JP7761982B2 - 電磁石電源装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電磁石電源装置に関する。

ステップ状に変化する電流パターンに応じた電流を電磁石に供給する電圧形電力変換装置の電磁石電源装置が知られている。こうした電磁石電源装置において、２つのチョッパ回路を直列に接続することが行われている。一方のチョッパ回路は、電流指令値がステップ状に変化する期間に動作する。このチョッパ回路は、例えば、フォーシング回路などと呼ばれる。他方のチョッパ回路は、電流指令値が一定の期間に動作する。このチョッパ回路は、例えば、フラット維持回路などと呼ばれる。

このように、直列に接続された２つのチョッパ回路を設けることにより、電流指令値の変化に対する負荷電流の高い応答性を得ることができるとともに、一定の電流指令値に対して負荷電流を高精度に制御することができる。こうした電磁石電源装置は、例えば、医療用のスキャニング電磁石などに用いられる。

フォーシング回路は、電流指令値がステップ状に変化する期間の時に、電圧を出力する出力動作を行い、電流指令値が一定の期間の時に、出力側を導通（バイパス）させて電圧の出力を停止する停止動作を行う。

フォーシング回路は、目標電流値と現在の出力電流値との差分を表す電流偏差が、閾値以下となった際に、出力動作から停止動作に切り替える。この際、電流偏差のサンプリング時間に起因するジッターなどにより、フォーシング回路の出力動作から停止動作への切り替えのタイミングが安定せず、電磁石に供給する出力電流の安定性が低下してしまう可能性がある。

このため、電磁石電源装置では、出力電流の安定性をより向上できるようにすることが望まれる。

特開平１－２７９３１１号公報

本発明の実施形態は、出力電流の安定性をより向上できる電磁石電源装置を提供する。

本発明の実施形態によれば、電磁石と接続され、ステップ状に変化する電流パターンに応じた電流を前記電磁石に供給する主回路部と、前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流パターンの入力を受け、入力された前記電流パターンと、前記電流検出器の検出結果と、を基に、前記主回路部の動作を制御する制御部と、を備え、前記主回路部は、前記電流パターンがステップ状に変化する期間に動作するフォーシング回路と、前記フォーシング回路と直列に接続され、前記電流パターンが一定の期間に動作するフラット維持回路と、を有し、前記制御部は、前記電流パターンがステップ状に変化する期間の時に、電圧を出力する出力動作を前記フォーシング回路に行わせるとともに、前記電流パターンが一定の期間の時に、出力側を導通させて前記電圧の出力を停止する停止動作を前記フォーシング回路に行わせ、前記電流パターンの表す目標電流値と前記電流検出器によって検出された現在の出力電流値との差分を表す電流偏差の現在値を所定のサンプリング周期で取得し、前記電流偏差の現在値を取得する毎に、前記電流偏差の現在値と、所定の閾値と、前記電流偏差の変化率と、を基に、前記電流偏差の前記所定の閾値への到達時間を計算し、前記フォーシング回路に前記出力動作を行わせた後、次の前記電流偏差の現在値の取得までに前記電流偏差が前記所定の閾値に到達する場合に、前記電流偏差の現在値の取得のタイミングから計算した前記到達時間の経過したタイミングにおいて、前記フォーシング回路を前記出力動作から前記停止動作に切り替える電磁石電源装置が提供される。

本発明の実施形態によれば、出力電流の安定性をより向上できる電磁石電源装置が提供される。

実施形態に係る電磁石電源装置を模式的に表す回路図である。 主回路部を模式的に表す回路図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。 制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。 制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。 制御部の参考の動作の一例を模式的に表すグラフである。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る電磁石電源装置を模式的に表す回路図である。
図１に表したように、電磁石電源装置１０は、主回路部１２と、制御部１４と、を備える。主回路部１２は、負荷である電磁石２と接続され、ステップ状に変化する電流パターンに応じた電流を電磁石２に供給する。主回路部１２は、電流の供給により、電磁石２を動作させる。主回路部１２は、例えば、電圧形の電力変換装置である。制御部１４は、主回路部１２の動作を制御する。制御部１４は、より詳しくは、主回路部１２による電磁石２への電流の供給の動作を制御する。

