JP7786209B2

JP7786209B2 - Ｄａｂ方式双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法

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Publication number: JP7786209B2
Application number: JP2022003298A
Authority: JP
Inventors: 一伸大井
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2022-01-12
Filing date: 2022-01-12
Publication date: 2025-12-16
Anticipated expiration: 2042-01-12
Also published as: JP2023102656A

Description

本発明は、直流電力をインバータにより交流電力に変換し、トランスを用いて絶縁し、別のインバータで直流に変換するデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの直列接続における電圧バランス制御に関する。

ＤＡＢ方式のコンバータは入力側と出力側が絶縁されているため、複数台を直並列に接続することができる。並列に接続して大電流の直流電力の変換と絶縁を行うほか、一端を直列に接続することで高圧の電力から低圧大電流の電力への双方向の変換も行うことができる。また、低耐圧デバイスを用いたＤＡＢユニットを１台設計しそれを量産すれば、複数台を直並列に接続することで高圧・大電力の変換に対応することができる。

その際に問題となるのが、直列に接続した一端のコンデンサ電圧バランスである。電圧バランスが崩れると特定のＤＡＢユニットに電圧責務が集中し、ユニットの過熱やスイッチングサージによる素子の破壊・過電圧による部品の破壊といった問題が生じる。もう一端が並列接続であれば、並列側を経由して別ユニットへの直流コンデンサの電荷を移動でき、直列コンデンサ電圧バランスを維持できる。

しかし、両端が直列接続の場合は電荷の移動が同一ユニット内に限られてしまい、バランス維持は困難である。

非特許文献１、特許文献１～３は補助コンバータを用いてコンデンサ電圧のバランスを制御する方式である。補助コンバータを用いることでいかなる条件においてもコンデンサ電圧の偏差を非常に小さく保つことができる。

非特許文献１，特許文献１は補助コンバータとしてＤＡＢ方式のコンバータを、特許文献２はチョッパを、特許文献３は共振回路と倍電圧整流回路を用いている。特許文献３の補助コンバータは受動素子のみで構成されているため、別途制御手段を用いることなくコンデンサ電圧をバランスさせることができる。

特許文献４は、ＤＡＢユニットの一端にブリッジセルを接続し、ブリッジセルのカスケード接続構成を電源に接続した構成である。ブリッジセルのカスケード接続構成ではコンデンサ電圧のバランス制御方法が確立されていて、また、電源が交流でも対応できる。電源が直流のみの場合はブリッジセルをチョッパセルに置換することで半導体素子数を少なくすることができる。ＤＡＢユニットのもう一端には切替機を接続し、負荷の台数や容量に応じて自由にＤＡＢユニットの並列台数を切り替えることができる。

国際公開ＷＯ２０１７／１６３５０８特開２０１７－０１７８６８号公報特開２０１７－０１７８６９号公報特開２０１９－２１３４２４号公報

石橋卓治、地道拓志、森修、「大規模洋上風力発電の直流送配電システム向け高圧大容量ＤＣ／ＤＣ変換器の回路方式と制御法」、電気学会論文誌Ｄ、２０１８年、１３８巻１号、ｐ５８－６６

しかし、非特許文献１、特許文献１～３の構成では、追加した補助コンバータの分だけ部品点数・コスト・装置容積が増加してしまう。特許文献１ではＭ直列構成に対してＭ－１台の補助コンバータが必要となる。

非特許文献１では入力３直列３並列・出力９直列の構成に対し２台の補助コンバータが必要となる。また、補助コンバータの容量設計も問題となる。

例えば、非特許文献１では半導体損失のばらつきとリアクトルのばらつきを考慮した設計例が記載されている。しかし、これ以外の例えば直流コンデンサの経年劣化による漏れ電流増加には対応できず、バランス維持が不可能となる。余裕を持って容量を設計すると、コストや装置容積が増加してしまう。また、非特許文献１、特許文献１，２の構成では補助回路の制御手段が別途必要となり、検出器や制御基板の分だけコストが増加してしまう。

特許文献３の構成であれば制御手段が不要である。しかし、調整電圧の設計が困難である。調整電圧が過剰であれば、コンデンサ電圧がバランスされていても補助コンバータを介して上下のＤＡＢユニットを電流が循環し続け損失が増加してしまう。調整電圧が不足しているとコンデンサ電圧のバランスが大きく崩れてから電流が補助コンバータを流れ始め、コンデンサ電圧の偏差が拡大してしまう。

特許文献４では、一端に接続するブリッジセル・チョッパセルの分だけ部品点数・コスト・装置容積が増加してしまう。また、もう一端には切替機も必要となりこれも部品点数・コスト・装置容積増加の原因となる。特に切替機ではユニットＭ台・負荷Ｍ台に対してＭ×Ｍ個のスイッチが必要となり、部品点数が大幅に増加する。スイッチを機械接点にすれば寿命が問題となり、直流電流に対応した遮断器は大型・高コストである。半導体スイッチを用いる場合は電圧降下による損失増加が問題となる。

以上示したようなことから、両端が直列接続されたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンデンサ電圧バランスを均等にすることが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、１次側直流電源と、２次側直流電源と、前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された複数のセルと、を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの１次側直流コンデンサと、前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの２次側直流コンデンサと、各セルの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第１インバータと、各セルの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第２インバータと、各セルの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、各セルの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された各セルのトランスと、前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、を備え、１段目～ｎ（ｎ＝２以上の整数）段目に階層化し、１段目は前記セルとし、２段目は構成要素である前記セルの所定台数の集合体であるユニットとし、３段目は構成要素である前記ユニットの所定台数の集合体である装置とし、４段目以降は構成要素である前記装置の所定台数の集合体であるさらに上位の装置とし、前記制御部は、各集合体において各構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が集合体内で等しくなるように各構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、特定の構成要素の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが集合体内の他の構成要素に比べて大きい場合に、前記特定の構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう前記特定の構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、特定の構成要素の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが集合体内の他の構成要素に比べて小さい場合に、前記特定の構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう前記特定の構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが全構成要素のうち最小以外の構成要素で、当該構成要素の運転力率を低下させることを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが全構成要素のうち最小以外の構成要素で、当該構成要素が出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、第ｊ（ｊ＝１～ｙの整数）ユニット第ｋ（ｋ～１～ｚの整数）セルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、前記第ｊユニットのセルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー平均値と、の偏差である第１エネルギー偏差を算出する第１３減算器と、前記第１エネルギー偏差を増幅し第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値を出力する第４アンプと、第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧と前記第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値の和から第ｊユニットのセルの１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニット第ｋセルの１次側電圧偏差を算出する第１減算器と、第ｊユニット第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧と前記第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値の和から第ｊユニットのセルの２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差を算出する第２減算器と、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｊユニット第ｋセルの１次側電偏差にｎを乗算する第１巻数比乗算器と、電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｙユニット第ｋセルの１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｙユニット第ｋセルの２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｙユニット第ｋセルの１次側電圧偏差または前記第ｙユニット第ｋセルの２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第１スイッチと、前記第１スイッチの出力に第ｊユニット電圧制御偏差を加算する第８加算器と、前記第８加算器の出力を増幅して第ｊユニット第ｋセルの位相として出力する第１アンプと、前記第ｊユニット第ｋセルの位相に位相指令値を加算して第ｊユニット第ｋセルの位相差指令値として出力する第２加算器と、を備え、前記位相差指令値に基づいて第ｊユニット第ｋセルの前記第１インバータと前記第２インバータを制御することを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、第ｊユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーの平均値と、の偏差である第３エネルギー偏差を求める第１４減算器と、前記第３エネルギー偏差を増幅し第ｊユニットのアンバランス電圧指令値を出力する第５アンプと、第ｊユニットの１次側直流コンデンサ電圧と第ｊユニットのアンバランス電圧指令値の和からユニットの１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニットの１次側電圧偏差を算出する第１５減算器と、第ｊユニットの２次側直流コンデンサ電圧と第ｊユニットのアンバランス電圧指令値の和からユニットの２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニットの２次側電圧偏差を算出する第１６減算器と、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｊユニットの２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｊユニットの２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｊユニットの１次側電偏差にｎを乗算する第２巻数比乗算器と、前記電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｊユニットの１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｊユニットの２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｊユニットの１次側電圧偏差または前記第ｊユニットの２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第６スイッチと、前記第６スイッチの出力に第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置電圧制御偏差を加算する第９加算器と、前記第９加算器の出力にユニットのセル台数の逆数を乗算して前記第ｊユニット電圧制御偏差として出力する第８乗算器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、第ｊユニット第ｋセルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、第ｊユニットの各セルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、前記第２エネルギー偏差に第ｊユニットエネルギー偏差を加算する第１０加算器と、前記第１０加算器の出力を増幅する第３アンプと、第ｊユニット第ｋセルの１次側パルス幅指令値と第ｊユニット第ｋセルの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値と第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１２減算器と、第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値が第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値が第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｊユニット第ｋセルの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｊユニット第ｋセルの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分から、前記第ｊユニット第ｋセルの１次側交流電流検出値の直流成分を減算する第３減算器と、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分の符号を反転した値から、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側交流電流検出値の直流成分を減算する第４減算器と、前記第４スイッチの出力に、前記第３減算器の出力を増幅した値を加算して第ｊユニット第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、前記第４スイッチの出力から、前記第３減算器の出力を増幅した値を減算して第ｊユニット第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、前記第５スイッチの出力に、前記第４減算器の出力を増幅した値を加算して第ｊユニット第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、前記第５スイッチの出力から、前記第４減算器の出力を増幅した値を減算して第ｊユニット第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、前記第ｊユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーから、各ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値を減算する第１７減算器と、前記第１７減算器の出力に第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置エネルギー偏差を加算する第１１加算器と、前記第１１加算器の出力にユニットのセル台数の逆数を乗算して前記第ｊユニットエネルギー偏差を出力する第９乗算器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーの平均値と、の偏差である第４エネルギー偏差を求める第１８減算器と、前記第４エネルギー偏差を増幅して第ｉ装置のアンバランス電圧指令値を出力する第６アンプと、第ｉ装置の１次側直流コンデンサ電圧と第ｉ装置のアンバランス電圧指令値の和から装置の１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｉ装置の１次側電圧偏差を算出する第１９減算器と、第ｉ装置の２次側直流コンデンサ電圧と第ｉ装置のアンバランス電圧指令値の和から装置の２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｉ装置の２次側電圧偏差を算出する第２０減算器と、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｉ装置の２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｉ装置の２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｉ装置の１次側電偏差にｎを乗算する第３巻数比乗算器と、電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｉ装置の１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｉ装置の２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｉ装置の１次側電圧偏差または前記第ｉ装置の２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第７スイッチと、前記第７スイッチの出力に装置のユニット台数の逆数を乗算して前記第ｉ装置電圧制御偏差として出力する第１０乗算器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記制御部は、前記第ｉ装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーから、各装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値を減算する第２１減算器と、前記第２１減算器の出力に装置のユニット台数の逆数を乗算して前記第ｉ装置エネルギー偏差を出力する第１１乗算器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、ｚ（ｚ＝２以上の整数）台の前記セルの集合体を前記ユニットとし、ｙ（ｙ＝２以上の整数）台の前記ユニットの集合体を前記装置とし、前記装置を１台有し、各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御し、各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とする。

