JP7658286B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の動作を制御する制御装置に関する。

電動機の制御装置として、電動機に流れる電流に含まれる高周波電流を用いて電動機の回転子の位置を１８０度の曖昧性を有したまま推定した後、正のパルス電圧と負のパルス電圧とを交互に電圧指令値に重畳することで変化する電流の大小関係により回転子の極性を判定し、その判定した極性を用いて回転子の位置を確定するものがある。関連する技術として、特許文献１がある。

このように、上記制御装置では、回転子の位置を仮に推定した後、回転子の極性を判定し、その判定した極性を用いて回転子の位置を確定する構成であるため、回転子の位置推定にかかる時間が比較的長くなる懸念がある。

特開２００２－１７１７９８号公報

本発明の一側面に係る目的は、電動機に流れる電流に含まれる高周波電流を用いて電動機の回転子の位置を推定する電動機の制御装置において、回転子の位置推定にかかる時間の短縮化を図ることである。

本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、搬送波の電圧値と電圧指令値との比較結果により電動機を駆動させるインバータ回路と、前記電動機の回転子の極性を判定しつつ前記極性を用いて前記回転子の位置を推定する推定部と、前記位置を用いて前記電動機に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する電流変換部と、前記回転子の回転数と回転数指令値との回転数差によりｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を出力する電流指令値出力部と、前記ｄ軸電流と前記ｄ軸電流指令値との差が小さくなるようにｄ軸電圧指令値を算出するとともに前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流指令値との差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、前記ｄ軸電圧指令値に前記ｄ軸電圧指令値より高い周波数の重畳電圧を重畳させる重畳部と、前記位置を用いて前記重畳部から出力されるｄ軸電圧指令値及び前記電圧指令値算出部から出力されるｑ軸電圧指令値を前記電圧指令値に変換する電圧指令値変換部とを備える。

前記推定部は、前記ｄ軸電流に含まれる高周波電流を用いて前記電動機のｄ軸インダクタンスの磁気飽和による変化分を含む評価値を求め、前記評価値の符号に応じて前記回転子の極性を判定する。

例えば、評価値が負である場合、すなわち、ｄ軸インダクタンスが比較的小さい場合、電動機において磁気飽和が発生しているため、ｄ軸電流により生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに同じ方向であると判断することができ、推定される位置と実際の位置との間に誤差が生じていないと判定することができる。また、評価値が正である場合、すなわち、ｄ軸インダクタンスが比較的大きい場合、電動機において磁気飽和が発生していないため、ｄ軸電流により生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに異なる方向である判断することができ、推定される位置と実際の位置との間に１８０度の誤差が発生していると判定することができる。このように、ｄ軸電流に含まれる高周波電流を用いて電動機のｄ軸インダクタンスの磁気飽和による変化分を含む評価値を求め、その評価値の符号に応じて推定位置と実際の位置との誤差の有無、すなわち、回転子の極性を判定することができる。

また、回転子の極性を判定しつつ回転子の位置を推定しているため、回転子の位置を仮に推定した後、回転子の極性を判定し、その判定した極性を用いて回転子の位置を確定する構成に比べて、回転子の位置推定にかかる時間の短縮化を図ることができる。

また、前記推定部は、前記ｄ軸電流に含まれる高周波電流をｉ_γｈとし、前記重畳電圧の振幅をＶ_ｈとし、前記重畳電圧の角周波数をω_ｈとし、前記電動機のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、前記電動機のｑ軸インダクタンスをＬ_ｑとし、Ｌ_ｄ０＝（Ｌ_ｄ＋Ｌ_ｑ）／２とし、Ｌ_ｄ１＝（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）／２とし、前記ｄ軸電流をｉ_ｄとし、ｉ_ｄ＝ｉ_ｈｓｉｎω_ｈｔとし、前記高周波電流をｉ_γｈとする場合、前記高周波電流に復調信号として前記重畳電圧の周波数成分であるｓｉｎω_ｈｔを乗算することで下記式１を得て、帯域阻止フィルタにより下記式１から交流成分である（１－ｃｏｓ２ω_ｈｔ）を取り除くことで下記式２を得て、下記式２の逆数をとることで下記式３を得て、下記式３に前記ｓｉｎω_ｈｔを乗算することで下記式４を得て、移動平均フィルタにより下記式４から直流成分を抽出することで前記評価値として下記式５を得るように構成してもよい。

