JP7670562B2

JP7670562B2 - Chopper Modulation Device

Info

Publication number: JP7670562B2
Application number: JP2021109346A
Authority: JP
Inventors: 大司遠藤
Original assignee: Nisshinbo Micro Devices Inc
Current assignee: Nisshinbo Micro Devices Inc
Priority date: 2021-06-30
Filing date: 2021-06-30
Publication date: 2025-04-30
Anticipated expiration: 2041-06-30
Also published as: JP2023006638A

Description

本発明は、チョッパ変調装置に関する。 The present invention relates to a chopper modulation device.

センサ信号などの小信号を増幅する増幅装置として、図１４に示すチョッパ安定化増幅器３００が知られている。上述したチョッパ安定化増幅器３００は、チョッパ変調器３０１、増幅器３０２、チョッパ変調器３０３を備える。図１４に示す構成において、チョッパ安定化増幅器３００には、オフセット成分（Ｖｏｆｆｓｅｔ）及び低周波雑音成分（１／ｆｎｏｉｓｅ）が発生する。そこで、チョッパ変調器３０１によって低周波帯域の信号成分を増幅器３０２のオフセット成分及び低周波雑音成分の少ない高周波帯域に変調する。チョッパ変調器３０１の出力は、増幅器３０２によって増幅された後、チョッパ変調器３０３に入力される。チョッパ変調器３０３は、増幅器３０２の出力のうち信号成分は低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波成分は高周波帯域に変調する。これにより、チョッパ安定化増幅器３００の全体のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減することができる。 As an amplifier device for amplifying small signals such as sensor signals, the chopper stabilized amplifier 300 shown in FIG. 14 is known. The chopper stabilized amplifier 300 described above includes a chopper modulator 301, an amplifier 302, and a chopper modulator 303. In the configuration shown in FIG. 14, the chopper stabilized amplifier 300 generates an offset component (Voffset) and a low-frequency noise component (1/fnoise). Therefore, the chopper modulator 301 modulates the low-frequency band signal component to a high-frequency band with fewer offset components and low-frequency noise components of the amplifier 302. The output of the chopper modulator 301 is amplified by the amplifier 302 and then input to the chopper modulator 303. The chopper modulator 303 demodulates the signal component of the output of the amplifier 302 to a low-frequency band and modulates the offset component and low-frequency component to a high-frequency band. This makes it possible to reduce the overall offset component and low-frequency noise component of the chopper stabilized amplifier 300.

また、上述したチョッパ安定化増幅器３００のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法として、特許文献１～５、非特許文献１～２に記載された手法が提案されている。 In addition, methods for reducing the offset components and low-frequency noise components of the above-mentioned chopper-stabilized amplifier 300 have been proposed in Patent Documents 1 to 5 and Non-Patent Documents 1 and 2.

しかしながら、チョッパ変調器３０１に用いるＭＯＳトランジスタスイッチは、オンオフするときに、チャージインジェクションやクロックフィールドスルーといった電荷のリーク現象が発生し、このリーク現象がチョッパ変調器３０１の入力オフセット電流を発生させる原因となる。 However, when the MOS transistor switch used in the chopper modulator 301 is turned on and off, charge leakage phenomena such as charge injection and clock field through occur, and this leakage phenomenon causes an input offset current in the chopper modulator 301.

図１５及び図１６にチョッパ変調器３０１が入力オフセット電流を発生させる様子を示す。まず、条件例として、図１５及び図１６に示すようにスイッチＳ３１～Ｓ３４は、オンすると出力Ｏ１、Ｏ２から入力Ｉ１、Ｉ２に向かって電荷ｑ_１ａ、ｑ_２ａ、ｑ_１ｂ、ｑ_２ｂが移動し、オフすると入力Ｉ１、Ｉ２から出力Ｏ１、Ｏ２に向かって電荷ｑ_１ａ、ｑ_２ａ、ｑ_１ｂ、ｑ_２ｂが移動する。この場合、図１５に示すようにスイッチＳ３３、Ｓ３４がオフ、スイッチＳ３１、Ｓ３２がオンとなったとき、誤差電荷Δｑ_１（＝ｑ_１ａ－ｑ_１ｂ）が出力Ｏ１から入力Ｉ１に流れ、誤差電荷Δｑ_２（＝ｑ_２ａ－ｑ_２ｂ）が入力Ｉ２から出力Ｏ２に流れる。また、図１６に示すようにスイッチＳ３１、Ｓ３２がオフ、スイッチＳ３３、Ｓ３４がオンとなったとき、誤差電荷Δｑ_１が入力Ｉ２から出力Ｏ１に流れ、誤差電荷Δｑ_２が出力Ｏ２から入力Ｉ１に流れる。 15 and 16 show how the chopper modulator 301 generates an input offset current. First, as an example of conditions, when the switches S31 to S34 are turned on, charges q _1a , q _2a , q _1b , and q _{2b move from the outputs O1 and O2 to the inputs I1 and I2, and when the switches S31 to S34 are turned off, charges q 1a , q 2a , q 1b , and q 2b} _move _from _the _inputs I1 and I2 to the outputs O1 and O2. In this case, when the switches S33 and S34 are turned off and the switches S31 and S32 are turned on as shown in FIG. 15, an error charge Δq ₁ (=q _1a -q _1b ) flows from the output O1 to the input I1, and an error charge Δq ₂ (=q _2a -q _2b ) flows from the input I2 to the output O2. Also, as shown in FIG. 16, when switches S31 and S32 are off and switches S33 and S34 are on, error charge _Δq1 flows from input I2 to output O1, and error charge _Δq2 flows from output O2 to input I1.

即ち、図１５及び図１６に示すように、出力Ｏ１、出力Ｏ２では、スイッチＳ３１～Ｓ３４がオンオフする毎に誤差電荷Δｑ１、Δｑ２の流れの向きが変わるが、入力Ｉ１、入力Ｉ２では、スイッチＳ３１～Ｓ３４のオンオフが切り替わっても誤差電荷Δｑ１、Δｑ２の流れの向きが変わらない。 That is, as shown in Figures 15 and 16, at the outputs O1 and O2, the direction of the flow of the error charges Δq1 and Δq2 changes each time the switches S31 to S34 are turned on and off, but at the inputs I1 and I2, the direction of the flow of the error charges Δq1 and Δq2 does not change even when the switches S31 to S34 are turned on and off.

図１７は、図１５及び図１６の誤差電荷Δｑ１、Δｑ２が流れる様子を示す。Φｃｈ、Φｃｈ￣はスイッチＳ３１～Ｓ３４のオンオフを切り替える制御信号、ΔＣｐ１は、例えばスイッチＳ３１及びＳ３３を構成するＭＯＳトランジスタに付属する寄生容量の差分容量、ΔＣｐ２は、例えばスイッチＳ３２及びＳ３４を構成するＭＯＳトランジスタに付属する寄生容量の差分容量を示す。同図に示すように、チョッパ変調器３０１の出力で脈打つ誤差電荷Δｑ１、Δｑ２の流れがチョッパ変調器３０１によって復調されて入力バイアス電流Ｉｂ^＋、Ｉｂ^－として現れてしまう。しかも、入力バイアス電流Ｉｂ^＋、Ｉｂ^－は流れが逆向きである。このため、チョッパ変調器３０１は、チャージインジェクションやクロックフィールドスルーの影響で、入力バイアス電流Ｉｂ^＋、Ｉｂ^－の差分である入力オフセット電流が増加してしまう、という問題があった。 FIG. 17 shows the flow of the error charges Δq1 and Δq2 in FIG. 15 and FIG. 16. Φch and Φch are control signals for switching the switches S31 to S34 on and off, ΔCp1 is the differential capacitance of the parasitic capacitance associated with the MOS transistors constituting the switches S31 and S33, for example, and ΔCp2 is the differential capacitance of the parasitic capacitance associated with the MOS transistors constituting the switches S32 and S34, for example. As shown in the figure, the flow of the error charges Δq1 and Δq2 pulsating at the output of the chopper modulator 301 is demodulated by the chopper modulator 301 and appears as input bias currents Ib ⁺ and Ib ^- . Moreover, the input bias currents Ib ⁺ and Ib ^- flow in the opposite direction. For this reason, the chopper modulator 301 has a problem in that the input offset current, which is the difference between the input bias currents Ib ⁺ and Ib ^-, increases due to the effects of charge injection and clock feed-through.