また、その一態様として、ｚ（ｚ＝２以上の整数）台の前記セルの集合体を前記ユニットとし、ｙ（ｙ＝２以上の整数）台の前記ユニットの集合体を前記装置とし、ｘ（ｘ＝２以上の整数）台の前記装置の集合体を上位の装置とし、前記上位の装置を１台有し、各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各セルの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御し、各前記装置において各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が前記装置内で等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御し、各前記装置の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各前記装置の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とする。

本発明によれば、両端が直列接続されたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンデンサ電圧バランスを均等にすることが可能となる。

実施形態１～４におけるＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成を示す図。実施形態１～４の位相差指令値演算部を示すブロック図。実施形態１，２のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。実施形態１～４のゲート信号生成部を示すブロック図。第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋと第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋとゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４の例を示す図。１次側から２次側へ電力を伝送するときの１次側直流コンデンサ電圧の影響を示す図。２次側から１次側へ電力を伝送するときの１次側直流コンデンサ電圧の影響を示す図。実施形態２のアンバランス電圧指令値演算部を示すブロック図。実施形態３のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。実施形態４のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。実施形態５におけるＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成を示す図。実施形態５における第ｊユニット第ｋセルの位相差指令値演算部を示すブロック図。実施形態５における第ｊユニット電圧制御偏差演算部を示すブロック図。実施形態５における第ｊユニット第ｋセルのパルス幅指令値演算部を示すブロック図。実施形態５における第ｊユニットエネルギー偏差演算部を示すブロック図。実施形態６におけるＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成を示す図。実施形態６における電圧制御偏差演算部を示すブロック図。実施形態６におけるエネルギー偏差演算部を示すブロック図。

以下、本願発明におけるＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態１～６を図１～図１８に基づいて詳述する。

［実施形態１］
本実施形態１～４は図１の回路に適用することを前提とする。左側を１次側、右側を２次側としてｍ台のセル（ＤＡＢコンバータ）を両側とも直列接続した構成である。１次側直流電源ＤＣ１と２次側直流電源ＤＣ２の間には第１～第ｍセルが接続される。

１次側直流電源ＤＣ１の両端間には、第１～第ｍセルの１次側直流コンデンサＣ１が直列接続される。各セルの１次側直流コンデンサＣ１の両端間には、それぞれ第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列接続される。また、各セルの１次側直流コンデンサＣ１の両端間には、第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が直列接続される。第１～第４スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を第１インバータとする。

２次側直流電源ＤＣ２の両端間には、第１～第ｍセルの２次側直流コンデンサＣ２が直列接続される。各セルの２次側直流コンデンサＣ２の両端間には、それぞれ第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が直列接続される。また、各セルの２次側直流コンデンサＣ２の両端間には、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８が直列接続される。第５～第８スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８を第２インバータとする。

なお、図１では、第１～第８スイッチング素子にコンデンサが並列接続されているが、このコンデンサは省略することも可能である。

第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点にはリアクトルＬ１の一端が接続される。第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点にはリアクトルＬ２の一端が接続される。第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の接続点にはリアクトルＬ３の一端が接続される。第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の接続点にはリアクトルＬ４の一端が接続される。

リアクトルＬ１の他端とリアクトルＬ２の他端との間にはトランスＴｒの１次巻線が接続される。リアクトルＬ３の他端とリアクトルＬ４の他端との間にはトランスＴｒの２次巻線が接続される。第１インバータ、第２インバータ、トランスＴｒ、１次側直流コンデンサＣ１、２次側直流コンデンサＣ２、リアクトルＬ１～Ｌ４で１つのセルとする。本実施形態１では、第１～第ｍ（ｍ：２以上の整数）セルを備えるものとする。

図１では、第１インバータ，第２インバータとトランスＴｒと間に直列にリアクトルＬ１～Ｌ４を接続しているが、リアクトルＬ１～Ｌ４の代わりにトランスＴｒの漏れインダクタンスとしてもよい。また、リアクトルＬ１～Ｌ４とトランスＴｒの漏れインダクタンスの両方としてもよい。

なお、１次側直流電源ＤＣ１の電圧をＶｄｃ１，２次側直流電源ＤＣ２の電圧をＶｄｃ２，第１～第ｍセルの１次側直流コンデンサＣ１の１次側直流コンデンサ電圧をＶｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍ，第１～第ｍセルの２次側直流コンデンサＣ２の２次側直流コンデンサ電圧をＶｄｃ２１～Ｖｄｃ２ｍ，第ｋセルの１次側交流電圧をＶ１ｋ、第ｋセルの２次側交流電圧をＶ２ｋ、第ｋセルの１次側交流電流をｉ１ｋ、第ｋセルの２次側交流電流をｉ２ｋとする。ここで、ｋ＝１～ｍの整数とする。

図２～４に本実施形態１における図１の回路構成の第ｋセルの制御部のブロック図を示す。制御部は第１，第２インバータのゲート信号を生成する。図２は第ｋセルの位相差指令値（θｋ）演算部のブロック図である。

第１ローパスフィルタＬＰＦ１は、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。

１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇは１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍの合計または１次側直流電圧Ｖｄｃ１のどちらかをセルの台数ｍで割った値である。

第１減算器１は、第１ローパスフィルタＬＰＦ１を適用した第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと第ｋセルのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇを減算し、第ｋセルの１次側電圧偏差を求める。本実施形態１では、Ｖｄｃｋ＊＝０である。

第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇは２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２１～Ｖｄｃ２ｍの合計または２次側直流電圧Ｖｄｃ２のどちらかをセルの台数ｍで割った値である。

第２減算器２は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２を適用した第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと第ｋセルのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇを減算し、第ｋセルの２次側電圧偏差を求める。

図２のＰ＊は、１次側と２次側間で伝送される電力指令値である。電力指令値Ｐ＊がプラスならば電力は１次側から２次側に伝送され、マイナスならば電力は２次側から１次側に伝送される。電力指令値Ｐ＊は外部から与えられる他、１次側直流電圧Ｖｄｃ１または２次側直流電圧Ｖｄｃ２どちらかの電圧制御や電流制御によって得られる場合もある。

第１比較器３は、電力指令値Ｐ＊がプラスであるか否かを判断する。第１巻数比演算器４は、第２減算器２の出力（２次側電圧偏差）にトランスＴｒの巻数比の逆数に－１を乗算した値を乗算する。また、第１巻数比演算器４は、第２減算器２の出力（２次側電圧偏差）に－１を乗算し、第１減算器１の出力（１次側電圧偏差）にトランスＴｒの巻数比ｎを乗算してもよい。ここで、トランスＴｒの巻数比は１次側：２次側＝１：ｎとする。

第１スイッチＳＷ１は、電力指令値Ｐ＊がプラスならば第ｋセルの１次側電圧偏差を、電力指令値Ｐ＊が零またはマイナスならば第１巻数比演算器４の出力を出力する。

第１スイッチＳＷ１の頻繁な切り替わりを防ぐため、電力指令値Ｐ＊が零付近ならば直前のスイッチの状態を維持させヒステリシス特性を持たせてもよい。また、電力指令値Ｐ＊が零ならば、第ｋセルの１次側電圧偏差と第１巻数比演算器４出力の平均値を出力してもよい。

第１アンプ５は、第１スイッチＳＷ１の出力を増幅し第ｋセルの位相θｋｂを出力する。今回は例として以下の２つを併用する。

比例アンプＰ１は、第１スイッチＳＷ１の出力に比例した値を出力する。ゲイン付き一次遅れフィルタ５ａは、第１スイッチＳＷ１の出力の低周波数成分を増幅する。

第１加算器６は、以上２つのアンプ出力を加算して位相θｋｂを出力する。第２加算器７は、位相θｋｂに別途与えられる位相指令値θ＊を加算し、第ｋセルの位相差指令値θｋを出力する。

位相指令値θ＊は直流側の電流や電圧のフィードバック制御によって与えられる場合もある。電力指令値Ｐ＊と第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋ，第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋから計算により求める場合もある。

ここでは、位相θｋｂ，位相指令値θ＊，第ｋセルの位相差指令値θｋはプラスの時に第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相が第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進みとなり、電力は１次側から２次側に伝送されるものとする。

図３にパルス幅指令値（Ｗ１ｋｐ，Ｗ１ｋｍ，Ｗ２ｋｐ，Ｗ２ｋｍ）演算部のブロック図を示す。

第３ローパスフィルタＬＰＦ３は、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分を抽出する。

第１乗算器８は、第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋに巻数比ｎを乗算する。第４ローパスフィルタＬＰＦ４は、第１乗算器８の出力（ｎ×ｉ２ｋ）から直流成分を抽出する。

なお、図３では、第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋにトランスＴｒの巻数比ｎを乗算したが、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋに巻数比ｎの逆数（１／ｎ）を乗算してもよい。

第３減算器９は、直流成分指令値から第３ローパスフィルタＬＰＦ３の出力を減算し偏差を求める。第４減算器１０は、直流成分指令値から第４ローパスフィルタＬＰＦ４の出力を減算し偏差を求める。実施形態１，２，３では、直流成分指令値は零である。

ＰＩアンプ１１は、第３減算器９で求めた偏差を増幅する。ＰＩアンプ１２は、第４減算器１０で求めた偏差を増幅する。

第３加算器１３は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋを入力としたＰＩアンプ１１の出力を加算し、第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐを出力する。

第５減算器１４は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋから、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋを入力としたＰＩアンプ１１の出力を減算し、第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍを出力する。

