジタルフィルタ処理を行い、模擬フィルタ処理値ｚ_ｎを出力する。伝送路模擬フィルタ部１６により使用される判定シンボルは過去に送信シンボルであると判定されたシンボルである。判定シンボルの詳細については後述する。伝送路模擬フィルタ部１６は、例えば、波形整形フィルタ部１２と同様に有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。図５は、第１の実施形態に係る伝送路模擬フィルタ部１６の構成例を示す図である。図５に示す伝送路模擬フィルタ部１６において、候補シンボルｒ_ｎに係るタップの数は１であり、判定シンボルｘ_ｎに係るタップの数は２であるが、これに限られない。伝送路模擬フィルタ部１６は、遅延器１６２、乗算器１６４、加算器１６６を備える。遅延器１６２、乗算器１６４、加算器１６６は、それぞれデジタル等化部１０が備える遅延器１０２、乗算器１０４、加算器１０６と以下の点を除き同様の機能を有する。

遅延器１６２－１及び１６２－３が、入力されるシンボルを記憶し、１秒後に記憶した入力信号を出力するとき、遅延器１６２－２は、入力されるシンボルを記憶し、２秒後に記憶した入力信号を出力する。つまり、遅延器１６２－２は、遅延器１６２－１及び１６２－３よりも２倍信号を遅延させる。また、乗算器１６４－ｉ（ｉは１以上４以下の整数）は、入力される信号にタップ係数ｄ_ｉを乗算する。

時刻ｎにおいて、候補シンボルｒ_ｎが遅延器１６２－１に入力され、シンボル判定値ｘ_ｎが遅延器１６２－２に入力されたとする。また、時刻ｎにおいて、乗算器１６４－１には、ｒ_ｎが入力され、乗算器１６４－２には、ｒ_ｎ－１が入力され、乗算器１６４－３には、ｘ_ｎ－２が入力され、乗算器１６４－４には、ｘ_ｎ－３が入力される。ここで、伝送路模擬フィルタ部１６が出力する模擬フィルタ処理値ｚ_ｎはｚ_ｎ＝ｒ_ｎ×ｄ_０＋ｒ_ｎ－１×ｄ_１＋ｘ_ｎ－２×ｄ_２＋ｘ_ｎ－３×ｄ_３と表される。

ここでタップ数をＤとし、候補シンボルｒ_ｎに係るタップの数をＲ（つまり、判定シンボルｘ_ｎに係るタップの数はＤ－Ｒ）と一般化すると、模擬フィルタ処理値ｚ_ｎは以下の式により表される。

候補シンボルｒ_ｎに係るタップの数及び判定シンボルｘ_ｎに係るタップの数は上述した数（Ｄ＝２、Ｒ＝１）に限られないため、模擬フィルタ処理値ｚ_ｎを算出するために使用される候補シンボルｒ_ｎ及び判定シンボルもこれに限られない。例えば、候補シンボルを１つ（ｒ_ｎのみ）や３つ（ｒ_ｎ、ｒ_ｎ－１、ｒ_ｎ－２）を使用してｚ_ｎが算出されてもよい。また、使用される候補シンボルは連続したシンボルでなくてもよい。例えば、ｚ_ｎを算出するために候補シンボルのうちｒ_ｎ及びｒ_ｎ－２の２つのシンボルが使用され、ｒ_ｎ－１が使用されなくてもよい。

遷移尤度算出部１８は、フィルタ処理値及び模擬フィルタ処理値に基づいて、各候補シンボル系列に対する尤度（以下、シンボル系列尤度）を算出する。ここで候補シンボル系列は、模擬フィルタ処理値を算出するのに使用された候補シンボルの組み合わせであり、（ｒ_ｎ、ｒ_ｎ－１）である。シンボル系列尤度ｌは例えば、以下の式により算出される。

上式により算出されるシンボル系列尤度ｌは、尤度の逆数の対数に相当するため、小さい値であるほど尤度が高いことを示す。ｒ_ｎ－１及びｒ_ｎがそれぞれ４つの値をとり、ｒ_ｎ－１及びｒ_ｎの組み合わせは１６（＝４^２）通りあるため、ｌの値は１６通りである。