さらに、この現象は、スイッチＳ３１～Ｓ３４のサイズが大きくなるとチャージインジェクションやクロックフィールドスルーの影響が大きくなるため、より顕著に表れる。そのため、チョッパ変調器３０１のスイッチＳ３１～Ｓ３４のオン抵抗によって発生する熱雑音を低減するために、スイッチＳ３１～Ｓ３４のサイズを大きくすると、入力オフセット電流が増加してしまう、という問題があった。 Furthermore, this phenomenon becomes more pronounced as the size of switches S31 to S34 increases, because the effects of charge injection and clock field-through become greater. Therefore, if the size of switches S31 to S34 is increased in order to reduce the thermal noise generated by the on-resistance of switches S31 to S34 of chopper modulator 301, the input offset current increases, which is a problem.

米国特許第６４７６６７１号明細書U.S. Pat. No. 6,476,671 米国特許第７２９２０９５号明細書U.S. Pat. No. 7,292,095 米国特許第７７６４１１８号明細書U.S. Pat. No. 7,764,118 米国特許第８１２０４２２号明細書U.S. Pat. No. 8,120,422 米国特許第９６８５９３３号明細書U.S. Pat. No. 9,685,933

Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996.Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996. Qiuting Huang and Christian Menolfi, “A 200nV Offset 6.5nV/√Hz Noise PSD 5.6kHz Chopper Instrumentation Amplifier”, IEEE ISSCC Digest of Technial Papers, pp. 362-363, Feb. 2001.Qiuting Huang and Christian Menolfi, “A 200nV Offset 6.5nV/√Hz Noise PSD 5.6kHz Chopper Instrumentation Amplifier”, IEEE ISSCC Digest of Technical Papers, pp. 362-363, Feb. 2001.

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力オフセット電流の低減を図ったチョッパ変調装置を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above-mentioned circumstances, and its purpose is to provide a chopper modulation device that reduces the input offset current.

前述した目的を達成するために、本発明に係るチョッパ変調装置は、下記［１］～［６］を特徴としている。
［１］
２つのチョッパ変調回路を備えたチョッパ変調装置であって、
前記チョッパ変調回路が各々、
一対の信号経路を正相経路と逆相経路とに切り替えるチョッパ変調スイッチを有するチョッパ変調器と、
信号が入力される信号入力端と前記チョッパ変調器の入力との間に接続された第１スイッチと、
変調された信号が出力される信号出力端と前記チョッパ変調器の出力との間に接続された第２スイッチと、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの間の前記信号経路と入力同相電圧が供給される同相入力端との間に接続された第３スイッチとを有する
チョッパ変調装置であること。
［２］
［１］に記載のチョッパ変調装置において、
前記第１スイッチ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを制御する第１制御部と、
前記チョッパ変調スイッチを制御する第２制御部とを備え、
前記第１制御部は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオンすると共に前記第３スイッチをオフする第１のモードと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフすると共に前記第３スイッチをオンする第２のモードとに交互に切り替えると共に、２つの前記チョッパ変調回路の一方が前記第１のモードとして動作し、他方が前記第２のモードとして動作するように制御し、
前記第２制御部は、前記正相経路と前記逆相経路とが交互に切り替えられるように前記チョッパ変調スイッチを制御すると共に、経路の切り替えが前記第２のモード中に行われるように前記チョッパ変調スイッチを制御する
チョッパ変調装置であること。
［３］
［２］に記載のチョッパ変調装置において、
前記第１制御部及び前記第２制御部は、２つの前記チョッパ変調回路の一方が前記第１のモードかつ前記正相経路であり、他方が前記第２のモードかつ前記正相経路である第１の状態と、
２つの前記チョッパ変調回路の一方が前記第２のモードかつ前記逆相経路であり、他方が前記第１のモードかつ前記正相経路である第２の状態と、
２つの前記チョッパ変調回路の一方が前記第１のモードかつ前記逆相経路であり、他方が前記第２のモードかつ前記逆相経路である第３の状態と、
２つの前記チョッパ変調回路の一方が前記第２のモードかつ前記正相経路であり、他方が前記第１のモードかつ前記逆相経路である第４の状態との順に遷移するように制御する
チョッパ変調装置であること。
［４］
［１］～［３］の何れか１項に記載のチョッパ変調装置において、
前記第３スイッチは、前記チョッパ変調器の入力または出力と、前記同相入力端との間に接続される、
チョッパ変調装置であること。
［５］
［１］～［３］の何れか１項に記載のチョッパ変調装置において、
前記チョッパ変調回路は、前記チョッパ変調器の出力と前記第２スイッチの間に接続された結合容量と、
前記結合容量の一端とバイアス電圧が供給されるバイアス端との間に接続された第４スイッチとを有し、
前記第３スイッチは、前記結合容量の他端と前記同相入力端との間に接続される、
チョッパ変調装置であること。
［６］
［１］～［５］の何れか１項に記載のチョッパ変調装置において、
前記信号入力端の同相電圧を検出し、前記同相入力端に入力する同相検出増幅器をさらに備えた
チョッパ変調装置であること。 In order to achieve the above-mentioned object, a chopper modulation device according to the present invention is characterized by the following [1] to [6].
[1]
A chopper modulation device having two chopper modulation circuits,
Each of the chopper modulation circuits is
a chopper modulator having a chopper modulation switch for switching a pair of signal paths between a positive phase path and a negative phase path;
a first switch connected between a signal input terminal to which a signal is input and an input of the chopper modulator;
a second switch connected between a signal output terminal at which a modulated signal is output and the output of the chopper modulator;
a third switch connected between the signal path between the first switch and the second switch and a common-mode input terminal to which an input common-mode voltage is supplied.
[2]
In the chopper modulation device according to [1],
a first control unit that controls the first switch, the second switch, and the third switch;
a second control unit that controls the chopper modulation switch,
the first control unit alternately switches between a first mode in which the first switch and the second switch are turned on and the third switch is turned off, and a second mode in which the first switch and the second switch are turned off and the third switch is turned on, and controls one of the two chopper modulation circuits to operate in the first mode and the other to operate in the second mode;
The second control unit controls the chopper modulation switch so that the positive phase path and the negative phase path are alternately switched, and also controls the chopper modulation switch so that path switching is performed during the second mode.
[3]
In the chopper modulation device according to [2],
The first control unit and the second control unit are in a first state in which one of the two chopper modulation circuits is in the first mode and the positive phase path, and the other is in the second mode and the positive phase path;
a second state in which one of the two chopper modulation circuits is in the second mode and the negative phase path, and the other is in the first mode and the positive phase path;
a third state in which one of the two chopper modulation circuits is in the first mode and the anti-phase path, and the other is in the second mode and the anti-phase path;
a chopper modulation device that controls transitions of one of the two chopper modulation circuits to the second mode and the positive phase path, and the other to the first mode and the negative phase path, in a fourth state.
[4]
In the chopper modulation device according to any one of [1] to [3],
the third switch is connected between the input or output of the chopper modulator and the common-phase input terminal;
It is a chopper modulation device.
[5]
In the chopper modulation device according to any one of [1] to [3],
The chopper modulation circuit includes a coupling capacitor connected between an output of the chopper modulator and the second switch;
a fourth switch connected between one end of the coupling capacitance and a bias end to which a bias voltage is supplied;
the third switch is connected between the other end of the coupling capacitance and the common-phase input end;
It is a chopper modulation device.
[6]
In the chopper modulation device according to any one of [1] to [5],
The chopper modulation device further comprises a common-mode detection amplifier that detects a common-mode voltage at the signal input terminal and inputs the detected common-mode voltage to the common-mode input terminal.