第４加算器１５は、第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋと、第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋを入力としたＰＩアンプ１２の出力を加算し、第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐを出力する。

第６減算器１６は、第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋから、第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋを入力としたＰＩアンプ１２の出力を減算し、第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍを出力する。

図４にゲート信号生成部のブロック図を示す。

第２乗算器１７は、第ｋセルの位相差指令値θｋを０．５倍する。第３乗算器１８は、第２乗算器１７の出力（０．５θｋ）に－１を乗算して符号を反転させる。

ゲート生成器１９は、第２乗算器１７の出力（０．５θｋ）と、前述した第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍを入力し、デッドタイムを付加してゲート信号Ｔ１ｋ１，Ｔ１ｋ２，Ｔ１ｋ３，Ｔ１ｋ４を出力する。ゲート信号Ｔ１ｋ１が第ｋセルの第１スイッチング素子Ｓ１を、ゲート信号Ｔ１ｋ２は第２スイッチング素子Ｓ２を、ゲート信号Ｔ１ｋ３は第３スイッチング素子Ｓ３を、ゲート信号Ｔ１ｋ４は第４スイッチング素子Ｓ４を制御する。

ゲート生成器２０は、第３乗算器１８の出力（－０．５θｋ）と、第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍを入力し、デッドタイムを付加してゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４を出力する。ゲート信号Ｔ２ｋ１が第ｋセルの第５スイッチング素子Ｓ５を、ゲート信号Ｔ２ｋ２は第６スイッチング素子Ｓ６を、ゲート信号Ｔ２ｋ３は第７スイッチング素子Ｓ７を、ゲート信号Ｔ２ｋ４は第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。

図５に第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋと第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋとゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４の例を示す。この例では第ｋセルの位相差指令値θｋはプラスであり、第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相が第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進み、電力は１次側から２次側に伝送される。

本実施形態１では、ある程度の電力伝送が行われている条件下でのコンデンサ電圧のバランス制御を示す。図６，図７を用いてバランス制御の方針を説明する。

図６は、図１から１次側のみを抽出したものである。電力は１次側から２次側に伝送され、各セルの伝送電力は等しいとする。第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも過剰であり、第ｍセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍが１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも不足している場合を考える。

ＤＡＢセルは直列接続であるため、各セルを流れる直流電流は一定である。第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは他のセルの１次側直流コンデンサ電圧よりも大きいため、第ｋセルが入力する電力も増加する。しかし、第ｋセルが２次側に伝送する電力は他のセルと等しいため、入力電力は過剰となり１次側直流コンデンサＣ１に充電され、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋはさらに増加してしまう。

第ｍセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは他のセルの１次側直流コンデンサ電圧よりも小さく、第ｍセルが入力する電力は減少する。他のセルと等しい電力を伝送するには第ｍセルの１次側直流コンデンサＣ１を放電することになり、第ｍセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍはさらに減少してしまう。

以上より、電力が１次側から２次側に伝送される場合、１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは不安定であり、制御を必要とする。

一方、図７に示すように電力が２次側から１次側に伝送される場合を考える。図７は図１から１次側のみを抽出したものである。第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは他のセルの１次側直流コンデンサ電圧よりも大きく、第ｋセルが出力する電力も増加する。しかし、第ｋセルが２次側から受け取る電力は他のセルに等しいため、出力電力に対して入力電力は不足しその分は第ｋセルの１次側直流コンデンサＣ１の放電によって補われる。そのため第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは減少する。

第ｍセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは他のセルの１次側直流コンデンサ電圧よりも小さく、第ｍセルが出力する電力も減少する。第ｍセルが２次側から受け取る電力は他のセルに等しいため、第ｍセルが２次側から受け取る電力は出力に対して過剰となり、過剰分は第ｍセルの１次側直流コンデンサＣ１に充電され第ｍセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは増加する。

以上より、電力が２次側から１次側に伝送される場合、１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは安定であり、ある程度の偏差は生じるが制御不要で自発的にバランスする。このバランス効果は伝送電力が大きくなるほど高くなるが、伝送電力が小さければバランスしにくくなり偏差が大きくなる。伝送電力が零であればバランス効果もなくなり不安定になる。

本実施形態１では、電力指令値Ｐ＊がプラスで電力が１次側から２次側に伝送される場合には１次側直流コンデンサ電圧をバランスさせる。図２に示すように、電力指令値Ｐ＊がプラスの場合第１スイッチＳＷ１は上側に切り替わり、第１アンプ５には第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇとの偏差が入力される。

第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが過剰ならば偏差はプラスであり、第１アンプ５で増幅された位相θｋｂもプラスとなる。その結果、第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相は第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進み、その位相差は他のセルよりも大きくなる。第ｋセルでは他のセルよりも大きな電力が１次側から２次側に伝送され、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが減少し偏差が小さくなる。

第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが不足していれば偏差はマイナスとなる。第ｋセルが１次側から２次側に伝達する電力は他のセルよりも小さくなり、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが増加する。

以上の動作により１次側コンデンサ電圧がバランスする。一方で、１次側コンデンサ電圧のバランスに必要な電荷は２次側コンデンサから供給するため２次側のコンデンサ電圧バランスは悪化する。

しかし、前述したように２次側のコンデンサ電圧バランスは安定である。そのためある程度の偏差は生じるが、２次側コンデンサ電圧はセルから伝送される電力と出力される電力の均衡がとれるところに収束する。

電力指令値Ｐ＊が零またはマイナスで電力が２次側から１次側に伝送される場合には２次側のコンデンサ電圧をバランスさせる。電力指令値Ｐ＊がマイナスの場合は第１スイッチＳＷ１は下側に切り替わり、第１アンプ５には第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇとの偏差が入力される。

第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが過剰ならば偏差はマイナスになり第１アンプ５で増幅された位相θｋｂもマイナスとなる。第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相は第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して遅れ、位相差は他のセルよりも大きくなる。第ｋセルでは他のセルよりも大きな電力が２次側から１次側に伝送され、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが減少する。

第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが不足していれば偏差はプラスとなる。第ｋセルが１次側から２次側に伝送する電力は他のセルよりも小さくなり、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが増加する。

１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは制御を行わないが自発的に安定となる。

図２の第１アンプ５には積分器を使用していない。この理由を説明する。積分器は直流のゲインが無限となり、直流の偏差を零にして制御対象であるコンデンサ電圧を指令値に等しくするという特徴がある。

しかし、今回の制御対象である図１では、セルコンデンサ電圧の合計（１次側ではＶｄｃ１）は接続された電圧源や別途用意する直流電流一定制御など外部の要因によって決定する。そのためｍ－１台のセルコンデンサ電圧が決定すれば、残り１台のコンデンサ電圧は必然的に決定される。制御対象の自由度はｍ－１であるが、これにｍ個の制御器で制御を行うと自由度が不足し制御が不安定になる。

特に検出器に誤差がある場合には、あるセルの積分アンプが誤差も含めた偏差を零にしようと出力を増加し、それが他のセルの偏差を増加させることになりそのセルの積分アンプが出力を増加、とアンプ出力が際限なく増加してしまう恐れがある。

その対策として、直流のゲインを有限に抑えわずかではあるが残った偏差を許容するように比例アンプＰ１とゲイン付き一次遅れフィルタ５ａで制御を行う。他の対策としては、ｍ－１台のセルで図２のアンプをＰＩアンプに置換したバランス制御を行い、残りのセル（例えば第１セル）では図２のバランス制御を行わず位相θ１ｂを零で固定してもよい。

図２では電力指令値Ｐ＊が零の場合は２次側直流コンデンサ電圧をバランスさせるが、１次側直流コンデンサ電圧をバランスさせてもよい。無負荷での待機状態など電力指令値Ｐ＊が零に近く頻繁に符号が変わる場合には、位相θｋｂの急変の頻発を防ぐために第１スイッチＳＷ１の切り替わりにヒステリシス特性を持たせてもよい。

１次側電圧偏差と２次側電圧偏差の平均値を第１アンプ５に入力して制御を行ってもよい。すなわち、第１アンプ５は、電力指令値Ｐ＊が第１閾値よりも大きい場合は１次側電圧偏差を増幅し、電力指令値Ｐ＊が第２閾値よりも小さい場合は２次側電圧偏差を増幅し、電力指令値Ｐ＊が第２閾値以上第１閾値未満の場合は１次側電圧偏差または２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方（平均値）の和を増幅し、あるいは０を第ｋセルの位相θｋｂとして出力する。

ただし、本実施形態１単独では電力指令値Ｐ＊＝０においてコンデンサ電圧をバランスすることができない。この問題には、後述する実施形態３と組み合わせる必要がある。

本実施形態１は、伝送される電力の絶対値が十分大きければ制御を行わない側のコンデンサ電圧のバランス偏差を十分小さく保つことができる。しかし、負荷が軽くなり伝送電力の絶対値が小さくなると偏差が大きくなってしまうという問題がある。

以上示したように、本実施形態１によれば、ある程度伝送電力が大きな条件では１次側・２次側両方の直流コンデンサ電圧のバランスを保つことができる。

また、特定のセルへの電圧責務集中を防ぎ、過電圧による過熱や部品の破損、サージによるスイッチング素子の破損を防ぐことができる。

また、部品の耐圧を高くする必要がなくなりコストを下げることができる。また、従来技術に比べて補助回路が不要のため、コスト低減の他に装置を小型化できる。

［実施形態２］
図８に、本実施形態２における第ｋセルのアンバランス電圧指令値（Ｖｄｃｋ＊）演算部のブロック図を示す。

第５ローパスフィルタＬＰＦ５は、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去して直流成分を抽出する。第６ローパスフィルタＬＰＦ６は、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの直流成分を抽出する。

第４乗算器２１は、第５ローパスフィルタＬＰＦ５を適用した第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの自乗を求める。第５乗算器２２は、第６ローパスフィルタＬＰＦ６を適用した第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの自乗を求める。

第６乗算器２３は、第４乗算器２１の出力に、１次側コンデンサ容量Ｃ１を２で割った値を乗算する。第７乗算器２４は、第５乗算器２２の出力に、２次側コンデンサ容量Ｃ２を２で割った値を乗算する。

第５加算器２５は、第６，第７乗算器２３，２４の出力を加算し、第ｋセルの両側に接続された１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギーＥｋを求める。