シンボル尤度算出部２０は、シンボル系列尤度に基づいて各候補シンボルに対する尤度（シンボル値尤度）を算出する。シンボル値尤度は例えば、以下の式により算出される。

上式において、右辺はｒ_ｎ－１を変化させたときに括弧内の式がとりうる値の最小値である。上式により算出されるシンボル値尤度は、尤度の逆数の対数に相当するため、小さい値であるほど尤度が高いことを示す。シンボル尤度算出部２０は、上式により、ｒ_ｎを固定し、ｒ_ｎ－１を変化させたときに、遷移尤度算出部１８により算出されたｌと、時刻ｎ－１においてシンボル尤度算出部により算出されたシンボル値尤度ｍの和を、時刻ｎにおけるシンボル値尤度ｍとして算出する。よって、シンボル値尤度はｒ_ｎがとりうる値の数と同じ４種類存在する。

判定シンボル決定部２２は、シンボル値尤度に基づいて、判定シンボルｘ_ｎを決定する。シンボル判定値ｘ_ｎは例えば、以下の式により決定される。

上式において、右辺はｒ_ｎを変化させたときに括弧内の式が最小値をとるときのｒ_ｎの値である。つまり、判定シンボル決定部２２は、時刻ｎにおけるシンボル値尤度の最小値をとるときの候補シンボルｒ_ｎを、判定シンボルと決定する。これにより、シンボル判定値ｘ_ｎが決定される。判定シンボル決定部２２により決定されたｘ_ｎは、伝送路模擬フィルタ部１６に入力され、ｚ_ｎを算出するのに使用される。また、判定シンボル決定部２２により決定されたｘ_ｎは、光信号復調器１が受信した光信号の復調結果として、外部に出力される。つまり、判定シンボル決定部２２は、シンボル値尤度に基づいて、送信シンボルを判定するシンボル判定部の一例である。

＜実験結果＞
図６及び図７に第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果を示す。
図６に示されるグラフは４つの異なる条件における受信光パワーとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を示す。４つの異なる条件は、大きく「比較例」と「本実施形態」に分けられる。「比較例」においては、デジタル信号処理装置４はデジタル等化部１０のみを備え、デジタル等化部１０によりデジタル等化処理した信号を光信号の復調結果として出力する。「本実施形態」においては、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４と同様である。また、「本実施形態」においては、波形整形フィルタ部１２のタップ数Ｃ及び伝送路模擬フィルタ部１６のタップ数Ｄをともに３、９及び１６に変化させて実験を行った。また、「本実施形態」における伝送路模擬フィルタ部１６において、候補シンボルに係るタップの数は１である。また、本実験において、１波当たりの伝送速度は１８６Ｇｂ／ｓであり、ＰＡＭ４方式を用いた。

図６に示されるように、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４を適用することでＢＥＲが低減することが分かる。

図７に示されるグラフは、波形整形フィルタ部１２のタップ数ＣとＢＥＲの関係を示す。ここで、伝送路模擬フィルタ部１６のタップ数Ｄは９である。図７に示されているように、ＣをＤ（＝９）未満の値としたときにＢＥＲが増加していることが分かる。以上より、ＢＥＲを低減するためには、波形整形フィルタ部１２のタップ数は伝送路模擬フィルタ部１６のタップ数以上にすることが望ましいことがわかる。

図８及び図９に第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の実験結果を示す。
図８及び図９に示す実験結果は、図６及び図７に示す実験結果と異なり、伝送路模擬フィルタ部１６において候補シンボルに係るタップの数は０である。つまり、伝送路模擬フィルタ部１６において、候補シンボルはｒ_ｎのみ使用され、判定シンボルがｘ_ｎ－１からｘ_{ｎ－Ｄ＋１}まで使用される。以上の条件以外は、図８及び図９に示す実験と図６及び図７に示す実験に相違はない。

図８及び図９に示す実験結果より、候補シンボルを１つのみ使用する場合にも、図６及び図７に示す実験結果と同様に、ＢＥＲが低減すること及び波形整形フィルタ部１２のタップ数は伝送路模擬フィルタ部１６のタップ数以上にすることが望ましいことがわかる。