また、前記推定部は、前記ｄ軸電圧指令値に前記重畳電圧を重畳することで励起される拡張誘起電圧を用いて前記回転子の位置を推定する中高速域位置推定部と、前記ｄ軸電流に含まれる高周波電流を用いて前記回転子の位置を推定する低速域位置推定部と、前記評価値が負である場合、前記中高速域位置推定部及び低速域位置推定部により推定される位置と実際の位置との位置誤差を０度とし、前記評価値が正である場合、前記位置誤差を１８０度とする極性判定部と、前記中高速域位置推定部により推定される位置と前記低速域位置推定部により推定される位置との加重平均に前記極性判定部により求められる位置誤差を加算した結果を、前記電流変換部及び前記電圧指令値変換部において用いられる位置とする位置推定部とを備えるように構成してもよい。

また、前記位置推定部は、前記回転子の回転数が小さいほど、前記低速域位置推定部により推定される位置に対応する重みを大きくし、前記重畳部は、前記回転子の回転数が小さいほど、前記重畳電圧の振幅を大きくするように構成してもよい。

これにより、回転子の回転数が比較的小さくなることで、中高速域位置推定部において用いられる拡張誘起電圧が比較的小さくなり、中高速域位置推定部により推定される位置の推定精度が低下しても、低速域位置推定部により推定される位置の推定精度を向上させることができるため、位置推定部により推定される位置の推定精度が低下することを抑制することができる。

本発明によれば、電動機に流れる電流に含まれる高周波電流を用いて電動機の回転子の位置を推定する電動機の制御装置において、回転子の位置推定にかかる時間の短縮化を図ることができる。

第１実施形態における電動機の制御装置の一例を示す図である。 第１実施形態における推定部の一例を示す図である。 第２実施形態における電動機の制御装置の一例を示す図である。 第２実施形態における推定部の一例を示す図である。 第１実施形態における重畳部の他の例を示す図である。

以下、図面に基づいて実施形態の詳細を説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態における電動機の制御装置の一例を示す図である。

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Ｍの動作を制御するものであって、インバータ回路２と、制御回路３とを備える。なお、電動機Ｍは、例えば、埋込磁石型モータまたは表面磁石型モータなどとする。

インバータ回路２は、電源Ｐから供給される電力により電動機Ｍを駆動させるものであって、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））と、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端子が電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端子が電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。

コンデンサＣは、電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧を平滑する。

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ１に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ２に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ３に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ４に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ５に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ６に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がそれぞれオンまたはオフすることで、電源Ｐから出力される直流電圧が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電圧に変換され、それら交流電圧が電動機ＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に印加され電動機Ｍの回転子が回転する。

電流センサＳｅ１は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＵ相に流れるＵ相電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力する。また、電流センサＳｅ２は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＶ相に流れるＶ相電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力する。

制御回路３は、記憶部４と、ドライブ回路５と、演算部６とを備える。

記憶部４は、ＲＡＭ（Random Access Memory）またはＲＯＭ（Read Only Memory）などにより構成される。

ドライブ回路５は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、搬送波（三角波、ノコギリ波、または逆ノコギリ波など）の電圧値と、演算部６から出力されるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。

例えば、ドライブ回路５は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ２を出力し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ２を出力する。また、ドライブ回路５は、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ４を出力し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。また、ドライブ回路５は、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ６を出力し、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ６を出力する。

演算部６は、マイクロコンピュータなどにより構成され、電流変換部７と、推定部８と、減算部９と、トルク指令値算出部１０と、電流指令値出力部１１と、減算部１２と、減算部１３と、電圧指令値算出部１４と、重畳部１５と、電圧指令値変換部１６とを備える。例えば、マイクロコンピュータが記憶部４に記憶されているプログラムを実行することにより、電流変換部７、推定部８、減算部９、トルク指令値算出部１０、電流指令値出力部１１、減算部１２、減算部１３、電圧指令値算出部１４、重畳部１５、及び電圧指令値変換部１６が構成される。

電流変換部７は、電流センサＳｅ１により検出されるＵ相電流Ｉｕ及び電流センサＳｅ２により検出されるＶ相電流Ｉｖを用いて、電動機ＭのＷ相に流れるＷ相電流Ｉｗを求める。

また、電流変換部７は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ（電動機Ｍに弱め界磁を発生させるための電流成分）及びｑ軸電流Ｉｑ（電動機Ｍにトルクを発生させるための電流成分）に変換する。