第７減算器２６は、エネルギーＥｋと、全セルの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギーの平均値Ｅａｖｇと、の偏差である第１エネルギー偏差を求める。

第２アンプ２７は、第７減算器２６の出力にゲインＧ２をかけて増幅する。ゲインＧ２は固定値とするほか、図８に示したように、ゲイン調整器２８において、電力指令値Ｐ＊が零付近の時は小さくするなど、電力指令値Ｐ＊に基づいて値を変化させてもよい。第２アンプ２７の出力がアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊となる。

本実施形態２では、実施形態１の問題点の１つである軽負荷時の偏差を小さくする方法を説明する。

本実施形態２では、まず第ｋセルの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギーＥｋを求める。次に、同様に求めた各セルのエネルギーの平均値ＥａｖｇとエネルギーＥｋとの偏差を計算する。これをゲインＧ２で増幅し、得られた値を第ｋセルのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊とする。

本実施形態２の動作を説明する。例としてＰ＊＞０で１次側直流コンデンサ電圧が制御対象とする。このとき、Ｖｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍは実施形態１の制御によりほぼ等しい値となるため、１次側直流コンデンサの蓄積エネルギーはほぼ等しくなる。

エネルギーＥｋには、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの大きさが反映される。第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇよりも大きい場合、エネルギーＥｋもエネルギーの平均値Ｅａｖｇより大きくなり、アンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊はプラスとなる。

このアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊が図２の第１，第２減算器１，２に入力される。第１減算器１は、第１ローパスフィルタＬＰＦ１を適用した第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと第ｋセルのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇを減算し、第ｋセルの１次側電圧偏差を求める。

その結果、バランス制御の指令値（Ｖｄｃ１ａｖｇ－Ｖｄｃｋ＊）は小さくなり第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋも減少する。各セルを流れる直流電流は一定であるため、第ｋセルが１次側直流電圧Ｖｄｃ１から受け取る電力は減少する。第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは制御対象であるため、受け取る電力の減少は第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの大きさに反映され、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋは減少し２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇに近づけることができる。

Ｐ＊＜０で２次側コンデンサ電圧が実施形態１の制御対象の場合、エネルギーＥｋには第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの大きさが反映される。第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも小さい場合、エネルギーＥｋもエネルギーの平均値Ｅａｖｇより小さくなり、アンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊はマイナスとなる。

このアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊が図２の第１，第２減算器１，２に入力される。第２減算器２は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２を適用した第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと第ｋセルのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇを減算し、第ｋセルの２次側電圧偏差を求める。

その結果、バランス制御の指令値（Ｖｄｃ２ａｖｇ－Ｖｄｃｋ＊）は大きくなり第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋも増加する。第ｋセルが２次側直流電圧Ｖｄｃ２から受け取る電力は増加し、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを増加させ１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇに近づけることができる。

本実施形態２では、Ｐ＊＞０における１次側およびＰ＊＜０における２次側、すなわち電力伝送の上流側のコンデンサ電圧バランス偏差を意図的に少しだけ発生させる。これにより、Ｐ＊＞０における２次側およびＰ＊＜０における１次側、すなわち下流側のコンデンサ電圧バランス偏差を改善することができる。

本実施形態２では、第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）セルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋが他のセルに比べて大きい場合に第ｋセルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋセルの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋセルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋが他のセルに比べて小さい場合に第ｋセルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋセルの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。

本実施形態２では、第２アンプ２７の入力が電力伝送の下流側コンデンサ電圧ではなくセルの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値としている。その理由を説明する。Ｐ＊＞０の場合、第２アンプ２７の入力をＶｄｃ２ｋ－Ｖｄｃ２ａｖｇとすることも考えられる。

しかし、例えば第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが大きい場合、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを小さくすることで第ｋセルの２次側直流コンデンサＣ２が受け取る電力を減少させる。しかし、第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを下げるには第ｋセルの１次側直流コンデンサＣ１を放電することになる。放電された電荷はＤＡＢコンバータを経由して第ｋセルの２次側直流コンデンサＣ２に移動するため、第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋはさらに増加してしまう。

すると、前述の動作により第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋをさらに小さくしようとしてしまう。そのため、制御系が不安定になりやすくなり、ゲインＧ２には大きな値を設定できず効果は非常に小さくなってしまう。

一方、１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギーＥｋならばコンデンサ電圧とは異なり電荷を移動しても一定であるため、制御系は安定しやすく高いゲインを設定でき十分な効果を得ることができる。

前述したように、第２アンプ２７の入力をエネルギーＥｋとした方が望ましいが、第２アンプ２７の入力を下流側の直流コンデンサ電圧としてもよい。この場合、第ｋセルの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のセルに比べて大きい場合に第ｋセルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋセルの第１インバータ、第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋセルの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のセルに比べて小さい場合に第ｋセルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋセルの第１インバータ、第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。

本実施形態２では負荷があれば効果を得られるが、無負荷では電力伝送の上流側のコンデンサ電圧を変更しても受け取る電力が零で差が生じないため、効果が得られない。そのため、電力指令値Ｐ＊が零付近の場合はゲインＧ２を零にして不要な偏差を発生させないようにしてもよい。

本実施形態２は、実施形態１と組み合わせることで伝送される電力の絶対値が小さくてもコンデンサ電圧のバランス偏差を十分小さく保つことができる。しかし、無負荷の場合では制御手段を喪失し偏差が大きくなってしまうという問題がある。

実施形態１と実施形態２を併用することにより、伝送電力が小さな条件においても１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保つことができる。

実施形態１に比べると、バランスを均等にできた側は少しだけバランスが悪化してしまうが、実施形態１では偏差が生じてしまった側の電圧バランスを改善することができる。

これにより、部品の耐圧を実施形態１よりも小さくできる。実施形態３を単独で、または実施形態１と併用した場合と比較して、伝送電力が小さな条件での損失を低くすることができる。

［実施形態３］
図９に本実施形態３のパルス幅指令値（Ｗ１ｋｐ，Ｗ１ｋｍ，Ｗ２ｋｐ，Ｗ２ｋｍ）演算部のブロック図を示す。図９は図３に対して以下の点が異なる。

本実施形態３では、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋは以下のように求めることを想定している。

１次側直流電圧Ｖｄｃ１と巻線比を考慮した２次側直流電圧Ｖｄｃ２／ｎを比較し、電圧が小さい方のパルス幅指令値は、例えば０．７～１程度の１に近い固定値とする。または、電力指令値Ｐ＊が零に近いときは小さく、電力指令値Ｐ＊が零から離れるほど大きくなる上限を０．７～１程度とした可変値としてもよい。

また、電圧が大きい方のパルス幅指令値は以下の（１）式のＷ₁とする。なお、（１）式のＷ₂は電圧が小さい方のパルス幅指令値である。また、（１）式のθは、電力指令値Ｐ＊と、２次側直流電圧Ｖｄｃ２と２次側直流電流Ｉｄｃ２の積をローパスフィルタでノイズを除去した値と、の偏差をＰＩアンプで増幅した値である。

第８減算器２９は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋから第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを減算する。第２比較器３０は、第８減算器２９の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋかどうかを判定する。第２比較器３０は、後述するスイッチの頻繁な切り替わりを避けるためヒステリシス特性を持たせてもよい。

第２スイッチＳＷ２は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならＷ２ｋ、Ｗ１ｋ≦Ｗ２ｋならＷ１ｋ、すなわちＷ１ｋとＷ２ｋのうち小さい方を出力する。第３スイッチＳＷ３は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならＷ１ｋ、Ｗ１ｋ≦Ｗ２ｋならＷ２ｋ、すなわちＷ１ｋとＷ２ｋのうち大きい方を出力する。

第９減算器３１は、第ｋセルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋと、各セルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち全セル中の最小値Ｅｍｉｎと、の偏差である第２エネルギー偏差を求める。

第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプ３２は、今回は例として以下の２つを併用する。比例アンプＰ２は、第９減算器３１で求めた第２エネルギー偏差に比例した値を出力する。ゲイン付き一次遅れフィルタ３２ａは、第９減算器３１で求めた第２エネルギー偏差の低周波数成分を増幅する。第６加算器３３は、比例アンプＰ２の出力とゲイン付き一次遅れフィルタ３２ａの出力を加算する。

第７加算器３４は、第３アンプ３２の出力と第２スイッチＳＷ２の出力を加算する。第１リミッタ３５は第７加算器３４の出力を制限する。第１リミッタ３５の上限は通常１，下限は０．２など零よりも大きな値である。上限は１より少し小さな値としてもよい。

第１０減算器３６は、第１リミッタ３５の入力と出力の差分を求め、第１リミッタ３５を超過した値を出力する。第１１減算器３７は、第３スイッチＳＷ３の出力から第１０減算器３６の出力を減算する。第２リミッタ３８は、第１１減算器３７の出力を制限する。第２リミッタ３８の上限・下限の設定は、第１リミッタ３５と同様である。

第４スイッチＳＷ４は、第１リミッタ３５，第２リミッタ３８両方の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならば第２リミッタ３８の出力を出力し、それ以外ならば第１リミッタ３５の出力を出力する。

第４スイッチＳＷ４の出力する値は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋの大小関係に依存せず、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋにアンプ出力が加算された値である。

第５スイッチＳＷ５は、第１リミッタ３５，第２リミッタ３８両方の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならば第１リミッタ３５の出力を出力し、それ以外ならば第２リミッタ３８の出力を出力する。

第５スイッチＳＷ５の出力する値は、第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋの大小関係に依存せず、第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋからアンプ出力が減算された値である。

第３加算器１３は、第４スイッチＳＷ４の出力に第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分をＰＩアンプ１１で増幅した値を加算し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐとして出力する。第５減算器１４は、第４スイッチＳＷ４の出力から第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分をＰＩアンプ１１で増幅した値を減算し、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍとして出力する。

第４加算器１５は、第５スイッチＳＷ５の出力に第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分をＰＩアンプ１２で増幅した値を加算し、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐとして出力する。第６減算器１６は、第５スイッチＳＷ５の出力から第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分をＰＩアンプ１２で増幅した値を減算し、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。

本実施形態３では、これまでの実施形態１，２の問題点であった無負荷時のコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする方法を説明する。

まず、実施形態２と同様に第ｋセルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋを計算し入力する。また、各セルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち全セル中の最小値Ｅｍｉｎを求め、第ｋユニットのエネルギーＥｋとの偏差である第２エネルギー偏差を第３アンプ３２に入力する。