本発明によれば、入力オフセット電流の低減を図ったチョッパ変調装置を提供することができる。 The present invention provides a chopper modulation device that reduces the input offset current.

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。 The present invention has been briefly described above. The details of the present invention will become clearer by reading the following description of the embodiment of the invention (hereinafter referred to as "embodiment") with reference to the attached drawings.

図１は、第１実施形態における本発明のチョッパ変調装置の第１の状態を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a first state of a chopper modulation device according to a first embodiment of the present invention. 図２は、第１実施形態における本発明のチョッパ変調装置の第２の状態を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a second state of the chopper modulation device according to the first embodiment of the present invention. 図３は、第１実施形態における本発明のチョッパ変調装置の第３の状態を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a third state of the chopper modulation device according to the first embodiment of the present invention. 図４は、第１実施形態における本発明のチョッパ変調装置の第４の状態を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a fourth state of the chopper modulation device according to the first embodiment of the present invention. 図５は、図１～図４に示すチョッパ変調装置を構成するスイッチに供給されるクロックのタイムチャートである。FIG. 5 is a time chart of the clocks supplied to the switches constituting the chopper modulation device shown in FIGS. 図６は、第１実施形態における本発明のチョッパ変調装置の変形例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a modification of the chopper modulation device of the present invention in the first embodiment. 図７は、第２実施形態における本発明のチョッパ変調装置を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a chopper modulation device according to the second embodiment of the present invention. 図８は、第２実施形態における本発明のチョッパ変調装置の変形例を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a modified example of the chopper modulation device according to the second embodiment of the present invention. 図９は、第３実施形態における本発明のチョッパ変調装置を組み込んだチョッパ安定化増幅器の構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing the configuration of a chopper stabilized amplifier incorporating a chopper modulation device according to the third embodiment of the present invention. 図１０は、図９に示すチョッパ安定化増幅器を構成するチョッパ出力回路の一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an example of a chopper output circuit constituting the chopper stabilized amplifier shown in FIG. 図１１は、図９に示すチョッパ安定化増幅器を構成するチョッパ出力回路の一例を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing an example of a chopper output circuit constituting the chopper stabilized amplifier shown in FIG. 図１２は、図９に示すチョッパ安定化増幅器による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。FIG. 12 is a characteristic diagram showing an example of time waveforms and frequency characteristics of the signal component, noise component, and offset component by the chopper stabilized amplifier shown in FIG. 図１３は、他の実施形態における図９に示す増幅器の構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing an example of the configuration of the amplifier shown in FIG. 9 according to another embodiment. 図１４は、従来のチョッパ安定化増幅器の一例を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing an example of a conventional chopper stabilized amplifier. 図１５は、図１４に示すチョッパ変調器の正相モード時の電荷の移動の様子の例を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing an example of the movement of charges in the chopper modulator shown in FIG. 14 in the positive phase mode. 図１６は、図１４に示すチョッパ変調器の逆相モード時の電荷の移動の様子の例を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing an example of the movement of charges in the chopper modulator shown in FIG. 14 in the opposite phase mode. 図１７は、図１４に示すチョッパ変調器が入力オフセット電流を発生させる様子の例を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing an example of how the chopper modulator shown in FIG. 14 generates an input offset current.

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。 Specific embodiments of the present invention are described below with reference to the drawings.

（第１実施形態）
まず、第１実施形態について説明する。図１～図４は、第１実施形態のチョッパ変調装置１の構成を示す図である。チョッパ変調装置１は、信号入力端２１から入力した信号を高周波に変調して信号出力端２２から出力する。チョッパ変調装置１は、信号が通過する一対の信号経路において、並列接続された２つのチョッパ変調回路１０ａ、１０ｂを備える。 First Embodiment
First, a first embodiment will be described. Figures 1 to 4 are diagrams showing the configuration of a chopper modulation device 1 of the first embodiment. The chopper modulation device 1 modulates a signal input from a signal input terminal 21 to a high frequency and outputs the signal from a signal output terminal 22. The chopper modulation device 1 includes two chopper modulation circuits 10a, 10b connected in parallel in a pair of signal paths through which a signal passes.

まず、チョッパ変調回路１０ａについて説明する。チョッパ変調回路１０ａは、チョッパ変調器１１ａと、結合回路１２ａと、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ２１ａ～Ｓ２４ａとを有している。チョッパ変調器１１ａは、一対の信号経路を正相経路と逆相経路とに切り替える。 First, the chopper modulation circuit 10a will be described. The chopper modulation circuit 10a has a chopper modulator 11a, a coupling circuit 12a, and switches S11a to S14a and S21a to S24a. The chopper modulator 11a switches a pair of signal paths between a positive phase path and a negative phase path.

チョッパ変調器１１ａは、ＭＯＳトランジスタから構成されるチョッパ変調スイッチとしてのスイッチＳ３１ａ～Ｓ３４ａを有している。スイッチＳ３１ａは、信号入力端２１の正極側と、信号出力端２２の正極側との間に接続されている。スイッチＳ３２ａは、信号入力端２１の負極側と、信号出力端２２の負極側との間に接続されている。スイッチＳ３３ａは、信号入力端２１の負極側と、信号出力端２２の正極側との間に接続されている。スイッチＳ３４ａは、信号入力端２１の正極側と、信号出力端２２の負極側との間に接続されている。 The chopper modulator 11a has switches S31a to S34a as chopper modulation switches composed of MOS transistors. Switch S31a is connected between the positive side of the signal input terminal 21 and the positive side of the signal output terminal 22. Switch S32a is connected between the negative side of the signal input terminal 21 and the negative side of the signal output terminal 22. Switch S33a is connected between the negative side of the signal input terminal 21 and the positive side of the signal output terminal 22. Switch S34a is connected between the positive side of the signal input terminal 21 and the negative side of the signal output terminal 22.

以上の構成によれば、チョッパ変調器１１ａは、スイッチＳ３１ａ、Ｓ３２ａをオン、スイッチＳ３３ａ、Ｓ３４ａをオフすると正相経路に切り替えられる。また、チョッパ変調器１１ａは、スイッチＳ３３ａ、Ｓ３４ａをオン、スイッチＳ３１ａ、Ｓ３２ａをオフすると逆相経路に切り替えられる。即ち、チョッパ変調器１１ａは、スイッチＳ３１ａ～Ｓ３４ａのオンオフにより、信号入力端２１、信号出力端２２間の一対の信号経路を正相経路、逆相経路に切り替えることができる。 According to the above configuration, the chopper modulator 11a can be switched to a positive phase path by turning on the switches S31a and S32a and turning off the switches S33a and S34a. The chopper modulator 11a can be switched to a negative phase path by turning on the switches S33a and S34a and turning off the switches S31a and S32a. In other words, the chopper modulator 11a can switch the pair of signal paths between the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22 between a positive phase path and a negative phase path by turning on and off the switches S31a to S34a.

結合回路１２ａは、チョッパ変調器１１ａの同相電圧をレベルシフトする回路である。結合回路１２ａは、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａを有している。結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａは、チョッパ変調器１１ａの出力と、スイッチＳ１３ａ、Ｓ１４ａとの間に接続されている。詳しく説明すると、結合容量Ｃ１ａは、チョッパ変調器１１ａのスイッチＳ３１ａ、Ｓ３３ａと、スイッチＳ１３ａとの間に接続され、結合容量Ｃ２ａは、チョッパ変調器１１ａのスイッチＳ３２ａ、Ｓ３４ａと、スイッチＳ１４ａとの間に接続されている。 The coupling circuit 12a is a circuit that level-shifts the common-mode voltage of the chopper modulator 11a. The coupling circuit 12a has coupling capacitances C1a and C2a. The coupling capacitances C1a and C2a are connected between the output of the chopper modulator 11a and the switches S13a and S14a. To explain in more detail, the coupling capacitance C1a is connected between the switches S31a and S33a of the chopper modulator 11a and the switch S13a, and the coupling capacitance C2a is connected between the switches S32a and S34a of the chopper modulator 11a and the switch S14a.