例えば、電流変換部７は、下記式６に示す変換行列Ｃ１を用いて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

なお、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２により検出される電流は、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖの組み合わせに限定されず、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの組み合わせ、または、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗの組み合わせでもよい。電流センサＳｅ１、Ｓｅ２によりＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが検出される場合、電流変換部７は、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを用いて、Ｕ相電流Ｉｕを求める。また、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２によりＵ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗが検出される場合、電流変換部７は、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗを用いて、Ｖ相電流Ｉｖを求める。

また、インバータ回路２において、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２の他に、電動機ＭのＷ相に流れるＷ相電流Ｉｗを検出する電流センサＳｅ３をさらに備える場合、電流変換部７は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出されるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換するように構成してもよい。

推定部８は、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、重畳部１５から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´と、電圧指令値算出部１４から出力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とを用いて、電動機Ｍの回転子の極性（推定位置と実際の位置との誤差）を判定しつつ、その極性を用いて回転子の位置θ＾を推定する。

また、推定部８は、位置θ＾を一定時間（演算部６のクロック周期など）で除算することにより回転数ω＾を推定する。

減算部９は、外部から入力される回転数指令値ω＊と推定部８により推定される回転数ω＾との回転数差Δωを算出する。

トルク指令値算出部１０は、減算部９から出力される回転数差Δωを用いて、トルク指令値Ｔ＊を算出する。例えば、トルク指令値算出部１０は、記憶部４に記憶されている、電動機Ｍの回転子の回転数（角周波数）と電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報（不図示）を参照して、回転数差Δωに相当する回転数に対応するトルクを、トルク指令値Ｔ＊として求める。

電流指令値出力部１１は、トルク指令値Ｔ＊を用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。例えば、電流指令値出力部１１は、記憶部４に記憶されている、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報（不図示）を参照して、トルク指令値Ｔ＊に対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。

すなわち、電流指令値出力部１１は、回転子の回転数ω＾と回転数指令値ω＊との回転数差Δωによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。

減算部１２は、電流指令値出力部１１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。

減算部１３は、電流指令値出力部１１から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、電流変換部７から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。

電圧指令値算出部１４は、減算部１２から出力される差ΔＩｄ及び減算部１３から出力される差ΔＩｑを用いたＰＩ制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。例えば、電圧指令値算出部１４は、下記式７を計算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求めるとともに、下記式８を計算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、Ｌｑは電動機Ｍのｑ軸インダクタンスとし、Ｌｄは電動機Ｍのｄ軸インダクタンスとし、ω＾は推定部８により推定される回転数とし、Ｋｅは誘起電圧定数とする。

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｄ＋∫（Ｋｉ×差ΔＩｄ）－ω＾ＬｑＩｑ・・・式７

ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｑ＋∫（Ｋｉ×差ΔＩｑ）＋ω＾ＬｄＩｄ＋ω＾Ｋｅ・・・式８

すなわち、電圧指令値算出部１４は、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との差ΔＩｄが小さくなるようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともにｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との差ΔＩｑが小さくなるようにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

重畳部１５は、電圧指令値算出部１４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊より周波数が高い重畳電圧Ｖ_ｓをｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊に重畳させてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´として出力する。なお、重畳電圧Ｖ_ｓの振幅をＶ_ｈとし、重畳電圧Ｖ_ｓの周波数成分をｓｉｎω_ｈｔとする。

例えば、重畳部１５は、図１に示すように加算部１５１によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と重畳電圧Ｖｓとを加算し、その加算結果をｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´とする。

電圧指令値変換部１６は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。例えば、電圧指令値変換部１６は、下記式９に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

図２は、第１実施形態における推定部８の一例を示す図である。

図２に示す推定部８は、中高速域位置推定部８１と、低速域位置推定部８２と、極性判定部８３と、位置推定部８４と、回転数推定部８５とを備える。

中高速域位置推定部８１は、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、重畳部１５から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´と、電圧指令値算出部１４から出力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とを用いて、回転子の位置θ_HIGHを推定する。