第３アンプ３２の出力に基づいて第ｋセルの１次側交流電圧Ｖ１ｋ，第ｋセルの２次側交流電圧Ｖ２ｋのパルス幅を操作する。操作は、まずパルス幅の狭い方を広げ、リミッタを超過したらパルス幅の広い方を狭くする。

２次側直流電圧Ｖｄｃ２が小さく２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋ＝０．７～１、１次側直流電圧Ｖｄｃ１が大きく１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ＝（１）式とし、かつ第ｋセルの直流コンデンサ蓄積エネルギーＥｋが最小ではない場合を例に本実施形態３の動作を説明する。

第３アンプの出力が零のとき、第ｋセルの２次側インバータ出力電圧のパルス幅は広く設定され交流側は力率１で動作する。１次側インバータ出力電圧はパルス幅が狭く設定されトランスやリアクトルに供給する無効電力をすべて分担する。これにより１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，２次側交流電流検出値ｉ２ｋを小さくして銅損や導通損を低減する。

ここで、第ｋセルの直流コンデンサ蓄積エネルギーＥｋが最小ではない場合は第３アンプの出力がプラスとなり、パルス幅の狭い第ｋセルの１次側インバータ出力電圧のパルス幅を広げることで、交流側に供給される無効電力は過剰になり、第ｋセルの２次側インバータは進み力率で運転する。

不要な無効電力のやりとりが発生することにより１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，２次側交流電流検出値ｉ２ｋの振幅が増加し銅損や導通損も増加、コンデンサ電圧の放電を促す。

第ｋセルの１次側インバータ出力電圧のパルス幅を１まで広げてもコンデンサ電圧の放電が不十分な場合、第ｋセルの２次側インバータ出力電圧のパルス幅を狭くする。これにより交流側に供給される無効電力をさらに大きくし、コンデンサ電圧をさらに小さくすることができる。

コンデンサ蓄積エネルギーが最小のセルは第３アンプの出力が零のためパルス幅の変更が行われず、２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋ＝０．７～１、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ＝（１）式と同じ動作になり、損失を小さくしてコンデンサの放電を抑制する。以上の動作によりコンデンサ電圧のバランスを改善する。

本実施形態３では、１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋが最小以外のセルで、当該セルの出力する無効電力が大きくなるように（運転力率を低下させるように）１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋのうち小さい方のパルス幅を広げ、または、大きい方のパルス幅を狭め、または両方行って、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。

また、第ｋセルの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が最小以外のセルで、当該セルの出力する無効電力が大きくなるように（運転力率を低下させるように）１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋのうち小さい方のパルス幅を広げ、または、大きい方のパルス幅を狭め、または両方行って、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力してもよい。

本実施形態３では、パルス幅に第１，第２リミッタ３５，３８を設定している。第１，第２リミッタ３５，３８の上限は通常１であるが、０．７～０．９５程度に設定してもよい。第１，第２リミッタ３５，３８の下限を０に設定すると交流側電圧が出力されず電力伝送ができなくなり制御不能に陥る。そのため例えば０．２程度など０より大きな値に設定する。

本実施形態３ではパルス幅の操作として狭い方を広げることを優先しているが、逆に広い方を狭くすることを優先してもよい。また、両方を均等に操作してもよい。

本実施形態３の第３アンプ３２のゲインＰ２，ゲインＧ２は一定としている。しかし、実施形態１，２により負荷がある状態ならば実施形態３を適用しなくてもコンデンサ電圧をバランスさせることができる。そのため、電力指令値Ｐ＊が０でなければゲインを０に切り替えてもよく、損失を抑えることができる。電力指令値Ｐ＊の絶対値が０．１以上などある程度大きな条件でゲインを０に設定してもよく、軽負荷でも意図的に損失を発生させることで効率は少し低下してしまうがコンデンサ電圧バランスの偏差を小さくすることもできる。ゲインの切り替えにはヒステリシス特性を持たせてもよく、電力指令値Ｐ＊の絶対値に基づきゲインを変化させてもよい。

実施形態３では意図的に損失を発生させるため、当然セルの熱責務が増加する。しかし、実施形態３の適用は無負荷あるいは軽負荷を想定し、このときの損失としては銅損・導通損・スイッチング損は非常に小さく鉄損を始めとする無負荷損が大半を占め、無負荷損が最大のセルに合わせて他のセルの損失を揃えているに過ぎず、損失の増加は小さい。

例えば、トランスＴｒの鉄心にひびが入り該当箇所の磁束密度が増加しヒステリシス損が増加した、積層鋼板の絶縁が衝撃で破損し渦電流損が増加した、経年劣化でコンデンサの漏れ電流が増加した、などの異常による極端な損失増加が発生しない限り、冷却機構の大型化は不要である。

本実施形態３によれば、伝送電力が零の条件においても１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保ち運転を継続することができる。無負荷で待機する状況が頻発する用途においてもこの構成のコンバータを適用することができる。

実施形態１や実施形態２と併用することで、伝送電力がある条件において損失は増加してしまうが直流コンデンサの電圧バランスの偏差をより小さくできる。

また、ある程度伝送電力が大きな条件では本実施形態３の制御ゲインを小さくすることで本実施形態３を無効化し、効率低下を防ぐことができる。また、後述する実施形態４とは異なり直流側に発生するリプルは基本波周波数の２倍となるので、小さなフィルタで除去できる。

［実施形態４］
図１０に本実施形態４のパルス幅指令値（Ｗ１ｋｐ，Ｗ１ｋｍ，Ｗ２ｋｐ，Ｗ２ｋｍ）演算部のブロック図を示す。図１０は図９に対して以下の点が異なる。

本実施形態４では、第１２減算器３９を追加している。第１２減算器３９は、第２リミッタ３８の入力と出力の差分を求め、第２リミッタ３８を超過した値を出力する。

この第１２減算器３９の出力は、第ｋセルの１次側交流電流の直流成分指令値とし、第３減算器９で用いる。また、第１２減算器３９の出力の符号を反転した信号は、第ｋセルの２次側交流電流の直流成分指令値とし、第４減算器１０で用いる。

第３減算器９は第１２減算器３９の出力から第３ローパスフィルタＬＰＦ３の出力を減算する。第４減算器１０は第１２減算器３９の出力の符号を反転した値から第４ローパスフィルタＬＰＦ４の出力を減算する。

実施形態３は、パルス幅を変化させることで損失を意図的に増加させ無負荷時のコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする。しかし、変化させることのできるパルス幅に制限があり、上記のようなこれを上回るコンデンサ電圧バランス外乱が発生した場合には対処できない。

本実施形態４は、無負荷においてより大きなバランス外乱が発生した場合でもコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする方法を説明する。

実施形態３では、狭い方のパルス幅を広げる操作を行うが、操作量がリミッタを超過した分については広い方のパルス幅を狭くする操作を行い、ここでもリミッタを超過したらその分は操作を行わない。

本実施形態４では、広い方のパルス幅を狭くする操作についてもリミッタを超過した分を検出し、超過分を第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分の指令値とした。

第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋに直流成分を重畳することでより大きな損失を発生させコンデンサを放電することができる。

与える直流成分指令値は、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋと第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋで逆向きに設定した。本実施形態４では、第１乗算器８は、１次側交流電流検出値ｉ１ｋを１／ｎ倍、または、２次側交流電流検出値ｉ２ｋをｎ倍する。これにより高周波トランス内部の鉄心で１次側・２次側両方の電流により発生する磁束の直流成分が互いに打ち消し合うため、鉄心の磁気飽和を防ぐことができる。

本実施形態４では、１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋが全セル中最小以外のセルで、当該セルが出力する電流の直流成分が大きくなるように１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。

また、電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が最小以外のセルで、当該セルが出力する電流の直流成分が大きくなるように１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力してもよい。

本実施形態４では、損失を発生させる手段として交流側の無効電力増加の優先度を高く、交流電流への直流重畳の優先度を低くした。この理由を説明する。無効電力を増加すると、直流側には基本波周波数の２倍のリプルが発生する。直流重畳の場合は基本波周波数に等しい周波数のリプルが発生する。リプル周波数が低いと、同じコンデンサ容量でも電圧リプルの振幅が大きくなる、除去に大型のフィルタが必要になる、といった問題が生じる。そのため、発生するリプル周波数の高い手段を優先した。

本実施形態４の適用が必要なほど大きなバランス外乱としては、トランスやコンデンサの異常の他、セル内への異物混入による放電、セルの絶縁破壊などが考えられる。そこで、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分指令値を積算してその値をメンテナンスなどで定期的に確認、積算値の大きなセルが存在すれば他のセルに劣化や異常が発生したと考え、最も積算値の小さなセルを交換し故障を未然に防ぐといった運用を行うことも考えられる。

本実施形態４によれば、伝送電力が零の条件においてより大きなバランス外乱が発生した場合でも１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保ち運転を継続することができる。

また、直流側には基本波周波数に等しい周波数のリプルが発生してしまうが、これを最小限に抑えることができる。

なお、本発明は非特許文献１に示されているような複数台のＤＡＢ方式コンバータの一端がすべて直列接続され、もう一端が直列・並列接続を組み合わせた構成にも適用することができる。この場合、複数台のＤＡＢ方式コンバータのうち一端が直列に、もう一端が並列に接続した単位セルが複数直列接続されていると見なし、単位セル内部の直列コンデンサ電圧バランス制御は既存の制御法を適用する。各単位セルのコンデンサ電圧のバランス制御は本発明を適用する。

［実施形態５］
実施形態１～４は、両端が直列接続された複数のセル（ＤＡＢ方式コンバータ）のコンデンサ電圧バランスを均等に保つ制御法である。伝送電力の向きや大きさにかかわらず適用でき、補助回路を使用しないという特長がある。

しかし、この制御法にはセル台数が増加するとセル間の通信負荷の増加、配線ケーブルの複雑化といった問題点がある。この制御法では、入力に１次側，２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇ，Ｖｄｃ２ａｖｇ、および、１次側，２次側直流コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積されたエネルギーの平均値Ｅａｖｇを必要とする。この１次側，２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇ，Ｖｄｃ２ａｖｇ、エネルギーの平均値Ｅａｖｇを求めるためには各セルに他のすべてのセルの１次側，２次側直流コンデンサ電圧を入力しなければならない。