結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａには、入力同相電圧Ｖｃｍｉｎとバイアス電圧Ｖｂｉａｓとの差分がレベルシフト電圧としてチャージされる。結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａは、信号入力端２１から入力された信号をレベルシフト電圧分、降圧して信号出力端２２に出力する。これにより、信号の同相電圧成分が高圧の入力同相電圧Ｖｃｍｉｎから低圧のバイアス電圧Ｖｂｉａｓにレベルシフトされて信号出力端２２から出力される。 The coupling capacitances C1a and C2a are charged with the difference between the input common-mode voltage Vcmin and the bias voltage Vbias as a level shift voltage. The coupling capacitances C1a and C2a step down the signal input from the signal input terminal 21 by the level shift voltage and output it to the signal output terminal 22. As a result, the common-mode voltage component of the signal is level-shifted from the high-voltage input common-mode voltage Vcmin to the low-voltage bias voltage Vbias and output from the signal output terminal 22.

スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ２１ａ～Ｓ２４ａは、チョッパ変調回路１０ａを第１のモードとしての結合モードと、第２のモードとしての充電モードとに切り替えるためのスイッチである。結合モードでは、チョッパ変調器１１ａ、結合回路１２ａが信号入力端２１及び信号出力端２２間に接続されると共に、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａが入力同相電圧Ｖｃｍｉｎ及びバイアス電圧Ｖｂｉａｓから切り離され、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａによりチャージしたレベルシフト電圧により信号がレベルシフトされる。充電モードでは、チョッパ変調器１１ａ、結合回路１２ａが信号入力端２１及び信号出力端２２から切り離されると共に、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａが入力同相電圧Ｖｃｍｉｎ及びバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接続され、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａにレベルシフト電圧がチャージされる。 The switches S11a to S14a and S21a to S24a are switches for switching the chopper modulation circuit 10a between a coupling mode as a first mode and a charging mode as a second mode. In the coupling mode, the chopper modulator 11a and the coupling circuit 12a are connected between the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22, and the coupling capacitances C1a and C2a are disconnected from the input common-mode voltage Vcmin and the bias voltage Vbias, and the signal is level-shifted by the level shift voltage charged by the coupling capacitances C1a and C2a. In the charging mode, the chopper modulator 11a and the coupling circuit 12a are disconnected from the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22, and the coupling capacitances C1a and C2a are connected to the input common-mode voltage Vcmin and the bias voltage Vbias, and the level shift voltage is charged to the coupling capacitances C1a and C2a.

第１スイッチとしてのスイッチＳ１１ａ、Ｓ１２ａは、信号入力端２１とチョッパ変調器１１ａの入力との間に接続されている。第２スイッチとしてのスイッチＳ１３ａ、Ｓ１４ａは、結合回路１２ａと、信号出力端２２との間に接続されている。第３スイッチとしてのスイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａは、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａの一端と、入力同相電圧Ｖｃｍｉｎが供給される同相入力端との間に接続されている。第４スイッチとしてのスイッチＳ２３ａ、Ｓ２４ａは、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａの他端と、バイアス電圧Ｖｂｉａｓが供給されるバイアス端との間に接続されている。 The switches S11a and S12a as the first switches are connected between the signal input terminal 21 and the input of the chopper modulator 11a. The switches S13a and S14a as the second switches are connected between the coupling circuit 12a and the signal output terminal 22. The switches S21a and S22a as the third switches are connected between one end of the coupling capacitances C1a and C2a and the common-mode input terminal to which the input common-mode voltage Vcmin is supplied. The switches S23a and S24a as the fourth switches are connected between the other end of the coupling capacitances C1a and C2a and the bias terminal to which the bias voltage Vbias is supplied.

スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａをオンし、スイッチＳ２１ａ～Ｓ２４ａをオフすると、チョッパ変調器１１ａ、結合回路１２ａが信号入力端２１及び信号出力端２２間に接続されると共に、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａが入力同相電圧Ｖｃｍｉｎ及びバイアス電圧Ｖｂｉａｓから切り離され、結合モードとなる。スイッチＳ２１ａ～Ｓ２４ａをオンし、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａをオフすると、チョッパ変調器１１ａ、結合回路１２ａが信号入力端２１及び出力端２２から切り離されると共に、結合容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａが入力同相電圧Ｖｃｍｉｎ及びバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接続され、充電モードとなる。 When the switches S11a to S14a are turned on and the switches S21a to S24a are turned off, the chopper modulator 11a and the coupling circuit 12a are connected between the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22, and the coupling capacitances C1a and C2a are disconnected from the input common-mode voltage Vcmin and the bias voltage Vbias, entering the coupling mode. When the switches S21a to S24a are turned on and the switches S11a to S14a are turned off, the chopper modulator 11a and the coupling circuit 12a are disconnected from the signal input terminal 21 and the output terminal 22, and the coupling capacitances C1a and C2a are connected to the input common-mode voltage Vcmin and the bias voltage Vbias, entering the charging mode.

なお、チョッパ変調回路１０ｂは、チョッパ変調回路１０ａと同様であり、チョッパ変調回路１０ａの説明中の「ａ」を「ｂ」に代えて説明できるため、ここでは詳細な説明を省略する。 The chopper modulation circuit 10b is similar to the chopper modulation circuit 10a, and can be explained by replacing the "a" in the explanation of the chopper modulation circuit 10a with "b", so a detailed explanation will be omitted here.

次に、上述した構成のチョッパ変調装置１の動作について図５に示すタイムチャートを参照して説明する。上述したスイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ２１ｂ～Ｓ２４ｂにはクロックＣＬＫ１が供給され、スイッチＳ１１ｂ～Ｓ１４ｂ、Ｓ２１ａ～Ｓ２４ａにはクロックＣＬＫ２が供給される。スイッチＳ３１ａ、Ｓ３２ａにはクロックＣＬＫ１１ａが供給され、スイッチＳ３３ａ、Ｓ３４ａにはクロックＣＬＫ１１ｂが供給される。スイッチＳ３１ｂ、Ｓ３２ｂにはクロックＣＬＫ２１ａが供給され、スイッチＳ３３ｂ、Ｓ３４ｂにはクロックＣＬＫ２１ｂが供給される。このクロックＣＬＫ１、ＣＬＫ２を供給する回路（図示せず）が、第１制御部を構成する。また、クロックＣＬＫ１１ａ、ＣＬＫ１１ｂ、ＣＬＫ２１ａ、ＣＬＫ２１ｂを供給する回路（図示せず）が、第２制御部を構成する。 Next, the operation of the chopper modulation device 1 having the above-mentioned configuration will be described with reference to the time chart shown in FIG. 5. The above-mentioned switches S11a to S14a and S21b to S24b are supplied with a clock CLK1, and the switches S11b to S14b and S21a to S24a are supplied with a clock CLK2. The switches S31a and S32a are supplied with a clock CLK11a, and the switches S33a and S34a are supplied with a clock CLK11b. The switches S31b and S32b are supplied with a clock CLK21a, and the switches S33b and S34b are supplied with a clock CLK21b. The circuit (not shown) that supplies the clocks CLK1 and CLK2 constitutes the first control unit. The circuit (not shown) that supplies the clocks CLK11a, CLK11b, CLK21a, and CLK21b constitutes the second control unit.