主回路部１２は、フォーシング回路１６と、フラット維持回路１８と、を有する。フラット維持回路１８は、フォーシング回路１６と直列に接続されている。フォーシング回路１６は、電流パターン（電流指令値）がステップ状に変化する期間に動作する。フラット維持回路１８は、電流パターン（電流指令値）が一定の期間に動作する。

フォーシング回路１６の出力側には、例えば、リアクトル２１、２２が設けられる。フラット維持回路１８の出力側には、例えば、リアクトル２３、２４が設けられる。リアクトル２１～２４は、例えば、リプル平滑用のリアクトルである。フラット維持回路１８は、例えば、リアクトル２２、２３を介してフォーシング回路１６と直列に接続される。フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８（主回路部１２）は、リアクトル２１、２４を介して電磁石２と接続される。

電磁石電源装置１０は、例えば、直流電源３０と、直流電源４０と、をさらに備える。フォーシング回路１６は、負荷である電磁石２と接続されるとともに、直流電源３０と接続されている。フォーシング回路１６は、直流電源３０から供給された直流電圧の電磁石２への供給、及び供給の停止を切り替えることにより、電磁石２に供給する電流をステップ状に変化させる動作を行う。主回路部１２から電磁石２に供給する電流は、フォーシング回路１６が直流電圧を出力している状態の時に、ステップ状に変化する。

直流電源３０は、例えば、変圧器３１と、整流器３２と、リアクトル３３と、コンデンサ３４と、を有する。整流器３２は、変圧器３１を介して交流電源４と接続されている。整流器３２は、交流電源４から供給された交流電力を整流し、整流電力に変換する。リアクトル３３及びコンデンサ３４は、整流器３２によって変換された整流電力を平滑化し、直流電力に変換する。これにより、直流電源３０は、直流電力をフォーシング回路１６に供給する。

フラット維持回路１８は、負荷である電磁石２と接続されるとともに、直流電源４０と接続されている。フラット維持回路１８は、直流電源４０から供給された直流電圧の電磁石２への供給、及び供給の停止を切り替えることにより、電磁石２に供給する電流を電流パターンの表す電流指令値に応じた一定の電流となるように制御する。

直流電源４０は、例えば、変圧器４１と、整流器４２と、リアクトル４３と、コンデンサ４４と、を有する。直流電源４０の構成は、直流電源３０の構成と同様であるから、詳細な説明は省略する。これにより、直流電源４０は、直流電力をフラット維持回路１８に供給する。

なお、直流電源３０、４０の構成は、上記に限ることなく、フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８に直流電力を供給可能な任意の構成でよい。また、電磁石電源装置１０は、必ずしも直流電源３０、４０を備えなくてもよい。フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８は、外部の直流電源から直流電力の供給を受けてもよい。

図２は、主回路部を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、フォーシング回路１６は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子５０ａ～５０ｄと、４つのスイッチング素子５０ａ～５０ｄのそれぞれに逆並列に接続された４つの整流素子５２ａ～５２ｄと、を有する。

同様に、フラット維持回路１８は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子５４ａ～５４ｄと、４つのスイッチング素子５４ａ～５４ｄのそれぞれに逆並列に接続された４つの整流素子５６ａ～５６ｄと、を有する。

フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８は、換言すれば、チョッパ回路である。フォーシング回路１６は、換言すれば、第１チョッパ回路であり、フラット維持回路１８は、換言すれば、第２チョッパ回路である。

フォーシング回路１６では、上側（ハイサイド側）のスイッチング素子５０ａと、下側（ローサイド側）のスイッチング素子５０ｃと、の接続点、及び上側のスイッチング素子５０ｂと、下側のスイッチング素子５０ｄと、の接続点が、それぞれ一対の出力点１６ａ、１６ｂとなる。同様に、フラット維持回路１８では、上側のスイッチング素子５４ａと、下側のスイッチング素子５４ｃと、の接続点、及び上側のスイッチング素子５４ｂと、下側のスイッチング素子５４ｄと、の接続点が、それぞれ一対の出力点１８ａ、１８ｂとなる。