《作用・効果》
このように、本実施形態によれば、ＭＬＳＥにおいて、判定シンボルを使用することで候補シンボルの数を削減することで、計算量を削減することができる。

デジタル等化部１０は、タップ数を更新してもよい。例えば、デジタル等化部１０は、受信シンボルの系列と受信シンボルの系列を硬判定した信号との間の差分が最小になるようにタップ数を更新する。また、例えば、デジタル等化部１０は、受信シンボルの系列と既知のパイロットシンボルの系列との間の差分が最小になるようにタップ数を更新する。

また、波形整形フィルタ部１２のタップ係数ｃ_ｉ及び伝送路模擬フィルタ部１６のタップ係数ｄ_ｉは更新されてもよい。ｃ_ｉ及びｄ_ｉは、ｌの値が最小になるように更新される。つまり、ｃ_ｉ及びｄ_ｉは、尤度が最大になるように更新される。ｌの値は、ｒ_ｎ－１がｘ_ｎ－１、ｒ_ｎがｘ_ｎのときに最小値をとるため、このときのｌの値がより小さくなるようにｃ_ｉ及びｄ_ｉが更新される。例えば、ｃ_ｉ及びｄ_ｉは、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを使用して、それぞれ下式の値に更新される。

つまり、ｃ_ｉからμとＥとｓ_ｎ－１の積が減算され、ｄ_ｉにμとＥとｘ_ｎ－１の積が加算されることでｃ_ｉ及びｄ_ｉが更新される。

ここで、μはＬＭＳアルゴリズムにおいて設定されるステップサイズパラメータである。Ｅは以下の式により表される値である。

また、伝送路模擬フィルタ部１６に入力される判定シンボルは、パイロットシンボルであってもよい。

シンボル値として、０、１、２、３の４値を例にとって説明したがこれに限られない。例えば、－１、－１／３、１／３、１の４値であってもよい。また、シンボル値がとりうる値は４値に限られない。例えば、ＮＲＺ方式であればシンボル値がとりうる値は２値である。

〈第２の実施形態〉
第２の実施形態に係る判定シンボル決定部２２は、第１の実施形態に係る判定シンボル決定部２２に加え、シンボル値の尤度に基づいてシンボル値の順位を決定する。シンボル値の順位は、シンボル値が受信シンボルである確率が高い方が高い順位となる。第２の実施形態に係る判定シンボル決定部２２は、以下の式により第１位のシンボル値ｘ_ｎ（１）を決定する。

ここで第１位のシンボル値ｘ_ｎ（１）は第１の実施形態における判定シンボルと同じである。さらに、第２の実施形態に係る判定シンボル決定部２２は、以下の式により第２位のシンボル値ｘ_ｎ（２）を決定する。

つまり、第２位のシンボル値ｘ_ｎ（２）は、ｘ_ｎ（１）を除き最も尤度が高いシンボル値である。ｘ_ｎ（１）及びｘ_ｎ（２）の２つの値のうち１つの値をとりうるシンボルを順位付きシンボルと呼び、ｒ’_ｎと表す。

図１０は、第２の実施形態に係る伝送路模擬フィルタ部１６を示す図である。第２の実施形態に係る伝送路模擬フィルタ部１６において、遅延器１６２－１には順位付きシンボルｒ’_ｎが入力される。このとき、模擬フィルタ処理値ｚ_ｎはｚ_ｎ＝ｒ_ｎ×ｄ_０＋ｒ’_ｎ－１×ｄ_１＋ｘ_ｎ－２×ｄ_２＋ｘ_ｎ－３×ｄ_３と表される。

ここでタップ数をＤとし、順位付きシンボルｒ’_ｎに係るタップの数を１とすると、
ｚ_ｎは以下の式により表される。

遷移尤度算出部１８は、各候補シンボル系列に対する尤度ｌを以下の式により算出する。

第１の実施形態において、ｒ_ｎ－１は｛０、１、２、３｝の４値をとるのに対し、第２の実施形態において、ｒ’_ｎ－１は｛ｘ_ｎ（１）、ｘ_ｎ（２）｝の２値をとる。これにより、第１の実施形態ではシンボル系列尤度ｌが１６個あったのに対し、第２の実施形態ではシンボル系列尤度ｌが８個に減少する。これにより計算量を第１の実施形態に比べて軽減することができる。

シンボル尤度算出部２０は、各候補シンボルに対する尤度を以下の式により算出する。

ｒ’_ｎ－１は２値をとることから、ｍは４値をとる。以下、第２の実施形態における判定シンボル決定部２２のシンボル判定値の決定方法は、第１の実施形態における方法と同じである。