このクロックＣＬＫ１、ＣＬＫ２により、チョッパ変調回路１０ａ、１０ｂは、結合モードと、充電モードとに交互に動作モードが切り替わる。また、図１～図４に示すように、チョッパ変調回路１０ａ、１０ｂの一方が結合モードのときに他方が充電モードとなり、一方が充電モードのときに他方が結合モードとなる。これにより、チョッパ変調装置１は、常時、信号入力端２１から入力した信号を高周波に変調して信号出力端２２から出力することができる。 These clocks CLK1 and CLK2 cause the chopper modulation circuits 10a and 10b to alternate between the coupling mode and the charging mode. As shown in Figures 1 to 4, when one of the chopper modulation circuits 10a and 10b is in the coupling mode, the other is in the charging mode, and when one is in the charging mode, the other is in the coupling mode. This allows the chopper modulation device 1 to constantly modulate the signal input from the signal input terminal 21 to a high frequency and output it from the signal output terminal 22.

また、クロックＣＬＫ１１ａ、ＣＬＫ１１ｂ、ＣＬＫ２１ａ、ＣＬＫ２１ｂにより、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂは、正相経路と逆相経路とが交互に切り替えられ、結合モードから充電モードとなるタイミングで経路の切り替えが行われる。言い換えると、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂは、充電モードから結合モードに切り替わるタイミングでは経路が切り替わらない。 In addition, the chopper modulators 11a and 11b alternate between the positive phase path and the negative phase path by the clocks CLK11a, CLK11b, CLK21a, and CLK21b, and the path is switched when the mode changes from the combined mode to the charging mode. In other words, the chopper modulators 11a and 11b do not switch paths when the mode changes from the charging mode to the combined mode.

より詳しく説明すると、チョッパ変調装置１は、チョッパ変調回路１０ａが結合モードかつ正相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂが充電モードかつ正相経路である第１の状態（図１）と、チョッパ変調回路１０ａが充電モードかつ逆相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂが結合モードかつ正相経路である第２の状態（図２）と、チョッパ変調回路１０ａが結合モードかつ逆相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂが充電モードかつ逆相経路である第３の状態（図３）と、チョッパ変調回路１０ａが充電モードかつ正相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂが結合モードかつ逆相経路である第４の状態（図４）との順に遷移し、これを繰り返す。 To explain in more detail, the chopper modulation device 1 transitions in the following order: a first state (FIG. 1) in which the chopper modulation circuit 10a is in the coupled mode and is a positive-phase path, and the chopper modulation circuit 10b is in the charging mode and is a positive-phase path; a second state (FIG. 2) in which the chopper modulation circuit 10a is in the charging mode and is a negative-phase path, and the chopper modulation circuit 10b is in the coupled mode and is a positive-phase path; a third state (FIG. 3) in which the chopper modulation circuit 10a is in the coupled mode and is a negative-phase path, and the chopper modulation circuit 10b is in the charging mode and is a negative-phase path; and a fourth state (FIG. 4) in which the chopper modulation circuit 10a is in the charging mode and is a positive-phase path, and the chopper modulation circuit 10b is in the coupled mode and is a negative-phase path, and this sequence is repeated.

上述した第１実施形態によれば、チョッパ変調回路１０ａ、１０ｂが、充電モード中にチョッパ変調器１１ａ、１１ｂが正相経路から逆相経路、逆相経路から正相経路に切り替得られる。このため、切り替えによって発生するスイッチＳ３１ａ～Ｓ３４ａ、Ｓ３１ｂ～Ｓ３４ｂのチャージインジェクションやクロックフィールドスルーによる誤差電荷を入力同相電圧Ｖｃｍｉｎに逃がすことができる。そして、結合モード中には、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂの経路切り替えが行われないため、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂによって発生する入力オフセット電流及び入力バイアス電流の影響を低減することができる。また、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂのオン抵抗を低減するために、ＭＯＳトランジスタスイッチＳ３１ａ～Ｓ３４ａ、Ｓ３１ｂ～Ｓ３４ｂのサイズを大きくしても問題なくなる。 According to the first embodiment described above, the chopper modulation circuits 10a and 10b can switch the chopper modulators 11a and 11b from the positive-phase path to the negative-phase path and from the negative-phase path to the positive-phase path during the charging mode. Therefore, the error charge caused by the charge injection and clock field-through of the switches S31a to S34a and S31b to S34b generated by the switching can be released to the input common-mode voltage Vcmin. Furthermore, since the paths of the chopper modulators 11a and 11b are not switched during the coupling mode, the effects of the input offset current and input bias current generated by the chopper modulators 11a and 11b can be reduced. In addition, there is no problem in increasing the size of the MOS transistor switches S31a to S34a and S31b to S34b in order to reduce the on-resistance of the chopper modulators 11a and 11b.

また、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ１１ｂ～Ｓ１４ｂの誤差電荷に起因する入力オフセット電流及びバイアス電流への影響は、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂのように復調されないため少ない。 In addition, the effect on the input offset current and bias current caused by the error charges of switches S11a to S14a and S11b to S14b is small because they are not demodulated like the chopper modulators 11a and 11b.

なお、上述した第１実施形態では、スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａ、Ｓ２１ｂ、Ｓ２２ｂがチョッパ変調器１１ａ、１１ｂの出力に接続されていたが、これに限ったものではない。図６に示すように、スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａ、Ｓ２１ｂ、Ｓ２２ｂをチョッパ変調器１１ａ、１１ｂの入力に接続してもよい。 In the first embodiment described above, the switches S21a, S22a, S21b, and S22b are connected to the outputs of the chopper modulators 11a and 11b, but this is not limited to the above. As shown in FIG. 6, the switches S21a, S22a, S21b, and S22b may be connected to the inputs of the chopper modulators 11a and 11b.

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について図７を参照して説明する。図７において、上述した第１実施形態で既に説明した図１～図４に示すチョッパ変調装置１と同等の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。第１実施形態のチョッパ変調装置１と第２実施形態のチョッパ変調装置１Ｂとで異なる点は、第１実施形態のチョッパ変調回路１０ａ、１０ｂには結合回路１２ａ、１２ｂが含まれていたが、第２実施形態のチョッパ変調回路１０ａＢ、１０ｂＢには結合回路１２ａ、１２ｂが含まれていない点である。 Second Embodiment
Next, a second embodiment will be described with reference to Fig. 7. In Fig. 7, parts equivalent to those of the chopper modulation device 1 shown in Figs. 1 to 4 already described in the first embodiment are given the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference between the chopper modulation device 1 of the first embodiment and the chopper modulation device 1B of the second embodiment is that while the chopper modulation circuits 10a and 10b of the first embodiment include the coupling circuits 12a and 12b, the chopper modulation circuits 10aB and 10bB of the second embodiment do not include the coupling circuits 12a and 12b.

同図に示すように、チョッパ変調回路１０ａＢは、チョッパ変調器１１ａと、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ２１ａ、Ｓ２１ｂとを有している。チョッパ変調器１１ａと、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａは、上述した第１実施形態で説明した図１～図４に示すチョッパ変調器１１ａ、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａと同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａは、チョッパ変調器１１ａの出力と、入力同相電圧Ｖｃｍｉｎが供給される同相入力端との間に接続される。 As shown in the figure, the chopper modulation circuit 10aB has a chopper modulator 11a and switches S11a to S14a, S21a, and S21b. The chopper modulator 11a and switches S11a to S14a are similar to the chopper modulator 11a and switches S11a to S14a shown in Figures 1 to 4 described in the first embodiment above, so a detailed description will be omitted here. The switches S21a and S22a are connected between the output of the chopper modulator 11a and the in-phase input terminal to which the input in-phase voltage Vcmin is supplied.