例えば、中高速域位置推定部８１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊に重畳電圧Ｖ_ｓを重畳することで励起される拡張誘起電圧ｅを用いて位置θ_HIGHを推定する。なお、任意の値に調整可能なパラメータとしてｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを含む電動機ＭのモデルＭ_ＬｄＬｑを下記式１０に示す。下記式１０におけるｄ軸インダクタンスＬｄは、実験やシミュレーションなどにより予め推定される値とする。また、Ｒを電動機Ｍの抵抗成分とし、ｐを微分演算子とし、ωを回転子の角周波数（例えば、前回の制御タイミングにおいて回転数推定部８５により算出される回転数ω＾とする）とし、Ｉを下記式１１により示される単位行列とし、Ｊを下記式１２により示される単位行列とする。
｛（Ｒ＋ｐＬｄ）Ｉ－ω（Ｌｄ－Ｌｑ）Ｊ｝ ・・・式１０

まず、中高速域位置推定部８１は、電圧ｖ_α、ｖ_βと、モデルＭ_ＬｄＬｑから出力される電圧との差に相当する拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βを求める。なお、電圧ｖ_α、ｖ_βが電動機Ｍに入力され、電動機Ｍから出力される電流ｉ_α、ｉ_βがモデルＭ_ＬｄＬｑに入力されるものとする。また、電圧ｖ_αは、重畳部１５から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´を、電動機ＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのＵ相に対応する固定座標系のα軸に変換した電圧とする。また、電圧ｖ_βは、電圧指令値算出部１４から出力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、α軸を基準に９０度進んだ固定座標系のβ軸に変換した電圧とする。また、電流ｉ_αは、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄを、α軸に変換した電流とする。また、電流ｉ_βは、電流変換部７から出力されるｑ軸電流Ｉｑをβ軸に変換した電流とする。また、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、下記式１３により示されるものとする。

次に、中高速域位置推定部８１は、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対してフィルタリング処理などを行うことで、拡張誘起電圧ｅ_αω、ｅ_βωを推定する。

そして、中高速域位置推定部８１は、下記式１４を計算することにより、位置θ_HIGHを求める。

低速域位置推定部８２は、電流変換部７から出力されるｑ軸電流Ｉｑを用いて、回転子の位置θ_LOWを推定する。

例えば、低速域位置推定部８２は、ｑ軸電流Ｉｑに含まれる高周波電流ｉ_δｈを用いて位置θ_Lowを推定する。なお、高周波電流ｉ_δｈは、下記式１５により示されるものとする。Ｌ_０を下記式１６に示す値とし、Ｌ_１を下記式１７に示す値とし、Δθを中高速域位置推定部８１や低速域位置推定部８２により推定される位置と実際の位置との誤差とする。

まず、低速域位置推定部８２は、高周波電流ｉ_δｈに対して同期検波を行うことで、下記式１８に示すように位置誤差Δθに相関関係をもつ値を取得する。なお、上記同期検波では、高周波電流ｉ_δｈに復調信号として重畳電圧Ｖ_ｓの周波数成分ｓｉｎω_ｈｔが乗算された後、ローパスフィルタによりフィルタリング処理が行われるものとする。

次に、低速域位置推定部８２は、上記式１８の位置誤差ΔθがゼロになるようにＰＩ制御を行うことで、下記式１９に示すように回転数ω_LOWを取得する。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、ｓは微分演算子とする。

そして、低速域位置推定部８２は、回転数ω_LOW＾を下記式２０のように積分することにより位置θ_LOWを取得する。

極性判定部８３は、乗算部８３１と、帯域阻止フィルタ（ＢＥＦ：Ｂａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒ）８３２と、逆数演算部８３３と、乗算部８３４と、移動平均フィルタ（ＭＡＦ：Ｍｏｖｉｎｇ Ａｖｅｒａｇｅ Ｆｉｌｔｅｒ）８３５と、位置誤差出力部８３６とを備え、ｄ軸電流Ｉｄに含まれる高周波電流ｉ_γｈを用いて電動機Ｍのｄ軸インダクタンスＬｄの磁気飽和による変化分（磁気飽和成分Ｌ_ｄ１）を含む評価値ｅ_ｈを求め、評価値ｅ_ｈの符号（負または正）により位置誤差Δθを求める。

なお、高周波電流ｉ_γｈは、下記式２１により示されるものとする。また、位置誤差Δθが０度または１８０度に収束しているものとし、ｃｏｓ２Δθ≒１とする場合、下記式２１は下記式２２に変形される。また、下記式２２のｄ軸インダクタンスＬｄに関して、下記式２３が成立すると仮定する場合、下記式２２は下記式２４に変形される。Ｌ_ｄ０をｄ軸インダクタンスＬｄの定常成分とし、Ｌ_ｄ１をｄ軸インダクタンスＬｄの磁気飽和による変化分（磁気飽和成分）とし、ｉｄをｄ軸電流Ｉｄとする。