別途、上位基板など平均値を求める手段を別で用意する方法も考えられる。しかし、この上位基板にはすべてのセルの１次側・２次側直流コンデンサ電圧の入力が必要である。また、上位基板から出力された平均値はすべてのセルに入力しなければならない。

非特許文献１の実施形態３では、片側を直列に、もう片側を並列に接続した複数台のＤＡＢ方式コンバータで１台のユニットを構成し、そのユニットを複数台、両側を直列に接続した電力変換装置の制御法が開示されている。

各ユニット内部の直並列制御とユニットの直列制御は独立であるため、ユニット直列制御では各コンバータの直流電圧をすべて把握する必要はなく、配線ケーブルや通信情報量を削減することができる。しかし、この方式はすべてのコンバータが両側とも直列に接続した構成には対応できない。さらに、ユニットの直列制御には別途補助回路が必要となる。

本実施形態５では、すべてのセル（ＤＡＢコンバータ）の両側が直列に接続された構成を対象とした電圧バランスを均等に保つ制御法において、配線ケーブルの簡略化および通信情報量を削減する方法を説明する。

図１１は、ｙ×ｚ台のＤＡＢコンバータが両側で直列接続された構成である。本実施形態５は図１１の回路に適用する。図１１では、１台のＤＡＢコンバータをセルと呼称し、構成要素であるセルのｚ台の集合体をユニットと呼称する。また、構成要素であるユニットのｙ台の集合体で１台の装置を構成する。

換言すると、本実施形態５のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側直流電源ＤＣ１と、２次側直流電源ＤＣ２と、１次側直流電源ＤＣ１と２次側直流電源ＤＣとの間に接続された第１ユニット～第ｙ（ｙ＝２以上の整数）ユニットと、を備える。第１ユニット～第ｙユニットはそれぞれ第１セル～第ｚ（ｚ＝２以上の整数）セルと、を有する。

図１１において、ＤＣＰは１次側直流電源、ＤＣＳは２次側直流電源、Ｃｐは１次側直流コンデンサ、Ｃｓは２次側直流コンデンサ、Ｖｄｃｐは１次側直流電源ＤＣＰの１次側直流電圧、Ｖｄｃｓは２次側直流電源ＤＣＳの２次側直流電圧を示す。また、１１は第１ユニット、１２は第２ユニット、１ｙは第ｙユニットを示す。さらに、１１１は第１ユニット第１セル、１１２は第１ユニット第２セル、１１ｚは第１ユニット第ｚセル、１２１は第２ユニット第１セル、１２ｚは第２ユニット第ｚセル、１ｙ１は第ｙユニット第１セル、１ｙｚは第ｙユニット第ｚセルを示す。

また、Ｖｄｃｐ１１１は１次側直流コンデンサ電圧、Ｖｄｃｓ１１１は２次側直流コンデンサ電圧、ｉｐ１１１は１次側交流電流検出値、ｉｓ１１１は２次側交流電流検出値である。各符号の末尾に記載された３桁の英数字はセルの番号を示し、２桁の英数字はユニットの番号を示す。例えば、Ｖｄｃｐ１１１は第１ユニット第１セルの１次側直流コンデンサ電圧を示し、Ｖｄｃｐ１１は第１ユニットの１次側直流コンデンサ電圧（第１ユニットの第１セル～第ｚセルの１次側直流コンデンサ電圧を加算した値）を示す。

図１２～１５に本実施形態５の制御部を示す。図１２は第ｊ（ｊ＝１～ｙの整数）ユニット第ｋ（ｋ＝１～ｚの整数）セルの位相差指令値（θ１ｊｋ）演算部のブロックである。図１２は、実施形態１（図２）と実施形態２（図８）に相当する。図１２は以下により構成される。

Ｅ１ｊｋは、第ｊユニット第ｋセルの１次側・２次側直流コンデンサＣｐ，Ｃｓの両方に蓄積されたエネルギーである。エネルギーＥ１ｊｋは、以下により求める（図示省略）。

第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊｋ，２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊｋにＬＰＦを適用し、結果を２乗しそれぞれ１次側・２次側直流コンデンサ容量Ｃｐ，Ｃｓをかけ、２で割った値を足し合わせる。すなわち、Ｅ１ｊｋ＝Ｃｐ×Ｖｄｃｐ１ｊｋ²／２＋Ｃｓ×Ｖｄｃｓ１ｊｋ²／２である。

Ｅ１ｊａｖｇは、第ｊユニットの各セルの１次側・２次側直流コンデンサＣｐ，Ｃｓの両方に蓄積されたエネルギーの平均値である。

第１３減算器４０は、エネルギーＥ１ｊｋとエネルギーの平均値Ｅ１ｊａｖｇとの偏差である第１エネルギー偏差を求める。第４アンプ４１は、第１３減算器４０の出力にゲインＧ２をかけて増幅する。ゲインＧ２は固定値とするほか、図示のゲイン調整器４２のように電力指令値Ｐ＊が零付近の時は小さくするなど、電力指令値Ｐ＊に基づいて値を変化させてもよい。第４アンプ４１の出力が、第ｊユニット第ｋセルの直流コンデンサ電圧のアンバランス電圧指令値Ｖｄｃ１ｊｋとなる。

Ｖｄｃｐ１ｊｋは、第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧である。ローパスフィルタＬＰＦ１は、第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。

Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇは、第ｊユニット各セルの１次側直流コンデンサ電圧平均値である。第ｊユニット各セルの１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇは第ｊユニット各セルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊ１～Ｖｄｃｐ１ｊｚの合計または第ｊユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊのどちらかを１ユニットのセルの台数ｚで割った値である。

第１減算器１は、第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊｋと、第ｊユニット各セルの１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇの偏差を求め、さらに偏差に第ｊユニット第ｋセルの直流コンデンサ電圧のアンバランス電圧指令値Ｖｄｃ１ｊｋを加算して第ｊユニット第ｋセルの１次側電圧偏差を出力する。第ｊユニット第ｋセル１次側電圧偏差が第１スイッチＳＷ１の上側端子に入力される。

Ｖｄｃｓ１ｊｋは、第ｊユニット第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧である。第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、第ｊユニット第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。

Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇは、第ｊユニット各セルの２次側直流コンデンサ電圧平均値である。第ｊユニット各セルの２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇは第ｊユニット各セルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊ１～Ｖｄｃｓ１ｊｚの合計または第ｊユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊのどちらかを１ユニットのセルの台数ｚで割った値である。

第２減算器２は、第ｊユニット第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊｋと第ｊユニット各セルの２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇの偏差を求め、さらに偏差に第ｊユニット第ｋセルの直流コンデンサ電圧のアンバランス電圧指令値Ｖｄｃ１ｊｋを加算して第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差を出力する。

第１巻数比演算器４は、第２減算器２の出力にトランス巻数比の逆数１／ｎをかけ、符号を反転させる。第１巻数比演算器４の出力が第１スイッチＳＷ１の下側端子に入力される。

第１比較器３は、電力指令値Ｐ＊がプラスか否かを判定する。第１スイッチＳＷ１は、電力指令値Ｐ＊がプラスならば上側端子の入力を、電力指令値Ｐ＊が零またはマイナスならば下側端子の入力を出力する。

第１スイッチＳＷ１の頻繁な切り替わりを防ぐため、電力指令値Ｐ＊が零付近ならば直前の第１スイッチＳＷ１の状態を維持させヒステリシス特性を持たせてもよい。また、電力指令値Ｐ＊が零ならば、第ｊユニット第ｋセルの１次側電圧偏差と第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差の平均値を出力してもよい。

第８加算器４３は、第１スイッチＳＷ１の出力に後述する第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊを加算する。

第１アンプ５は、第８加算器４３の出力を増幅し第ｊユニット第ｋセルの位相θ１ｊｋｂを出力する。今回は例として以下の２つを併用する。比例アンプＰ１は、第８加算器４３の出力に比例した値を出力する。ゲイン付き一次遅れフィルタ５ａは、第８加算器４３の出力の低周波数成分を増幅する。第１加算器６は、以上２つのアンプ出力を加算し位相θ１ｊｋｂを出力する。

第２加算器７は、位相θ１ｊｋｂに別途与えられる位相指令値θ＊を加算し、第ｊユニット第ｋセルの位相差指令値θ１ｊｋを出力する。位相指令値θ＊は直流側の電流や電圧のフィードバック制御によって与えられる場合もある。

ここでは、位相θ１ｊｋｂ，位相指令値θ＊，位相差指令値θ１ｊｋはプラスの時に１次側交流電圧の位相が２次側交流電圧に対して進みとなり、電力は１次側から２次側に伝送されるものとする。

本実施形態５の図１２は実施形態１とは以下の点が異なる。第ｊユニット各セルの１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇ，第ｊユニット各セルの２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇは、すべてのセルｙ×ｚ台分の平均値ではなく第ｊユニットに所属するセルｚ台分の平均値である。エネルギーの平均値Ｅ１ｊａｖｇも同様に、第ｊユニットに所属するセルｚ台分の平均値である。

第１スイッチＳＷ１の出力には、後述する第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊを加算し第１アンプ５に入力する。

図１３は第ｊユニット電圧制御偏差（Ｖｄ１ｊ）演算部のブロック図である。図１３は第１アンプ５の入力までは図１２と同一の構成であり、以下の表１に示すように入力信号のみが異なる。

なお、図１３の４０ａは第１４減算器、１ａは第１５減算器、２ａは第１６減算器、４１ａは第５アンプ、４ａは第２巻数比演算器、３ａは第３比較器、ＳＷ１ａは第６スイッチ、４３ａは第９加算器を示す。また、第１４演算器４０ａの出力を第３エネルギー偏差とする。

構成の差としては、位相θ１ｊｋｂを出力する第１アンプ５を削除する。

第８乗算器４４は、第１アンプ５の代わりに、ユニット１台を構成するセル台数の逆数１／ｚをかけ、得られた値を第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊとして図１２に入力する。

図１４は第ｊユニット第ｋセルのパルス幅指令値（Ｗｐ１ｊｋｐ，Ｗｐ１ｊｋｍ，Ｗｓ１ｊｋｐ，Ｗｓ１ｊｋｍ）演算部のブロック図を示す。図１４は、実施形態４（図９）に相当する。