上述したスイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａ、Ｓ２１ａ、Ｓ２１ｂは、チョッパ変調回路１０ａＢを同相モード（第２のモード）と、結合モード（第１のモード）とに切り替える。同相モードでは、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａがオフ、スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａがオンして、チョッパ変調器１１ａが信号入力端２１及び信号出力端２２から切り離されると共に、チョッパ変調器１１ａの出力が入力同相電圧Ｖｃｍｉｎに接続される。結合モードでは、スイッチＳ１１ａ～Ｓ１４ａがオン、スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａがオフして、チョッパ変調器１１ａが信号入力端２１及び信号出力端２２間に接続されると共に、チョッパ変調器１１ａの出力が入力同相電圧Ｖｃｍｉｎから切り離される。 The above-mentioned switches S11a to S14a, S21a, and S21b switch the chopper modulation circuit 10aB between the common-mode (second mode) and the coupled mode (first mode). In the common-mode, the switches S11a to S14a are turned off and the switches S21a and S22a are turned on, the chopper modulator 11a is disconnected from the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22, and the output of the chopper modulator 11a is connected to the input common-mode voltage Vcmin. In the coupled mode, the switches S11a to S14a are turned on and the switches S21a and S22a are turned off, the chopper modulator 11a is connected between the signal input terminal 21 and the signal output terminal 22, and the output of the chopper modulator 11a is disconnected from the input common-mode voltage Vcmin.

チョッパ変調回路１０ｂＢは、チョッパ変調回路１０ａＢと同様であり、「ａ」を「ｂ」に代えて説明できるため、ここでは詳細な説明を省略する。クロックＣＬＫ１、ＣＬＫ２により、チョッパ変調回路１０ａＢ、１０ｂＢは、同相モードと、結合モードとに交互に動作モードが切り替わる。チョッパ変調回路１０ａＢ、１０ｂＢの一方が結合モードのときに他方が同相モードとなり、一方が同相モードのときに他方が結合モードとなる。これにより、チョッパ変調装置１Ｂは、常時、信号入力端２１から入力した信号を高周波に変調して信号出力端２２から出力することができる。 The chopper modulation circuit 10bB is similar to the chopper modulation circuit 10aB, and can be explained by replacing "a" with "b", so a detailed explanation will be omitted here. The chopper modulation circuits 10aB and 10bB alternate between the in-phase mode and the coupled mode in operation mode according to the clocks CLK1 and CLK2. When one of the chopper modulation circuits 10aB and 10bB is in the coupled mode, the other is in the in-phase mode, and when one is in the in-phase mode, the other is in the coupled mode. This allows the chopper modulation device 1B to constantly modulate the signal input from the signal input terminal 21 to a high frequency and output it from the signal output terminal 22.

また、クロックＣＬＫ１１ａ、ＣＬＫ１１ｂ、ＣＬＫ２１ａ、ＣＬＫ２１ｂにより、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂは、正相経路と逆相経路とが交互に切り替えられ、結合モードから同相モードとなるタイミングで経路の切り替えが行われる。言い換えると、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂは、同相モードから結合モードに切り替わるタイミングでは経路が切り替わらない。 In addition, the chopper modulators 11a and 11b alternate between the positive-phase path and the negative-phase path by the clocks CLK11a, CLK11b, CLK21a, and CLK21b, and the path is switched at the timing when the coupled mode changes to the in-phase mode. In other words, the chopper modulators 11a and 11b do not switch paths at the timing when the in-phase mode changes to the coupled mode.

より詳しく説明すると、チョッパ変調装置１Ｂは、チョッパ変調回路１０ａＢが結合モードかつ正相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂＢが同相モードかつ正相経路である第１の状態と、チョッパ変調回路１０ａＢが同相モードかつ逆相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂＢが結合モードかつ正相経路である第２の状態と、チョッパ変調回路１０ａＢが結合モードかつ逆相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂＢが同相モードかつ逆相経路である第３の状態と、チョッパ変調回路１０ａＢが同相モードかつ正相経路であり、チョッパ変調回路１０ｂＢが結合モードかつ逆相経路である第４の状態との順に遷移し、これを繰り返す。上述した第２実施形態のチョッパ変調装置１Ｂも、第１実施形態と同様に入力バイアス電流及び入力オフセット電流を低減することができる。 To explain in more detail, the chopper modulation device 1B transitions in the order of a first state in which the chopper modulation circuit 10aB is in the coupled mode and a positive-phase path, and the chopper modulation circuit 10bB is in the in-phase mode and a positive-phase path, a second state in which the chopper modulation circuit 10aB is in the in-phase mode and a negative-phase path, and the chopper modulation circuit 10bB is in the coupled mode and a positive-phase path, a third state in which the chopper modulation circuit 10aB is in the coupled mode and a negative-phase path, and the chopper modulation circuit 10bB is in the in-phase mode and a negative-phase path, and a fourth state in which the chopper modulation circuit 10aB is in the in-phase mode and a positive-phase path, and the chopper modulation circuit 10bB is in the coupled mode and a negative-phase path, and this sequence is repeated. The chopper modulation device 1B of the second embodiment described above can also reduce the input bias current and the input offset current in the same way as the first embodiment.

なお、上述した第２実施形態によれば、スイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａ、Ｓ２１ｂ、Ｓ２ｂは、チョッパ変調器１１ａ、１１ｂの出力と入力同相電圧Ｖｃｍｉｎが供給される同相入力端との間に接続されていたが、図８に示すようにスイッチＳ２１ａ、Ｓ２２ａ、Ｓ２１ｂ、Ｓ２ｂをチョッパ変調器１１ａ、１１ｂの入力と同相入力端との間に接続されていてもよい。 In the second embodiment described above, the switches S21a, S22a, S21b, and S2b are connected between the outputs of the chopper modulators 11a and 11b and the in-phase input terminal to which the input in-phase voltage Vcmin is supplied. However, as shown in FIG. 8, the switches S21a, S22a, S21b, and S2b may be connected between the inputs of the chopper modulators 11a and 11b and the in-phase input terminal.

（第３実施形態）
次に、第３実施形態について説明する。図９に示すように、第３実施形態では、第１、第２実施形態で説明したチョッパ変調装置１又は１Ｂを用いて、３段以上のチョッパ安定化増幅器２００を構成する。チョッパ安定化増幅器２００は、チョッパ変調装置１又は１Ｂと、同相検出増幅器２０１と、相互コンダクタンス増幅器２０２と、チョッパ出力回路２０３と、増幅器２０４と、相互コンダクタンス増幅器２０５とを備えている。 Third Embodiment
Next, a third embodiment will be described. As shown in Fig. 9, in the third embodiment, a chopper stabilized amplifier 200 having three or more stages is configured using the chopper modulation device 1 or 1B described in the first or second embodiment. The chopper stabilized amplifier 200 includes the chopper modulation device 1 or 1B, a common-mode detection amplifier 201, a transconductance amplifier 202, a chopper output circuit 203, an amplifier 204, and a transconductance amplifier 205.

チョッパ変調装置１又は１Ｂは、信号Ｖｉｎを高周波帯域変調する。同相検出増幅器２０１は、信号入力端の同相電圧を検出し、検出した同相電圧を入力同相電圧Ｖｃｍｉｎとして、チョッパ変調装置１又は１Ｂに供給する。相互コンダクタンス増幅器２０２は、チョッパ変調装置１又は１Ｂにより変調された信号を増幅して出力する。チョッパ出力回路２０３は、例えば、図１０に示すように構成されている。同図に示すように、チョッパ出力回路２０３は、チョッパ変調器２０６と、ノイズリダクションループ回路２０７とを有している。チョッパ変調器２０６は、相互コンダクタンス増幅器２０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調して出力する。 The chopper modulation device 1 or 1B modulates the signal Vin to a high frequency band. The common-mode detection amplifier 201 detects the common-mode voltage at the signal input terminal and supplies the detected common-mode voltage to the chopper modulation device 1 or 1B as the input common-mode voltage Vcmin. The transconductance amplifier 202 amplifies and outputs the signal modulated by the chopper modulation device 1 or 1B. The chopper output circuit 203 is configured, for example, as shown in FIG. 10. As shown in the figure, the chopper output circuit 203 has a chopper modulator 206 and a noise reduction loop circuit 207. The chopper modulator 206 demodulates the signal component of the output of the transconductance amplifier 202 to a low frequency band, and modulates the offset component and low frequency noise component to a high frequency band and outputs it.