極性判定部８３では、上記式２４から磁気飽和成分Ｌ_ｄ１を陽に含む式（後述する式５）を評価値ｅ_ｈとして求め、その評価値ｅ_ｈの符号、すなわち、磁気飽和成分Ｌ_ｄ１の符号が負であるのか、または、正であるのかを判断する。

例えば、評価値ｅ_ｈ（磁気飽和成分Ｌ_ｄ１）の符号が負である場合、上記式２３の左辺のｄ軸インダクタンスＬｄが比較的小さくなるため、電動機Ｍに磁気飽和が発生していると判断することができ、ｄ軸電流により生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに一致していると判断することができる。そのため、位置誤差Δθが０度または１８０度に収束しているものと仮定していることから、中高速域位置推定部８１や低速域位置推定部８２により推定される位置と実際の位置との誤差が０度であると判断することができる。

一方、評価値ｅ_ｈ（磁気飽和成分Ｌ_ｄ１）の符号が正である場合、上記式２３の左辺のｄ軸インダクタンスＬｄが比較的大きくなるため、電動機Ｍに磁気飽和が発生していないと判断することができ、ｄ軸電流により生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに一致していないと判断することができる。そのため、位置誤差Δθが０度または１８０度に収束しているものと仮定していることから、中高速域位置推定部８１や低速域位置推定部８２により推定される位置と実際の位置との誤差が１８０度であると判断することができる。

乗算部８３１は、上記式２４に示す高周波電流ｉ_γｈに復調信号として重畳電圧Ｖ_ｓの周波数成分ｓｉｎω_ｈｔを乗算することで、下記式１を得る。

帯域阻止フィルタ８３２は、上記式１から交流成分（１－ｃｏｓ２ω_ｈｔ）を取り除くことで下記式２を得る。なお、ｉｄ＝ｉ_ｈｓｉｎω_ｈｔとする。

逆数演算部８３３は、上記式２の逆数をとることで下記式３を得る。

乗算部８３４は、上記式３に復調信号として重畳電圧Ｖ_ｓの周波数成分ｓｉｎω_ｈｔを乗算することで下記式４を得る。

移動平均フィルタ８３５は、上記式４から直流成分を抽出することで評価値ｅ_ｈとして下記式５を得る。

位置誤差出力部８３６は、評価値ｅ_ｈが負である場合、位置誤差Δθとして０度を位置推定部８４に出力し、評価値ｅ_ｈが正である場合、位置誤差Δθとして１８０度を位置推定部８４に出力する。

位置推定部８４は、中高速域位置推定部８１により推定される位置θ_HIGHと、低速域位置推定部８２により推定される位置θ_LOWと、位置誤差出力部８３６から出力される位置誤差Δθとを用いて、位置θ＾を推定する。

例えば、位置推定部８４は、位置θ_HIGHと位置θ_LOWとの加重平均に位置誤差Δθを加算した結果を、位置θ＾とする。なお、位置推定部８４は、回転数推定部８５により算出された回転数ω＾が大きくなるほど、位置θ_HIGHに対応する重みを大きくするとともに、位置θ_LOWに対応する重みを小さくする。また、位置推定部８４は、回転数推定部８５により算出される回転数ω＾が小さくなるほど、位置θ_HIGHに対応する重みを小さくするとともに、位置θ_LOWに対応する重みを大きくする。

回転数推定部８５は、位置推定部８４により算出される位置θ＾を一定時間（演算部６のクロック周期など）で除算することにより回転数ω＾を推定する。

このように、第１実施形態の制御装置１によれば、評価値ｅ_ｈが負である場合、すなわち、ｄ軸インダクタンスＬｄが比較的小さい場合、電動機Ｍにおいて磁気飽和が発生しているため、ｄ軸電流Ｉｄにより生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに同じ方向であると判断することができ、中高速域位置推定部８１や低速域位置推定部８２により推定される位置と実際の位置との間に誤差が生じていないと判定することができる。また、評価値ｅ_ｈが正である場合、すなわち、ｄ軸インダクタンスＬｄが比較的大きい場合、電動機Ｍにおいて磁気飽和が発生していないため、ｄ軸電流Ｉｄにより生じる磁極の方向と永久磁石により生じる磁極の方向とが互いに異なる方向である判断することができ、中高速域位置推定部８１や低速域位置推定部８２により推定される位置と実際の位置との間に１８０度の誤差が発生していると判定することができる。このように、ｄ軸電流Ｉｄに含まれる高周波電流ｉ_γｈを用いて電動機Ｍのｄ軸インダクタンスＬｄの磁気飽和による変化分（磁気飽和成分Ｌ_ｄ１）を含む評価値ｅ_ｈを求め、その評価値ｅ_ｈの符号に応じて推定位置と実際の位置との誤差の有無、すなわち、回転子の極性を判定することができる。