フラット維持回路１８の出力点１８ａは、リアクトル２２、２３を介してフォーシング回路１６の出力点１６ｂと接続される。これにより、フラット維持回路１８の出力側が、フォーシング回路１６の出力側と直列に接続される。フォーシング回路１６の出力点１６ａは、リアクトル２１を介して電磁石２の一端と接続される。フラット維持回路１８の出力点１８ｂは、リアクトル２４を介して電磁石２の他端と接続される。これにより、直列に接続されたフォーシング回路１６及びフラット維持回路１８の出力側が、電磁石２と接続され、フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８から出力された電力が、電磁石２に供給される。

各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄは、一対の主端子と、制御端子と、を有する。各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄは、制御端子に入力された電圧に応じて、一対の主端子間に電流を流すオン状態と、一対の主端子間に流れる電流を遮断するオフ状態と、を切り替える。なお、オフ状態は、主端子間に流れる電流を完全に遮断する状態に限ることなく、主回路部１２の動作に影響が無い範囲の微弱な電流が主端子間に流れる状態でもよい。オン状態は、換言すれば、主端子間に電流が流れる第１状態であり、オフ状態は、換言すれば、主端子間に電流が流れる第１状態よりも小さい第２状態である。

各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄには、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの自励式の半導体スイッチング素子が用いられる。但し、各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄは、これに限ることなく、オン状態及びオフ状態の切り替えを制御可能な任意のスイッチング素子でよい。

フルブリッジ回路のフォーシング回路１６及びフラット維持回路１８では、各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄのスイッチングにより、電磁石２に供給する電流の向きを制御することができる。但し、フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８の構成は、上記に限ることなく、電磁石２に対してステップ状に変化する電流パターンに応じた電流を適切に供給することが可能な任意の構成でよい。

制御部１４は、各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄのそれぞれの制御端子と接続され、各スイッチング素子５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄのそれぞれのオン状態及びオフ状態の切り替えを制御することにより、フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８の動作を制御する。

制御部１４は、フォーシング回路１６の各スイッチング素子５０ａ～５０ｄのそれぞれのオン状態及びオフ状態の切り替えを制御することにより、電磁石２に供給する電流をステップ状に変化させる動作を制御する。

また、制御部１４は、電流パターンがステップ状に変化する期間の時に、電圧を出力する出力動作をフォーシング回路１６に行わせるとともに、電流パターンが一定の期間の時に、出力側を導通（バイパス）させて電圧の出力を停止する停止動作をフォーシング回路１６に行わせる。出力動作は、換言すれば、フォーシング動作である。

この例では、上側のスイッチング素子５０ａ、５０ｂをオン状態とし、下側のスイッチング素子５０ｃ、５０ｄをオフ状態とするか、反対に、上側のスイッチング素子５０ａ、５０ｂをオフ状態とし、下側のスイッチング素子５０ｃ、５０ｄをオン状態とすることにより、一対の出力点１６ａ、１６ｂの間を導通させた状態とすることができる。

制御部１４は、フラット維持回路１８の各スイッチング素子５４ａ～５４ｄのそれぞれのオン状態及びオフ状態の切り替えを制御することにより、電流パターンが一定の期間の時に、電磁石２に供給する電流を電流パターンに応じた一定の電流となるように制御する。制御部１４は、例えば、各スイッチング素子５４ａ～５４ｄのそれぞれのオン状態及びオフ状態を高速に切り替えることにより、電磁石２に供給する電流を電流パターンに応じた一定の電流となるように制御する。制御部１４は、例えば、フラット維持回路１８に対してＡＣＲ（Auto Current Regulator）制御を行うことにより、電磁石２に供給する電流を電流パターンに応じた一定の電流となるように制御する。