実施形態４（図９）との相違点は、以下の通りである。第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋが第ｊユニット第ｋセルの１次側パルス幅指令値Ｗｐ１ｊｋ、第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋが第ｊユニット第ｋセルの２次側パルス幅指令値Ｗｓ１ｊｋ、第ｋセルの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｋが第ｊユニット第ｋセルの１次側，２次側直流コンデンサＣｐ，Ｃｓの両方に蓄積されたエネルギーＥ１ｊｋ、各セルのエネルギーのうち最小値Ｅｍｉｎが第ｊユニット各セルのエネルギーの最小値Ｅ１ｊｍｉｎ、第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉ１ｋが第ｊユニット第ｋセルの１次側交流電流検出値ｉｐ１ｊｋ、第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉ２ｋが第ｊユニット第ｋセルの２次側交流電流検出値ｉｓ１ｊｋ、第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐが第ｊユニット第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗｐ１ｊｋｐ、第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍが第ｊユニット第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗｐ１ｊｋｍ、第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐが第ｊユニット第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗｓ１ｊｋｐ、第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍが第ｊユニット第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗｓ１ｊｋｍに変更されている。

また、第１０加算器４５は、第９減算器３１が出力する第２エネルギー偏差に後述する第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊを加算する。

図１４は実施形態１～４とは以下の点が異なる。

エネルギーの最小値Ｅ１ｊｍｉｎは、第ｊユニットに所属するセルのエネルギーＥ１ｊ１，Ｅ１ｊ２，…，Ｅ１ｊｚのうちの最小値である。

第１０加算器４５はエネルギーＥ１ｊｋと最小値Ｅ１ｊｍｉｎの偏差に後述する第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊを加算し第３アンプ３２に入力する。

図１５は第ｊユニットエネルギー偏差（Ｅｄ１ｊ）演算部のブロック図である。図１５は以下により構成される。

Ｅ１ｊは、第ｊユニットに所属するすべてのセルｚ台分の合計のエネルギーである。Ｅ１ｍｉｎは、ｙ台のユニットのエネルギーのうちの最小値である。第１７減算器４６は、合計のエネルギーＥ１ｊと最小値Ｅ１ｍｉｎの偏差を求める。

第１１加算器４７は、第１７減算器４６の出力に第１装置のエネルギー偏差Ｅｄ１を加算する。ただし、本実施形態５ではＥｄ１＝０である。第９乗算器４８は、第１１加算器４７の出力にユニット構成セル台数ｚの逆数を乗算する。第９乗算器４８の出力が第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊである。

本実施形態５では、各集合体において各構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が集合体内で等しくなるように各構成要素の第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。

すなわち、各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各セルの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。

実施形態５では、セル１１１～セル１１ｚの合計ｚ台のセルをまとめてユニット１１と見なし、このユニットがｙ台直列接続されていると見なして制御を行う。ユニット内の各セルの電圧バランス制御は図１２，図１４であり、動作は実施形態１～４と同一である。

図１２では、電力が１次側から２次側に流れる場合に１次側のセル直流電圧を均一に保ち、実施形態１と同じ動作を行う。また、図１２には電力が１次側から２次側に流れる際、エネルギーの小さいセルの１次側直流電圧を増加し、より大きな電力を受け取れるようにする機能を持たせている。これは実施形態２と同じ動作である。

図１４はエネルギーの大きなセルで交流側の力率を低下させ（実施形態３）、交流側電流に直流成分を重畳させ（実施形態４）、損失を意図的に増加させて直流電圧の放電を促す。

差としては、図１２では第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊ、図１４では第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊを入力できるようにした。ここに、ユニットの電圧バランス制御の出力結果を入力する。

ユニットの電圧バランス制御は図１３，図１５であり、これも実施形態１～４と同一である。

図１３では制御対象である第ｊユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｐ１ｊ，２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃｓ１ｊと、ｙ台ある各ユニットの１次側，２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ａｖｇ，Ｖｄｃｓ１ａｖｇを比較し、電力指令値Ｐ＊（融通電力）の向きに応じて１次側・２次側適切な方の偏差を出力し、第ｊユニットの電圧制御偏差Ｖｄ１ｊとして各セルに分配する。

第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊは図１２の偏差（第１スイッチＳＷ１の出力）に加算された後に第１アンプ５で増幅される。図１３の制御ブロックにより、電力指令値Ｐ＊（融通電力）の向きに合わせた側のユニット電圧バランスが揃い、またエネルギーの小さなユニットについては電力を受け取る側のユニット直流電圧が増加する。第ｊユニットの電圧制御偏差Ｖｄ１ｊは第ｊユニットのセルｚ台に入力されるため、事前に１／ｚ倍して操作量が過剰にならないようにする。

図１５は軽負荷・無負荷時を対象とした放電動作を行うことでユニット直流電圧をバランスさせる制御ブロックである。エネルギーの大きなユニットでは第ｊユニットのエネルギー偏差Ｅｄ１ｊが大きくなり図１４に出力され、第３アンプ３２で増幅され、第ｊユニットのｚ台のセルで損失が増加する。

ユニット内のセル電圧バランス制御では図１２，図１４の制御を搭載する。セル電圧バランス制御に必要な情報は同一ユニット内のセルの直流電圧とエネルギーに限られ（エネルギーは直流電圧から求められる）、他のユニットに関する情報は入力せずに制御できる。

ユニット電圧バランス制御は図１３，図１５のブロックを搭載する。この制御では、各ユニットの直流電圧と蓄積エネルギー合計値の情報で制御を行うことができ、各セルの情報は不要である。セル電圧バランス制御からユニット電圧バランス制御に渡す信号はＶｄｃｐ１ｊａｖｇ×ｚ＝Ｖｄｃｐ１ｊ，Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇ×ｚ＝Ｖｄｃｓ１ｊ，Ｅ１ｊａｖｇ×ｚ＝Ｅ１ｊの３つ×ユニットｙ台＝３ｙ本である。ユニット電圧バランス制御からは、Ｖｄ１ｊ，Ｅｄ１ｊの２本×ユニットｙ台＝２ｙ本を出力する。

セル電圧バランス制御からユニット電圧バランス制御に渡す信号を削減する方法として、第ｊユニットのエネルギーＥ１ｊを通信するのではなく各ユニットのセル直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇ，Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇが各セル内の１次側，２次側直流コンデンサＣｐ，Ｃｓに印加されていると仮定して（Ｃｐ×Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇ²／２＋Ｃｓ×Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇ²／２）×ｚとして求めてもよい。これにより第ｊユニットのエネルギーＥ１ｊの通信が不要となるが、ユニット蓄積エネルギーとしては誤差が生じるので、図１３のゲインＧ２を図１２のものよりも小さな値にして不安定化を防ぐ方法が考えられる。

本実施形態５により、ＤＡＢコンバータの直列接続構成において制御を２段階に階層化でき、制御に必要なセル間の配線や通信情報量を削減することができる。また、図１２と図１３では第１スイッチＳＷ１，第６スイッチＳＷ１ａより前の制御ブロックは同じ構成であり、図１５の制御部は規模が小さくゲインなどの調整要素がない。そのため、同じ制御設計でセルとユニット両方の電圧バランス制御に対応できる。

制御部を実装する基板に第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊ，第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊ，第ｊユニットの１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｐ１ｊａｖｇ，第ｊユニットの２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃｓ１ｊａｖｇ，エネルギーの平均値Ｅ１ｊａｖｇの入出力機能を実装すれば、同じ基板でセルとユニット両方の電圧バランスを制御できる。例えば１枚の基板で４台のセルの制御機能を持たせた場合、５枚用いることで１６台の直列運転に対応できる。

以上示したように、本実施形態５によれば、ＤＡＢコンバータの直列接続構成を、「ＤＡＢコンバータセルが直列接続されたユニットの直列接続構成」と見なして制御を２段階に階層化でき、コンバータ間の配線の簡略化、通信情報量の削減ができる。セルの直列制御もユニットの直列制御も同一であるため制御設計が簡単になり、直列数増加に柔軟に対応できるようになる。

［実施形態６］
図１６は、図１１に示す直列接続した構成要素であるｚ台のセルの集合体をユニットとし、構成要素であるユニットのｙ台の集合体を装置とし、さらに構成要素である装置のｘ台の集合体を上位装置とした構成である。本実施形態６は図１６の回路に適用する。

換言すると、本実施形態６のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側直流電源ＤＣＰと、２次側直流電源ＤＣＳと、１次側直流電源ＤＣＰと２次側直流電源ＤＣＳとの間に接続された第１装置～第ｘ（ｘ＝２以上の整数）装置と、を備える。第１装置～第ｘ装置はそれぞれ第１ユニット～第ｙユニットを備える。第１ユニット～第ｙユニットはそれぞれ第１セル～第ｚセルを有する。

また、本実施形態６の各符号の末尾に記載された１桁の英数字は装置の番号を示す。例えば、Ｖｄｃｐ１は第１装置の１次側直流コンデンサ電圧を示す。

本実施形態６は、各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各セルの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。また、各装置において各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が装置内で等しくなるように各ユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。また、各装置の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各装置の第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。

本実施形態６において、図１２，図１４の制御部は、第１装置第ｊユニット第ｋセル１ｊｋの制御部としてそのまま使用できる。また、図１３，図１５の制御部も第１装置第ｊユニットの制御部として使用できる。ただし、本実施形態６では、実施形態５で零とした第１装置電圧制御偏差Ｖｄ１，第１装置エネルギー偏差Ｅｄ１に値を代入する。

図１７は第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置電圧制御偏差（Ｖｄｉ）演算部のブロック図である。図１７と図１３は同一の構成であるが、入力信号が異なり、その違いを以下に示す。

出力信号も異なり、図１３では第ｊユニット電圧制御偏差Ｖｄ１ｊとして図１２に入力される。図１７では第ｉ装置電圧制御偏差指令Ｖｄｉとなり、ｉ＝１の場合に図１３に入力される。ｉが異なる値ならば、該当装置の電圧制御偏差となる。

なお、図１７の４０ｂは第１８減算器、４１ｂは第６アンプ、４２ｂはゲイン調整器、１ｂは第１９減算器、２ｂは第２０減算器、４ｂは第３巻数比演算器、３ｂは第４比較器、ＳＷ１ｂは第７スイッチ、４３ｂは第１０加算器、４４ｂは第１０乗算器を示す。なお、第１８減算器４０ｂの出力を第４エネルギー偏差とする。