また、第１実施形態の制御装置１では、図２に示すように、中高速域位置推定部８１、低速域位置推定部８２、及び極性判定部８３が互いに並列に接続されているために中高速域位置推定部８１、低速域位置推定部８２、及び極性判定部８３がそれぞれ同時に処理を行うことができる。そのため、第１実施形態の制御装置１によれば、回転子の極性を判定しつつ回転子の位置θ＾を推定することができ、回転子の位置を仮に推定した後、回転子の極性を判定し、その判定した極性を用いて回転子の位置を確定する構成に比べて、回転子の位置推定にかかる時間の短縮化を図ることができる。

また、第１実施形態の制御装置１によれば、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に高周波電流を重畳することで励起される拡張誘起電圧を用いて回転子の極性を判定する場合に比べて、拡張誘起電圧を求めるための処理を必要としないため、その分、演算部６にかかる負荷を低減することができる。

＜第２実施形態＞
図３は、第２実施形態における電動機の制御装置の一例を示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図３に示す制御装置１´において、図１に示す制御装置１と異なる点は、推定部８の替わりに推定部８´を備えている点である。

推定部８´は、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、電動機Ｍの回転子の極性を判定しつつ回転子の位置θ＾を推定する。

また、推定部８´は、位置θ＾を一定時間（演算部６のクロック周期など）で除算することにより回転数ω＾を推定する。

図４は、第２実施形態における推定部８´の一例を示す図である。なお、図２に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図４に示す推定部８´は、低速域位置推定部８２と、極性判定部８３と、位置推定部８４´と、回転数推定部８５´とを備える。なお、制御装置１´は、推定部８´に中高速域位置推定部８１が備えられていないため、回転数ω＾が定常的に比較的低い電動機Ｍに対して好適である。

位置推定部８４´は、低速域位置推定部８２により推定される位置θ_LOWと、極性判定部８３により判定される位置誤差Δθとを用いて、位置θ＾を推定する。

例えば、位置推定部８４´は、低速域位置推定部８２により推定される位置θ_LOWに位置誤差Δθを加算した結果を、位置θ＾とする。

回転数推定部８５´は、位置推定部８４´により算出される位置θ＾を一定時間（演算部６のクロック周期など）で除算することにより回転数ω＾を推定する。

第２実施形態の制御装置１´によれば、第１実施形態の制御装置１と同様に、回転子の極性を判定しつつ回転子の位置θ＾を推定しているため、回転子の位置を仮に推定した後、回転子の極性を判定し、その判定した極性を用いて回転子の位置を確定する構成に比べて、回転子の位置推定にかかる時間の短縮化を図ることができる。

また、第２実施形態の制御装置１´では、推定部８´において中高速域位置推定部８１が省略されているため、第１実施形態の制御装置１に比べて、演算部６にかかる負荷を低減することができる。

なお、本発明は、以上の実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

＜変形例＞
図５は、第１実施形態における重畳部１５の他の例を示す図である。

図５に示す重畳部１５は、加算部１５１と、乗算部１５２と、振幅出力部１５３とを備える。

振幅出力部１５３は、回転数ω＾が小さいほど大きな振幅Ｖ_ｈを出力し、回転数ω＾が大きいほどゼロに近い振幅Ｖ_ｈを出力する。

乗算部１５２は、周波数成分ｓｉｎω_ｈｔと、振幅出力部１５３から出力される振幅Ｖ_ｈとを乗算して重畳電圧Ｖ_ｓを出力する。

加算部１５１は、電圧指令値算出部１４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊に重畳電圧Ｖ_ｓを加算した結果を、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊´として出力する。