ノイズリダクションループ回路２０７は、相互コンダクタンス増幅器２０２のオフセット成分を抽出し、抽出したオフセット成分を相互コンダクタンス増幅器２０２の出力に負帰還する。このノイズリダクションループ回路２０７により、相互コンダクタンス増幅器２０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減して、チョッパ出力回路２０３の出力に含まれるリップルノイズを低減できる（図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）参照）。 The noise reduction loop circuit 207 extracts the offset component of the transconductance amplifier 202 and negatively feeds back the extracted offset component to the output of the transconductance amplifier 202. This noise reduction loop circuit 207 reduces the offset component and low-frequency noise components generated in the transconductance amplifier 202, thereby reducing the ripple noise contained in the output of the chopper output circuit 203 (see Figures 12(B) and 12(C)).

図１０に示す例では、ノイズリダクションループ回路２０７は、ノイズリダクションループ回路２０７の入力を増幅するＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器２０８と、Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器２０８の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路２０９と、フィルタ回路２０９の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器２１０とを有する構成である。Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器２０８には、相互コンダクタンス増幅器２０２の出力が入力される。フィルタ回路２０９は、Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器２０８の出力の低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する機能を有する。フィルタ回路２０９によって、高周波信号成分を低減して増幅器のオフセット成分をフィードバックできる。 In the example shown in FIG. 10, the noise reduction loop circuit 207 is configured to include a Ping-Pong auto-zero amplifier 208 that amplifies the input of the noise reduction loop circuit 207, a filter circuit 209 that reduces high-frequency signal components in the output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 208, and a transconductance amplifier 210 that amplifies the output of the filter circuit 209. The output of the transconductance amplifier 202 is input to the Ping-Pong auto-zero amplifier 208. The filter circuit 209 has the function of amplifying low-frequency signal components and reducing high-frequency signal components in the output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 208. The filter circuit 209 can reduce high-frequency signal components and feed back the offset components of the amplifier.

また、チョッパ出力回路２０３は、例えば、図１１に示すように構成してもよい。同図に示すように、チョッパ出力回路２０３は、チョッパ変調器２０６と、リップル校正回路２１１とを有している。チョッパ変調器２０６は、図１０に示すチョッパ変調器２０６と同様である。 The chopper output circuit 203 may also be configured, for example, as shown in FIG. 11. As shown in the figure, the chopper output circuit 203 has a chopper modulator 206 and a ripple calibration circuit 211. The chopper modulator 206 is similar to the chopper modulator 206 shown in FIG. 10.

リップル校正回路２１１は、チョッパ変調器２０６の出力に入力が接続され、チョッパ変調器２０６の入力に出力が接続されている。リップル校正回路２１１は、チョッパ変調器２０６の出力のうち高周波雑音成分（リップルノイズ）を抽出して、抽出したリップルノイズを変調してオフセット成分に変調し、変調したオフセット成分をチョッパ変調器２０６の入力に負帰還する回路である。リップル校正回路２１１により、チョッパ変調器２０６の入力に含まれるオフセット成分を低減して、チョッパ変調器２０６の出力に含まれるリップルノイズを低減できる（図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）参照）。 The ripple calibration circuit 211 has an input connected to the output of the chopper modulator 206 and an output connected to the input of the chopper modulator 206. The ripple calibration circuit 211 is a circuit that extracts high-frequency noise components (ripple noise) from the output of the chopper modulator 206, modulates the extracted ripple noise to an offset component, and negatively feeds back the modulated offset component to the input of the chopper modulator 206. The ripple calibration circuit 211 reduces the offset component contained in the input of the chopper modulator 206, and can reduce the ripple noise contained in the output of the chopper modulator 206 (see Figures 12(B) and 12(C)).

本実施形態では、リップル校正回路２１１は、リップル校正回路２１１に入力される低周波雑音成分を低減し、リップルノイズを検出するハイパスフィルタ２１２と、ハイパスフィルタ２１２の出力のリップルノイズを低周波成分に復調してオフセット成分に変調する位相反転オートゼロ増幅器２１３と、位相反転オートゼロ増幅器２１３の出力の高周波成分を低減するフィルタ回路２１４と、フィルタ回路２１４の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器２１５とを有する構成である。 In this embodiment, the ripple calibration circuit 211 includes a high-pass filter 212 that reduces low-frequency noise components input to the ripple calibration circuit 211 and detects ripple noise, a phase-inverting auto-zero amplifier 213 that demodulates the ripple noise at the output of the high-pass filter 212 into low-frequency components and modulates it into an offset component, a filter circuit 214 that reduces high-frequency components at the output of the phase-inverting auto-zero amplifier 213, and a transconductance amplifier 215 that amplifies the output of the filter circuit 214.

図１２は、図９に示すチョッパ安定化増幅器による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。図１２では、信号成分、雑音成分、オフセット成分のそれぞれについて、時間波形と周波数分布の変化過程のイメージを示している。図１２において、上段は時間波形、下段は周波数特性をそれぞれ示している。チョッパ変調装置１，１Ｂ及びチョッパ変調器２０６のチョッピング周波数をｆｃｈとする。 Figure 12 is a characteristic diagram showing an example of the time waveforms and frequency characteristics of the signal component, noise component, and offset component by the chopper stabilized amplifier shown in Figure 9. Figure 12 shows an image of the time waveform and the process of change in frequency distribution for each of the signal component, noise component, and offset component. In Figure 12, the upper part shows the time waveform, and the lower part shows the frequency characteristics. The chopping frequency of the chopper modulation devices 1, 1B and chopper modulator 206 is fch.

図９に示すチョッパ安定化増幅器に入力された信号成分（図１２（Ａ））は、チョッパ変調装置１，１Ｂによって高周波帯域に変調され（図１２（Ｂ））、相互コンダクタンス増幅器２０２にて増幅される。その後、出力チョッパ回路２０３においてチョッパ変調器２０６を通すことにより信号成分は復調され（図１２（Ｃ））、後段の増幅器にて増幅されて出力される。本実施形態では、ノイズリダクションループ回路２０７又はリップル校正回路２１１を用いることによって、図中の破線→実線で示すように、相互コンダクタンス増幅器２０２のオフセット成分及び低周波雑音成分が低減される。このため、出力チョッパ回路２０３の出力端に出力されるリップルノイズが低減され、増幅装置の出力として最終的に出力されるリップルノイズが低減される。 The signal components input to the chopper stabilized amplifier shown in FIG. 9 (FIG. 12(A)) are modulated to a high frequency band by the chopper modulation device 1, 1B (FIG. 12(B)) and amplified by the transconductance amplifier 202. After that, the signal components are demodulated by passing through the chopper modulator 206 in the output chopper circuit 203 (FIG. 12(C)), and are amplified and output by the subsequent amplifier. In this embodiment, by using the noise reduction loop circuit 207 or the ripple calibration circuit 211, the offset components and low frequency noise components of the transconductance amplifier 202 are reduced, as shown by the dashed line → solid line in the figure. Therefore, the ripple noise output to the output terminal of the output chopper circuit 203 is reduced, and the ripple noise finally output as the output of the amplifier device is reduced.