図１８は第ｉ装置エネルギー偏差（Ｅｄｉ）演算部のブロック図である。図１８と図１５の差を以下に示す。

出力信号も異なり、図１５では第ｊユニットエネルギー偏差Ｅｄ１ｊとして図１４に入力される。図１８では第ｉ装置エネルギー偏差Ｅｄｉとなり、ｉ＝１の場合に図１５に入力される。ｉが異なる値ならば、該当装置のエネルギー偏差となる。

以上示したように、本実施形態６によれば、ＤＡＢコンバータの直列接続構成の制御を３段階に階層化でき、さらなるコンバータ間の配線の簡略化、通信情報量の削減ができる。４段階以上の階層化も行うことができ、直列台数の増加することができる。

実施形態６では、実施形態５の装置がさらにｘ台直列接続されていると見なして制御を行う。装置の電圧バランス制御についても実施形態１～４と同一である。実施形態６は制御を３段階に階層化した例である。セル電圧バランス制御では他のユニットや装置のセルの情報を入力することなく制御でき、装置電圧バランス制御では個別のユニットやセルの情報は不要である。

そのため、実施形態５よりも制御に必要なセル間の配線や通信情報量をさらに削減することができる。１枚の基板で４台のセルの制御機能を持たせて制御を構成する例では、２１枚用いることで６４台の直列運転に対応できる。

実施形態６では図１７と図１８で０を加算しているが、この０をさらに上位の電圧偏差に置き換えることでさらなる階層化ができる。通信遅延が制御の安定性に影響を及ぼさない限り、深く階層化して直列セル台数を増加することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

ＤＣＰ，ＤＣＳ…１次側直流電源，２次側直流電源
Ｃｐ，Ｃｓ…１次側直流コンデンサ，２次側直流コンデンサ
Ｌ１～Ｌ４…リアクトル
Ｔｒ…トランス
ＬＰＦ１～ＬＰＦ４…第１～第４ローパスフィルタ

Claims

１次側直流電源と、２次側直流電源と、前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された複数のセルと、を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの２次側直流コンデンサと、
各セルの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第１インバータと、
各セルの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第２インバータと、
各セルの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、各セルの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された各セルのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備え、
１段目～ｎ（ｎ＝２以上の整数）段目に階層化し、１段目は前記セルとし、２段目は構成要素である前記セルの所定台数の集合体であるユニットとし、
前記制御部は、
各集合体において各構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が集合体内で等しくなるように各構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御部は、
特定の構成要素の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが集合体内の他の構成要素に比べて大きい場合に、前記特定の構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう前記特定の構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、
特定の構成要素の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが集合体内の他の構成要素に比べて小さい場合に、前記特定の構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう前記特定の構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御部は、
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが全構成要素のうち最小以外の構成要素で、当該構成要素の運転力率を低下させることを特徴とする請求項１または２記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御部は、
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが全構成要素のうち最小以外の構成要素で、当該構成要素が出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする請求項１～３のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
階層の３段目は構成要素である前記ユニットの所定台数の集合体である装置とし、
前記制御部は、
第ｊ（ｊ＝１～ｙの整数）ユニット第ｋ（ｋ～１～ｚの整数）セルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、前記第ｊユニットのセルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー平均値と、の偏差である第１エネルギー偏差を算出する第１３減算器と、
前記第１エネルギー偏差を増幅し第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値を出力する第４アンプと、
第ｊユニット第ｋセルの１次側直流コンデンサ電圧と前記第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値の和から第ｊユニットのセルの１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニット第ｋセルの１次側電圧偏差を算出する第１減算器と、
第ｊユニット第ｋセルの２次側直流コンデンサ電圧と前記第ｊユニット第ｋセルのアンバランス電圧指令値の和から第ｊユニットのセルの２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差を算出する第２減算器と、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｊユニット第ｋセルの１次側電偏差にｎを乗算する第１巻数比乗算器と、
電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｙユニット第ｋセルの１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｙユニット第ｋセルの２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｙユニット第ｋセルの１次側電圧偏差または前記第ｙユニット第ｋセルの２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第１スイッチと、
前記第１スイッチの出力に第ｊユニット電圧制御偏差を加算する第８加算器と、
前記第８加算器の出力を増幅して第ｊユニット第ｋセルの位相として出力する第１アンプと、
前記第ｊユニット第ｋセルの位相に位相指令値を加算して第ｊユニット第ｋセルの位相差指令値として出力する第２加算器と、
を備え、前記位相差指令値に基づいて第ｊユニット第ｋセルの前記第１インバータと前記第２インバータを制御することを特徴とする請求項１～４のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
階層の４段目以降は構成要素である前記装置の所定台数の集合体であるさらに上位の装置とし、
前記制御部は、
第ｊユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーの平均値と、の偏差である第３エネルギー偏差を求める第１４減算器と、
前記第３エネルギー偏差を増幅し第ｊユニットのアンバランス電圧指令値を出力する第５アンプと、
第ｊユニットの１次側直流コンデンサ電圧と第ｊユニットのアンバランス電圧指令値の和からユニットの１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニットの１次側電圧偏差を算出する第１５減算器と、
第ｊユニットの２次側直流コンデンサ電圧と第ｊユニットのアンバランス電圧指令値の和からユニットの２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｊユニットの２次側電圧偏差を算出する第１６減算器と、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｊユニットの２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｊユニットの２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｊユニットの１次側電偏差にｎを乗算する第２巻数比乗算器と、
前記電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｊユニットの１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｊユニットの２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｊユニットの１次側電圧偏差または前記第ｊユニットの２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第６スイッチと、
前記第６スイッチの出力に第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置電圧制御偏差を加算する第９加算器と、
前記第９加算器の出力にユニットのセル台数の逆数を乗算して前記第ｊユニット電圧制御偏差として出力する第８乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項５記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
階層の３段目は構成要素である前記ユニットの所定台数の集合体である装置とし、
第ｊユニット第ｋセルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、第ｊユニットの各セルの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、
前記第２エネルギー偏差に第ｊユニットエネルギー偏差を加算する第１０加算器と、
前記第１０加算器の出力を増幅する第３アンプと、
第ｊユニット第ｋセルの１次側パルス幅指令値と第ｊユニット第ｋセルの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、
前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、
第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値と第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、
前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１２減算器と、
第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値が第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、
第ｊユニット第ｋセルの前記１次側パルス幅指令値が第ｊユニット第ｋセルの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｊユニット第ｋセルの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｊユニット第ｋセルの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分から、前記第ｊユニット第ｋセルの１次側交流電流検出値の直流成分を減算する第３減算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分の符号を反転した値から、前記第ｊユニット第ｋセルの２次側交流電流検出値の直流成分を減算する第４減算器と、
前記第４スイッチの出力に、前記第３減算器の出力を増幅した値を加算して第ｊユニット第ｋセルの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、
前記第４スイッチの出力から、前記第３減算器の出力を増幅した値を減算して第ｊユニット第ｋセルの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、
前記第５スイッチの出力に、前記第４減算器の出力を増幅した値を加算して第ｊユニット第ｋセルの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、
前記第５スイッチの出力から、前記第４減算器の出力を増幅した値を減算して第ｊユニット第ｋセルの２次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、
を備えたことを特徴とする請求項１～６のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
階層の４段目以降は構成要素である前記装置の所定台数の集合体であるさらに上位の装置とし、
前記制御部は、
前記第ｊユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーから、各ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値を減算する第１７減算器と、
前記第１７減算器の出力に第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置エネルギー偏差を加算する第１１加算器と、
前記第１１加算器の出力にユニットのセル台数の逆数を乗算して前記第ｊユニットエネルギー偏差を出力する第９乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項７記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
階層の４段目以降は構成要素である前記装置の所定台数の集合体であるさらに上位の装置とし、
前記制御部は、
第ｉ（ｉ＝１～ｘの整数）装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーと、装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーの平均値と、の偏差である第４エネルギー偏差を求める第１８減算器と、
前記第４エネルギー偏差を増幅して第ｉ装置のアンバランス電圧指令値を出力する第６アンプと、
第ｉ装置の１次側直流コンデンサ電圧と第ｉ装置のアンバランス電圧指令値の和から装置の１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｉ装置の１次側電圧偏差を算出する第１９減算器と、
第ｉ装置の２次側直流コンデンサ電圧と第ｉ装置のアンバランス電圧指令値の和から装置の２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｉ装置の２次側電圧偏差を算出する第２０減算器と、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記第ｉ装置の２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記第ｉ装置の２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記第ｉ装置の１次側電偏差にｎを乗算する第３巻数比乗算器と、
電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記第ｉ装置の１次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記第ｉ装置の２次側電圧偏差を出力し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記第ｉ装置の１次側電圧偏差または前記第ｉ装置の２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和、あるいは０を出力する第７スイッチと、
前記第７スイッチの出力に装置のユニット台数の逆数を乗算して前記第ｉ装置電圧制御偏差として出力する第１０乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項６記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御部は、
前記第ｉ装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーから、各装置の前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギーのうち最小値を減算する第２１減算器と、
前記第２１減算器の出力に装置のユニット台数の逆数を乗算して前記第ｉ装置エネルギー偏差を出力する第１１乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項８記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
ｚ（ｚ＝２以上の整数）台の前記セルの集合体を前記ユニットとし、ｙ（ｙ＝２以上の整数）台の前記ユニットの集合体を前記装置とし、前記装置を１台有し、
各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅のどちらか一方を制御し、各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とする請求項１～８のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
ｚ（ｚ＝２以上の整数）台の前記セルの集合体を前記ユニットとし、ｙ（ｙ＝２以上の整数）台の前記ユニットの集合体を前記装置とし、ｘ（ｘ＝２以上の整数）台の前記装置の集合体を上位の装置とし、前記上位の装置を１台有し、
各ユニットにおいて各セルの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧がユニット内で等しくなるように各セルの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御し、各前記装置において各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が前記装置内で等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御し、各前記装置の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各前記装置の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とする請求項１～１０のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
１次側直流電源と、
２次側直流電源と、
前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された複数のセルと、を備え、
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された各セルの２次側直流コンデンサと、
各セルの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第１インバータと、
各セルの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された各セルの第２インバータと、
各セルの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、各セルの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された各セルのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備え、
１段目～ｎ（ｎ＝２以上の整数）段目に階層化し、１段目はセルとし、２段目は構成要素である前記セルの所定台数の集合体であるユニットとしたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記制御部は、
各集合体において各構成要素の電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が集合体内で等しくなるように各構成要素の前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差またはパルス幅の少なくともどちらか一方を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。