図１に表したように、電磁石電源装置１０は、電流検出器６０をさらに備える。電流検出器６０は、電磁石２に流れる電流を検出し、検出結果を制御部１４に入力する。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図３（ａ）は、制御部１４に入力される電流パターンの一例、及び主回路部１２から電磁石２に供給される出力電流の一例を模式的に表している。図３（ｂ）は、図３（ａ）の破線で囲んだ部分を拡大して表している。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に表したように、制御部１４には、ステップ状に変化する電流パターンが入力される。電流パターンは、例えば、上位のコントローラなどから通信を介して制御部１４に随時入力される。換言すれば、制御部１４は、上位のコントローラなどの外部機器と通信を行うことにより、外部機器から電流パターンの入力を受ける。電流パターンは、換言すれば、電磁石２に供給する電流の大きさを表す電流指令値である。制御部１４は、換言すれば、外部機器と通信を行うことにより、外部機器から電流指令値の入力を受ける。

電流パターン（電流指令値）は、例えば、制御部１４に予め入力しておき、制御部１４の記憶部や、制御部１４に接続された別の記憶部などに記憶させておいてもよい。制御部１４への電流パターンの入力方法は、上記に限ることなく、制御部１４に対して電流パターンを適切に入力可能な任意の方法でよい。

制御部１４は、入力された電流パターンと、電流検出器６０の検出結果と、を基に、主回路部１２（フォーシング回路１６及びフラット維持回路１８）の動作を制御する。

制御部１４は、電流パターンが一定の期間においては、出力側を導通させる停止動作をフォーシング回路１６に行わせるとともに、電流検出器６０の検出結果を基に、電磁石２に供給する電流が電流パターンに応じた一定の電流となるように、フラット維持回路１８の動作を制御する。

図３（ａ）に表したように、電磁石２に供給する電流の極性を変化させる場合、制御部１４は、電磁石２に対して正の極性の電流を供給する場合と、電磁石２に対して負の極性の電流を供給する場合と、で、フラット維持回路１８から出力する電圧の極性を変化させる。

図４は、制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図３（ａ）、図３（ｂ）、及び図４に表したように、制御部１４は、電流パターンがステップ状に変化した際に、電圧を出力する出力動作をフォーシング回路１６に行わせる。制御部１４は、電磁石２に供給する電流が電流パターンよりも低い場合と、電磁石２に供給する電流が電流パターンよりも高い場合と、で、フォーシング回路１６から出力する電圧の極性を変化させる。制御部１４は、例えば、電磁石２に対して供給している電流が電流パターンよりも低く、電磁石２に供給する電流を目標電流値に向けて上昇させる場合に、フォーシング回路１６から正の極性の電圧を出力させる。そして、制御部１４は、例えば、電磁石２に対して供給している電流が電流パターンよりも高く、電磁石２に供給する電流を目標電流値に向けて低下させる場合に、フォーシング回路１６から負の極性の電圧を出力させる。

なお、フォーシング回路１６に出力動作を行わせる場合、フラット維持回路１８は、電磁石２に供給する電流を一定に制御する動作を継続させてもよいし、出力側を導通させる停止動作を行わせてもよい。

図３（ｂ）及び図４では、フォーシング回路１６に出力動作を行わせるフォーシングオン期間を矢線の（１）の期間、フラット維持回路１８に電流を一定に制御する動作を行わせるフラット動作期間を矢線の（２）の期間で表している。なお、図３（ｂ）では、電流パターンの変化のタイミングからフォーシング回路１６を動作させるタイミングまでの応答遅れを考慮し、フォーシングオン期間の開始のタイミングを電流パターンの変化のタイミングよりも少し遅らせた状態で図示している。

制御部１４は、フォーシング回路１６に出力動作を行わせた後、電流パターンの表す目標電流値と電流検出器６０によって検出された現在の出力電流値との差分を表す電流偏差が、所定の閾値に到達するタイミングで、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替える。換言すれば、制御部１４は、電流偏差が所定の閾値に到達するタイミングで、フォーシングオン期間からフラット動作期間に切り替える。制御部１４は、換言すれば、電磁石２に供給される電流が目標電流値に到達するタイミングで、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替える。

閾値は、目標電流値に応じて偏差０に設定してもよいし、フォーシング回路１６の動作の遅れなどにともなう電流偏差のオーバーシュート（アンダーシュート）などを考慮し、早めに停止動作に切り替えるように設定してもよい。例えば、図４に表したように、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替える際に、電流偏差を所定の範囲内に収めることが求められる場合がある。所定の範囲は、例えば、定格電流値の±０．１％以内の範囲である。定格電流値とは、フォーシング回路１６が出力動作を行った時に電磁石２に供給される電流である。このような場合には、電流偏差のオーバーシュートなどを考慮し、電流偏差が所定の範囲内に収まるように、閾値を適宜設定すればよい。