図９に示すように、増幅器２０４は、チョッパ出力回路２０３から出力される信号成分を増幅する。本実施形態では、増幅器２０４の出力がチョッパ安定化増幅器２００の出力端となり、信号Ｖｏｕｔが出力される。増幅器２０４は、相互コンダクタンス増幅器２１６と、増幅器２１７と、増幅器２１６、２１７の位相補償を行う位相補償回路２１８とを有している。相互コンダクタンス増幅器２１６の出力には増幅器２１７の入力が接続され、増幅器２１７の出力が増幅器２０４の出力、すなわちチョッパ安定化増幅器２００の出力端となる。 As shown in FIG. 9, amplifier 204 amplifies the signal component output from chopper output circuit 203. In this embodiment, the output of amplifier 204 becomes the output terminal of chopper stabilized amplifier 200, and signal Vout is output. Amplifier 204 has transconductance amplifier 216, amplifier 217, and phase compensation circuit 218 that performs phase compensation for amplifiers 216 and 217. The input of amplifier 217 is connected to the output of transconductance amplifier 216, and the output of amplifier 217 becomes the output of amplifier 204, i.e., the output terminal of chopper stabilized amplifier 200.

位相補償回路２１８は、容量Ｃｃ１～Ｃｃ３から構成されている。容量Ｃｃ１は、増幅器２１７の入力と出力との間に接続される。容量Ｃｃ２は、相互コンダクタンス増幅器２１６の反転入力と、増幅器２１７の出力との間に接続される。容量Ｃｃ３は、相互コンダクタンス増幅器２１６の非反転入力とグランドとの間に接続される。 The phase compensation circuit 218 is composed of capacitances Cc1 to Cc3. Capacitor Cc1 is connected between the input and output of amplifier 217. Capacitor Cc2 is connected between the inverting input of transconductance amplifier 216 and the output of amplifier 217. Capacitor Cc3 is connected between the non-inverting input of transconductance amplifier 216 and ground.

相互コンダクタンス増幅器２０５は、入力端と増幅器２０４の入力との間に接続され、フィードフォワードアンプとして機能する。 The transconductance amplifier 205 is connected between the input terminal and the input of the amplifier 204 and functions as a feedforward amplifier.

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be modified, improved, etc. as appropriate. In addition, the material, shape, size, number, location, etc. of each component in the above-described embodiment are arbitrary as long as they can achieve the present invention, and are not limited.

例えば、上述した第３実施形態で示した出力段の増幅器２０４は、相互コンダクタンス増幅器２１６と、増幅器２１７とから構成されていたが、これに限ったものではない。例えば、図１３に示すように、相互コンダクタンス増幅器２１６に代えて、２つの相互コンダクタンス増幅器２１９、２２０を設けてもよい。図１３に示す例では、位相補償回路２２１は、２つの容量Ｃｃ４、Ｃｃ５から構成されている。容量Ｃｃ４は、相互コンダクタンス増幅器２１９の反転入力と正極側の出力との間に接続されている。容量Ｃｃ５は、相互コンダクタンス増幅器２１９の非反転入力と負極側の出力との間に接続されている。 For example, the output stage amplifier 204 shown in the third embodiment described above is composed of a transconductance amplifier 216 and an amplifier 217, but is not limited to this. For example, as shown in FIG. 13, two transconductance amplifiers 219 and 220 may be provided instead of the transconductance amplifier 216. In the example shown in FIG. 13, the phase compensation circuit 221 is composed of two capacitances Cc4 and Cc5. The capacitance Cc4 is connected between the inverting input and the positive output of the transconductance amplifier 219. The capacitance Cc5 is connected between the non-inverting input and the negative output of the transconductance amplifier 219.

１、１Ｂチョッパ変調装置
１０ａ、１０ｂチョッパ変調回路
１０ａＢ、１０ｂＢチョッパ変調回路
１１ａ、１１ｂチョッパ変調器
Ｃ１ａ、Ｃ２ａ結合容量
Ｃ１ｂ、Ｃ２ｂ結合容量
Ｓ１１ａ、Ｓ１２ａスイッチ（第１スイッチ）
Ｓ１１ｂ、Ｓ１２ｂスイッチ（第１スイッチ）
Ｓ１３ａ、Ｓ１４ａスイッチ（第２スイッチ）
Ｓ１３ｂ、Ｓ１４ｂスイッチ（第２スイッチ）
Ｓ２１ａ、Ｓ２２ａスイッチ（第３スイッチ）
Ｓ２１ｂ、Ｓ２２ｂスイッチ（第４スイッチ）
Ｓ３１ａ～Ｓ３４ａスイッチ（チョッパ変調スイッチ）
Ｓ３１ｂ～Ｓ３４ｂスイッチ（チョッパ変調スイッチ）
２０１同相検出増幅器
Ｖｃｍｉｎ入力同相電圧
Ｖｂｉａｓバイアス電圧 1, 1B Chopper modulation device 10a, 10b Chopper modulation circuit 10aB, 10bB Chopper modulation circuit 11a, 11b Chopper modulator C1a, C2a Coupling capacitance C1b, C2b Coupling capacitance S11a, S12a Switch (first switch)
S11b, S12b Switch (first switch)
S13a, S14a Switch (second switch)
S13b, S14b Switches (second switches)
S21a, S22a Switch (third switch)
S21b, S22b switches (fourth switches)
S31a to S34a Switches (chopper modulation switches)
S31b to S34b Switches (chopper modulation switches)
201 Common-mode detection amplifier Vcmin Input common-mode voltage Vbias Bias voltage

Claims

A chopper modulation device having two chopper modulation circuits,
Each of the chopper modulation circuits is
a chopper modulator having a chopper modulation switch for switching a pair of signal paths between a positive phase path and a negative phase path;
a first switch connected between a signal input terminal to which a signal is input and an input of the chopper modulator;
a second switch connected between a signal output terminal at which a modulated signal is output and the output of the chopper modulator;
a third switch connected between the signal path between the first switch and the second switch and a common-mode input terminal to which an input common-mode voltage is supplied.

2. The chopper modulation device according to claim 1,
a first control unit that controls the first switch, the second switch, and the third switch;
a second control unit that controls the chopper modulation switch,
the first control unit alternately switches between a first mode in which the first switch and the second switch are turned on and the third switch is turned off, and a second mode in which the first switch and the second switch are turned off and the third switch is turned on, and controls one of the two chopper modulation circuits to operate in the first mode and the other to operate in the second mode;
The second control unit controls the chopper modulation switch so that the positive phase path and the negative phase path are alternately switched, and also controls the chopper modulation switch so that path switching is performed during the second mode.

3. The chopper modulation device according to claim 2,
The first control unit and the second control unit are in a first state in which one of the two chopper modulation circuits is in the first mode and the positive phase path, and the other is in the second mode and the positive phase path;
a second state in which one of the two chopper modulation circuits is in the second mode and the negative phase path, and the other is in the first mode and the positive phase path;
a third state in which one of the two chopper modulation circuits is in the first mode and the anti-phase path, and the other is in the second mode and the anti-phase path;
a fourth state in which one of the two chopper modulation circuits is in the second mode and the positive phase path, and the other is in the first mode and the negative phase path, and a fourth state in which the other is in the first mode and the negative phase path.

The chopper modulation device according to any one of claims 1 to 3,
the third switch is connected between the input or output of the chopper modulator and the common-phase input terminal;
Chopper modulation device.

The chopper modulation device according to any one of claims 1 to 3,
The chopper modulation circuit includes a coupling capacitor connected between an output of the chopper modulator and the second switch;
a fourth switch connected between one end of the coupling capacitance and a bias end to which a bias voltage is supplied;
the third switch is connected between the other end of the coupling capacitance and the common-phase input end;
Chopper modulation device.

The chopper modulation device according to any one of claims 1 to 5,
The chopper modulation device further comprises a common-mode detection amplifier that detects a common-mode voltage at the signal input terminal and inputs the detected common-mode voltage to the common-mode input terminal.