これにより、回転子の回転数ω＾が比較的小さくなることで、中高速域位置推定部８１において用いられる拡張誘起電圧ｅが比較的小さくなり、中高速域位置推定部８１により推定される位置θ_HIGHの推定精度が低下しても、低速域位置推定部８２により推定される位置θ_LOWの推定精度を向上させることができるため、位置推定部８４により推定される位置θ＾の推定精度が低下することを抑制することができる。

１、１´ 制御装置
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ 記憶部
５ ドライブ回路
６ 演算部
７ 電流変換部
８ 推定部
９ 減算部
１０ トルク指令値算出部
１１ 電流指令値出力部
１２ 減算部
１３ 減算部
１４ 電圧指令値算出部
１５ 重畳部
１６ 電圧指令値変換部
８１ 中高速域位置推定部
８２ 低速域位置推定部
８３ 極性判定部
８４、８４´ 位置推定部
８５、８５´ 回転数推定部
Ｐ 電源
Ｃ コンデンサ
Ｓｅ１、Ｓｅ２ 電流センサ
Ｍ 電動機

Claims (3)

1. 搬送波の電圧値と電圧指令値との比較結果により電動機を駆動させるインバータ回路と、
   前記電動機のｄ軸インダクタンスの磁気飽和による変化分を含む評価値を用いて回転子の位置を推定する推定部と、
   前記位置を用いて前記電動機に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する電流変換部と、
   前記回転子の回転数と回転数指令値との回転数差によりｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を出力する電流指令値出力部と、
   前記ｄ軸電流と前記ｄ軸電流指令値との差が小さくなるようにｄ軸電圧指令値を算出するとともに前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流指令値との差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   前記ｄ軸電圧指令値に前記ｄ軸電圧指令値より高い周波数の重畳電圧を重畳させる重畳部と、
   前記位置を用いて前記重畳部から出力されるｄ軸電圧指令値及び前記電圧指令値算出部から出力されるｑ軸電圧指令値を前記電圧指令値に変換する電圧指令値変換部と、
   を備え、
   前記推定部は、
   前記ｄ軸電圧指令値に前記重畳電圧を重畳することで励起される拡張誘起電圧を用いて前記回転子の位置を推定する中高速域位置推定部と、
   前記ｄ軸電流に含まれる高周波電流を用いて前記回転子の位置を推定する低速域位置推定部と、
   前記評価値が負である場合、前記中高速域位置推定部及び低速域位置推定部により推定される位置と実際の位置との位置誤差を０度とし、前記評価値が正である場合、前記位置誤差を１８０度とする極性判定部と、
   前記中高速域位置推定部により推定される位置と前記低速域位置推定部により推定される位置との加重平均に前記極性判定部により求められる位置誤差を加算した結果を、前記電流変換部及び前記電圧指令値変換部において用いられる位置とする位置推定部と、
   を備えることを特徴とする電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
   前記推定部は、
   前記ｄ軸電流に含まれる高周波電流をｉγｈとし、前記重畳電圧の振幅をＶｈとし、前記重畳電圧の角周波数をωｈとし、前記電動機のｄ軸インダクタンスをＬｄとし、前記電動機のｑ軸インダクタンスをＬｑとし、Ｌｄ０＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２とし、Ｌｄ１＝（Ｌｄ－Ｌｑ）／２とし、前記ｄ軸電流をｉｄとし、ｉｄ＝ｉｈｓｉｎωｈｔとし、前記高周波電流をｉγｈとする場合で、かつ、
   ある値から交流成分を取り除いた値であることを示す記号をBEFとし、ある値から直流成分を抽出した値であることを示す記号をMAFとする場合で、かつ、
   前記高周波電流に復調信号として前記重畳電圧の周波数成分であるｓｉｎωｈｔを乗算したものを下記式１とし、帯域阻止フィルタにより下記式１から交流成分である（１－ｃｏｓ２ωｈｔ）を取り除いたものを下記式２とし、下記式２の逆数をとったものを下記式３とし、下記式３に前記ｓｉｎωｈｔを乗算したものを下記式４とし、移動平均フィルタにより下記式４から直流成分を抽出したものを下記式５とする場合、
   下記式５の左辺の値を前記評価値とする
   

   

   

   

   

   

   ことを特徴とする電動機の制御装置。
3. 請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
   前記位置推定部は、前記回転子の回転数が小さいほど、前記低速域位置推定部により推定される位置に対応する重みを大きくし、
   前記重畳部は、前記回転子の回転数が小さいほど、前記重畳電圧の振幅を大きくする
   ことを特徴とする電動機の制御装置。

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