図５は、制御部の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図５に表したように、制御部１４は、所定のサンプリング周期で電流偏差の現在値を取得する。換言すれば、制御部１４は、所定のサンプリング周期で電磁石２に流れる電流の検出値を電流検出器６０から取得する。制御部１４は、例えば、所定のサンプリング周期で電磁石２に流れる電流の検出値を電流検出器６０から取得し、電流検出器６０から電流の検出値を取得する毎に、電流の検出値と目標電流値との差分を計算することにより、所定のサンプリング周期で電流偏差の現在値を取得する。制御部１４は、例えば、次の式により、電流偏差の現在値を計算する。
電流偏差の現在値＝目標電流値－電流検出値

制御部１４は、電流偏差の現在値を取得する毎に、電流偏差の現在値と、閾値と、電流偏差の変化率と、を基に、電流偏差の閾値への到達時間を計算する。制御部１４は、例えば、次の式により、閾値到達時間を計算する。
閾値到達時間＝（電流偏差の現在値－閾値）÷電流偏差の変化率

例えば、電流偏差の現在値が２Ａで、閾値が１Ａで、電流偏差の変化率が１Ａ／μｓであったとする。この場合、（２Ａ－１Ａ）÷１Ａ／μｓ＝１μｓと閾値への到達時間を計算することができる。

なお、電流偏差の現在値は、電流パターンが増加する場合か減少する場合か、及び電磁石２に電流を供給する向き（電流の極性）に応じて符号が変化する可能性がある。このため、電流偏差の現在値は、より詳しくは、電流偏差の絶対値である。同様に、電流偏差の変化率も、電流パターンが増加する場合か減少する場合かによって、符号が変化する可能性がある。電流偏差の変化率は、より詳しくは、電流偏差の変化の傾きの絶対値である。

制御部１４は、図５に表したように、フォーシング回路１６に出力動作を行わせた後、次の電流偏差の現在値の取得までに電流偏差が所定の閾値に到達する場合に、電流偏差の現在値の取得のタイミングから計算した到達時間の経過したタイミングにおいて、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替える。

主回路部１２から電磁石２に出力する出力電圧をＶ、主回路部１２から電磁石２に出力する出力電流をｉ、電磁石２のインダクタンス成分をＬ、電磁石２の抵抗成分をＲ、電磁石２に出力する出力電流ｉの変化率をｄｉ／ｄｔとする時、出力電圧Ｖは、次の式で表すことができる。なお、フォーシング回路１６が出力動作を行っている場合、出力電圧Ｖは、換言すれば、フォーシング回路１６の出力電圧である。
Ｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋Ｒ・ｉ
上記の式を変形させると、変化率ｄｉ／ｄｔは、次の式で表すことができる。すなわち、電流偏差の変化率は、次の式で求めることができる。
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖ－Ｒ・ｉ）／Ｌ

出力電圧Ｖ、出力電流ｉ、インダクタンス成分Ｌ、及び抵抗成分Ｒは、電磁石電源装置１０の設計値として取得可能である。従って、電流偏差の変化率は、上記の式によって予め計算した所定の値とすることができる。制御部１４は、例えば、内部の記憶部、あるいは配線などを介して接続された外部の記憶部に、予め計算された電流偏差の変化率を記憶し、記憶した電流偏差の変化率を基に、閾値到達時間の計算を行う。

このように、電流偏差の変化率は、フォーシング回路１６の出力電圧に依存する。換言すれば、電流偏差の変化率は、直流電源３０の出力電圧に依存する。電磁石電源装置１０においては、フォーシングオン期間の時間（出力電流をステップ状に変化させる時間）が予め決められている場合がある。この場合、電流偏差の変化率は、予め決められたフォーシングオン期間の時間に応じて決定される。換言すれば、フォーシング回路１６の出力電圧、及び直流電源３０の出力電圧は、予め決められたフォーシングオン期間の時間に応じて決定される。フォーシングオン期間の時間は、例えば、励磁速度などと呼ばれる場合もある。