判定シンボル決定部２２が決定するシンボル値の順位は第１位と第２位に限られない。例えば、第１位から第３位まで決定してもよい。このとき、順位付きシンボルｒ’_ｎは３つの値をとりうる。

〈第３の実施形態〉
図１１は、第３の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。
第３の実施形態に係るデジタル信号処理装置４において、候補シンボル生成部１４はデジタル等化部１０が出力する受信シンボルｓ_ｎに基づいてシンボル候補値ｒ_ｎ’を決定する。

第３の実施形態に係る候補シンボル生成部１４は、シンボル値のうち、ｓ_ｎとの間の差が小さい２つの値をｒ_ｎ’と決定する。例えば、シンボル値としてとりうる値が０、１、２、３の４値であり、ｓ_ｎの値が１．６であるとき、候補シンボル生成部１４は２及び１をｒ_ｎ’と決定する。

ｒ_ｎはｓ_ｎに基づく２つの値をとり、ｒ_ｎ－１はｓ_ｎ－１に基づく２つの値をとる。そのため、遷移尤度算出部１８により算出されるシンボル系列尤度は４つの値をとる。これにより、第１の実施形態に比べて計算量を軽減することができる。

〈第４の実施形態〉
図１２は、第４の実施形態に係るデジタル信号処理装置４の構成を示す図である。
第４の実施形態に係るデジタル信号処理装置４は、デジタル等化部１０、波形整形フィルタ部１２、伝送路模擬フィルタ部１６、遷移尤度算出部１８及び判定シンボル決定部２２を備える。第４の実施形態に係るデジタル信号処理装置４は、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４と異なり、候補シンボル生成部１４及びシンボル尤度算出部２０を備えない。

第４の実施形態において、伝送路模擬フィルタ部１６は、過去の判定シンボルのみを使用して模擬フィルタ処理値ｚ_ｎを算出する。模擬フィルタ処理値ｚ_ｎは、伝送路模擬フィルタ部１６により以下の式で算出される。

ｚ_ｎは判定シンボルｘ_ｎのみに基づくことから１通りの値をとる。遷移尤度算出部１８は、受信シンボル推定値ｐを算出する。受信シンボル推定値ｐの算出方法はシンボル系列尤度ｌの算出方法と同じであるが、受信シンボル推定値ｐは１通りの値をとる。受信シンボル推定値ｐは、理想的には受信シンボルｓ_０に係る値と等しい値となる。判定シンボル決定部２２は、受信シンボル推定値ｐに対して閾値判定に基づく硬判定を行うことにより、判定シンボルｘ_ｎを決定する。判定シンボル決定部２２は、受信シンボル推定値ｐに対してビットごとに所定の閾値以上であれば１、所定の閾値より小さければ０と判定を行い、ビットごとの判定結果に対応する値を判定シンボルと決定する。

これにより、第１の実施形態に比べて計算量が軽減する。

〈第５の実施形態〉
第５の実施形態に係るデジタル信号処理装置４は、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４に加えてＬＬＲ算出部２４を備える。ＬＬＲ算出部２４は、判定シンボルに対応する各ビットの対数尤度比（ビットＬＬＲ）を算出する。算出したビットＬＬＲは、例えば前方誤り訂正（ＦＥＣ）の復号に使用される。
例えば、ＰＡＭ４方式の４つの値、０、１、２、３に対して２ビット００、０１、１１、１０が割り当てられているとする。ここで、２ビットのうち左側のビットをＭＳＢ（Most Significant Bit）、右側のビットをＬＳＢ（Least Significant Bit）とすると、ＭＳＢ及びＬＳＢそれぞれに対するビットＬＬＲの値は以下の式により算出される。