なお、電流偏差の変化率は、例えば、前回の電流偏差の現在値、今回の電流偏差の現在値、及びサンプリング周期を基に、電流偏差の現在値を取得する毎に、計算によって求めてもよい。すなわち、電流偏差の変化率は、電流偏差の現在値を取得する毎に、次の式によって求めてもよい。
電流偏差の変化率＝（前回の電流偏差の現在値－今回の電流偏差の現在値）／サンプリング周期

但し、電流検出器６０によって検出する電流偏差の現在値には、計測誤差などにともなうノイズが重畳する可能性がある。このため、電流偏差の変化率は、出力電圧Ｖ、出力電流ｉ、インダクタンス成分Ｌ、及び抵抗成分Ｒを基に予め計算した所定値とすることが好適である。これにより、例えば、計測誤差などの影響を抑制し、電流偏差の閾値への到達時間をより適切に計算することができる。さらには、制御部１４の演算負荷を軽減させることもできる。

図６は、制御部の参考の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図６に表した例では、制御部１４が、フォーシング回路１６に出力動作を行わせた後、電流偏差の現在値を取得する毎に、取得した電流偏差の現在値が閾値に到達したか否かを判定し、閾値に到達したと判定したことに応じて、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えている。

図６に表した参考の動作では、図６に表したように、電流偏差のサンプリング周期に起因するジッターにより、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えるタイミングが、電流偏差の現在値が閾値に到達した停止動作に切り替えるべきタイミング（オフすべき点）よりも遅れてしまう可能性がある。換言すれば、参考の動作では、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えるタイミングが、電流偏差のサンプリングのタイミングから次の電流偏差のサンプリングのタイミングまでの間の範囲においてバラついてしまう可能性がある。

このように、参考の動作では、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えるタイミング（フォーシングオフのタイミング）が安定せず、これにともなって、出力動作から停止動作に切り替える際の電流偏差のオーバーシュートの挙動が安定しない可能性がある。例えば、フォーシング回路１６の出力動作から停止動作への切り替えの際に、電流偏差が、例えば、定格電流値の±０．１％以内の範囲などに設定される所定の範囲内に収まらなくなってしまう可能性がある。

例えば、図３（ａ）に表したように、電流パターンの変化の周期（フォーシングオン期間から次のフォーシングオン期間までの周期）が、数十ｋＨｚ以上の比較的高い周期となり、フォーシングオン期間の時間も、数μｓ程度と短い時間とすることが求められる場合がある。このような場合に、電流偏差の現在値を取得するサンプリング周期が、１μｓ程度に設定されていると、電流偏差の変化に対してサンプリング周期が長くなってしまい、上記のフォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えるタイミングのバラつきの問題が顕著になってしまう。参考の動作では、電流パターンの変化の周期が高い場合に、電流偏差がフォーシングオフの際に所定の範囲内に収まらなくなる可能性が高くなってしまう。

対策として、電流偏差の現在値を取得するサンプリング周期を高くすることも考えられる。しかしながら、制御部１４において、電流偏差の現在値の高い分解能を維持しつつ、サンプリング周期を高くしようとすると、制御部１４の構成が複雑になってしまう。例えば、ＡＤコンバータなどの部品を新規に開発しなければならず、制御部１４の製造コストの増加などを招いてしまう。

これに対し、本実施形態に係る電磁石電源装置１０では、制御部１４が、電流偏差の現在値を取得する毎に、電流偏差の現在値と、閾値と、電流偏差の変化率と、を基に、電流偏差の閾値への到達時間を計算し、フォーシング回路１６に出力動作を行わせた後、次の電流偏差の現在値の取得までに電流偏差が所定の閾値に到達する場合に、電流偏差の現在値の取得のタイミングから計算した到達時間の経過したタイミングにおいて、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替える。

これにより、フォーシング回路１６を出力動作から停止動作に切り替えるタイミングを安定させ、出力動作から停止動作に切り替える際の電流偏差のオーバーシュートの挙動も安定させることができる。例えば、フォーシング回路１６の出力動作から停止動作への切り替えの際に、電流偏差を所定の範囲内に適切に収めることができる。

従って、電磁石２に供給する出力電流の安定性をより向上できる電磁石電源装置１０を提供することができる。例えば、電流パターンの変化の周期が高い場合においても、サンプリング周期を高くする必要を抑制し、比較的簡単な構成で出力電流の安定性を向上させることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…電磁石、 ４…交流電源、 １０…電磁石電源装置、 １２…主回路部、 １４…制御部、 １６…フォーシング回路、 １８…フラット維持回路、 ２１～２４…リアクトル、 ３０、４０…直流電源、 ３１、４１…変圧器、 ３２、４２…整流器、 ３３、４３…リアクトル、 ３４、４４…コンデンサ、 ５０ａ～５０ｄ、５４ａ～５４ｄ…スイッチング素子、 ５２ａ～５２ｄ、５６ａ～５６ｄ…整流素子、 ６０…電流検出器

Claims (3)

1. 電磁石と接続され、ステップ状に変化する電流パターンに応じた電流を前記電磁石に供給する主回路部と、
   前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記電流パターンの入力を受け、入力された前記電流パターンと、前記電流検出器の検出結果と、を基に、前記主回路部の動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記主回路部は、
   前記電流パターンがステップ状に変化する期間に動作するフォーシング回路と、
   前記フォーシング回路と直列に接続され、前記電流パターンが一定の期間に動作するフラット維持回路と、
   を有し、
   前記制御部は、前記電流パターンがステップ状に変化する期間の時に、電圧を出力する出力動作を前記フォーシング回路に行わせるとともに、前記電流パターンが一定の期間の時に、出力側を導通させて前記電圧の出力を停止する停止動作を前記フォーシング回路に行わせ、前記電流パターンの表す目標電流値と前記電流検出器によって検出された現在の出力電流値との差分を表す電流偏差の現在値を所定のサンプリング周期で取得し、前記電流偏差の現在値を取得する毎に、前記電流偏差の現在値と、所定の閾値と、前記電流偏差の変化率と、を基に、前記電流偏差の前記所定の閾値への到達時間を計算し、前記フォーシング回路に前記出力動作を行わせた後、次の前記電流偏差の現在値の取得までに前記電流偏差が前記所定の閾値に到達する場合に、前記電流偏差の現在値の取得のタイミングから計算した前記到達時間の経過したタイミングにおいて、前記フォーシング回路を前記出力動作から前記停止動作に切り替える電磁石電源装置。
2. フォーシング回路とフラット維持回路とを有し、ステップ状に変化する目標電流値に応じた電流を電磁石に供給する主回路部と、
   前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記目標電流値と、前記電流検出器が検出した電流値と、を基に、前記主回路部の動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記目標電流値が変化すると、前記フォーシング回路を制御し、前記電磁石に流れる電流が前記目標電流値となるように電圧を出力させ、
   前記目標電流値と前記電流検出器が検出した電流値との差分である電流偏差を所定のサンプリング周期で取得し、
   前記電流偏差を取得する毎に、前記電流偏差と、所定の閾値と、前記電流偏差の変化率と、に基づいて、前記電流偏差が前記所定の閾値に達する時間を計算し、
   次のサンプリング周期に至るまでに前記電流偏差が前記所定の閾値に達する場合に、前記電流偏差の取得のタイミングから計算した前記所定の閾値に達する前記時間の経過したタイミングにおいて、前記フォーシング回路からの電圧の出力を停止させ、
   前記フォーシング回路からの電圧の出力を停止させると、前記フラット維持回路を制御し、前記目標電流値が変化するまで、前記目標電流値に基づいて前記磁石に一定の電流を供給させる電磁石電源装置。
3. 前記制御部は、前記主回路部から前記電磁石に出力する出力電圧と、前記主回路部から前記電磁石に出力する出力電流と、前記電磁石のインダクタンス成分と、前記電磁石の抵抗成分と、に基づいて予め計算された前記電流偏差の変化率を用い、前記電流偏差が前記所定の閾値に達するまでの時間を計算する請求項１又は２に記載の電磁石電源装置。