ここでＰ_０からＰ_３の値は、各シンボル値における尤度であり、以下の式で表される。

ここで、σは雑音のパワーである。また、ＭＳＢ及びＬＳＢそれぞれに対するビットＬＬＲの値は、以下の式によっても簡易に算出することができる。

また、第４の実施形態において、候補フィルタ処理値ｌが１つのみである場合、各シンボル値における尤度は以下の式により算出される。

また、このときビットＬＬＲの値は、以下の式によって簡易に算出することができる。

〈コヒーレント検波における実施形態〉
図１３は、コヒーレントデジタル信号処理装置５の構成を示す図である。コヒーレントデジタル信号処理装置５は、デジタル信号処理装置４を４つ備える。コヒーレントデジタル信号処理装置５は、コヒーレント検波において使用される。このとき、光受信器２はコヒーレント受信器である。デジタル信号処理装置４に入力されるデジタル信号は、Ｘ偏波及びＹ偏波それぞれの同相成分（Ｉ成分）、直交成分（Ｑ成分）に対応する４つのデジタル信号である。デジタル等化部１０は、入力されるデジタル信号に対して、波形等化処理を行う。波形等化処理は例えば、波長分散補償、ＭＩＭＯ適応等化、周波数オフセット補償、キャリア位相推定である。デジタル等化部１０で波形等化処理が行われた後は、デジタル等化部１０から４つの受信シンボルが出力される。４つの受信シンボルはそれぞれデジタル信号処理装置４に入力され、第１の実施形態と同様に処理され、判定シンボルが決定される。

コヒーレントデジタル信号処理装置５が備えるデジタル信号処理装置４は、第１の実施形態に係るデジタル信号処理装置４に限られない。例えば、コヒーレントデジタル信号処理装置５は、上記説明した第２から第５の実施形態に係るデジタル信号処理装置４を備えてもよい。

以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

１…光信号復調器、２…光受信器、３…ＡＤ変換器、４…デジタル信号処理装置、５…コヒーレントデジタル信号処理装置、１０…デジタル等化部、１２…波形整形フィルタ部、１４…候補シンボル生成部、１６…伝送路模擬フィルタ部、１８…遷移尤度算出部、２０…シンボル尤度算出部、２２…判定シンボル決定部、１０２、１２２、１６２…遅延器、１０４、１２４、１６４…乗算器、１０６、１２６、１６６…加算器

Claims (7)

1. 受信信号を等化処理して生成される受信シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する波形整形フィルタ部と、
   前記受信信号の変調前の送信シンボルとして想定される候補シンボルを生成する候補シンボル生成部と、
   前記候補シンボル及び過去に送信シンボルであると判定された判定シンボルに対して、デジタルフィルタ処理を実行し、実行結果を出力する伝送路模擬フィルタ部と、
   前記波形整形フィルタ部の出力及び前記伝送路模擬フィルタ部の出力に基づいて、前記受信シンボルが表すシンボル値の尤度を算出するシンボル尤度算出部と、
   前記シンボル尤度算出部により算出された前記シンボル値の尤度に基づいて、送信シンボルを判定するシンボル判定部と、
   を備える、
   デジタル信号処理装置。
2. 前記シンボル判定部は、前記シンボル値の尤度に基づいて、どのシンボル値が受信シンボルであるかを示すシンボル順位を決定し、
   前記候補シンボル生成部は、前記シンボル順位に基づいて前記候補シンボルを生成する、
   請求項１に記載のデジタル信号処理装置。
3. 前記受信シンボルに基づいてシンボル候補値を決定するシンボル軟判定部と、
   をさらに備え、
   前記候補シンボル生成部は、前記シンボル候補値を用いて前記候補シンボルを生成する、
   請求項１に記載のデジタル信号処理装置。
4. 前記波形整形フィルタ部及び前記伝送路模擬フィルタ部は、前記シンボル尤度算出部により算出されるシンボル値の尤度が大きくなるようにタップ係数を変化させる、
   請求項１から３のいずれか一項に記載のデジタル信号処理装置。
5. 前記波形整形フィルタ部のタップ数は、前記伝送路模擬フィルタ部のタップ数以上である、請求項１に記載のデジタル信号処理装置。
6. 前記判定シンボルに対応する各ビットに対する対数尤度比を算出するＬＬＲ算出部を備える、
   請求項１に記載のデジタル信号処理装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のデジタル信号処理装置を４つ備え、
   ４つの前記デジタル信号処理装置にはそれぞれ受信信号のＸ偏波Ｉチャネル成分、Ｘ偏Ｑチャネル成分、Ｙ偏波Ｉチャネル成分、Ｙ偏波Ｑチャネル成分に対応する受信シンボルが入力される、コヒーレントデジタル信号処理装置。

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