JP7822527B2

JP7822527B2 - 電源装置及び空気調和機

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Publication number: JP7822527B2
Application number: JP2025554333A
Authority: JP
Inventors: 渉初瀬; 浩二月井
Original assignee: BOSCH HOME COMFORT JAPAN, INC.
Current assignee: BOSCH HOME COMFORT JAPAN, INC.
Priority date: 2023-12-22
Filing date: 2023-12-22
Publication date: 2026-03-02
Anticipated expiration: 2043-12-22
Also published as: WO2025134375A1; JPWO2025134375A1

Description

本開示は、電源装置等に関する。

交流電圧を直流電圧に変換する際の力率の改善に関する技術として、例えば、特許文献１に記載の技術が知られている。すなわち、特許文献１には、「負荷の運転状態を示す負荷状態情報に合せて係数を設定すると共に、この係数と上記電源電流情報との積を求め、この積に基づいて、上記スイッチング素子の動作を規定する通流比を作成する」ことが記載されている。

特許第２８０９４６３号公報

例えば、低コスト化を図るために直流側のリアクトルのインダクタンスを小さくしたり、高効率化を図るために力率改善時のスイッチング周波数を低くしたりすると、電源電流の波形が乱れやすくなる。このような電源電流の波形の乱れを抑制するという点では、特許文献１に記載の技術には改善の余地がある。

そこで、本開示は、電源電流の波形の乱れを抑制するようにした電源装置等を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するために、本開示に係る電源装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子を介した電流経路に設けられるリアクトルと、を有し、交流電源から印加される交流電圧を直流電圧に変換する際の力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、前記スイッチング素子に所定のパルス信号を出力する制御部と、を備え、前記制御部は、前記パルス信号におけるパルス周期を所定の安定性限界周期未満に設定し、前記安定性限界周期は、前記平滑コンデンサを介して電力供給を受ける負荷の運転状態が所定に反映された負荷状態係数と、前記平滑コンデンサの直流電圧と、前記リアクトルのインダクタンス値と、を含む式（１０）に基づいて算出されることとした。ここで、式（１０）に含まれるΔＴ _stable は前記安定性限界周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンス値であり、Ｋ _p は前記負荷状態係数である。

本開示によれば、電源電流の波形の乱れを抑制するようにした電源装置等を提供できる。

第１実施形態に係る電源装置の構成図である。第１実施形態に係る電源装置で交流電源の電圧の極性が正の期間において、力率改善回路のスイッチング素子がオン状態であるときの電流の流れを示す説明図である。第１実施形態に係る電源装置で交流電源の電圧の極性が正の期間において、力率改善回路のスイッチング素子がオフ状態であるときの電流の流れを示す説明図である。第１実施形態に係る電源装置における電源電流の検出やタイマカウント値に関する説明図である。第１実施形態に係る電源装置において、ＰＷＭ信号におけるパルス周期が安定性限界周期よりも短い場合のシミュレーション結果を示す図である。第２実施形態に係る電源装置の構成図である。第２実施形態に係る電源装置で交流電源の電圧の極性が正の期間において、リアクトルに磁気エネルギが蓄えられているときの電流の流れを示す説明図である。第２実施形態に係る電源装置で交流電源の電圧の極性が正の期間において、リアクトルから磁気エネルギが放出されているときの電流の流れを示す説明図である。第３実施形態に係る空気調和機の構成図である。比較例に係る電源装置において、ＰＷＭ信号におけるパルス周期が安定性限界周期よりも長い場合のシミュレーション結果を示す図である。

≪第１実施形態≫
＜電源装置の構成＞
図１は、第１実施形態に係る電源装置１００の構成図である。
図１に示す電源装置１００は、単相の交流電源Ｅ１から印加される交流電圧を所定の直流電圧に変換する装置である。図１に示すように、電源装置１００は、整流回路１０と、力率改善回路２０と、平滑コンデンサ３０と、直流電圧検出部５０と、電源電流検出部６０と、制御部７０と、を備えている。

また、電源装置１００の出力側には、インバータ回路４０（負荷）が接続されている。インバータ回路４０は、電源装置１００から印加される直流電圧を所定の交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ回路４０の出力側の交流電圧は、モータＭ１（負荷）の巻線に印加される。モータＭ１は、インバータ回路４０から印加される交流電圧で駆動する電動機である。このようなモータＭ１として、例えば、永久磁石同期モータが用いられるが、他の種類のモータを用いることも可能である。

整流回路１０は、単相の交流電源Ｅ１から印加される交流電圧を直流電圧（脈流状の直流電圧）に変換する回路である。図１の例では、整流回路１０が全波整流用のダイオードブリッジとして構成されている。整流回路１０は、ダイオードＤ１，Ｄ２の直列接続体と、別のダイオードＤ３，Ｄ４の直列接続体と、が相互に並列接続された構成になっている。

ダイオードＤ１のカソードは、正側の直流ラインＫ１に接続されている。また、ダイオードＤ１のアノードは、他方のダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、負側の直流ラインＫ２に接続されている。なお、ダイオードＤ３，Ｄ４の直列接続体についても同様である。また、ダイオードＤ１，Ｄ２の間の接続点は、配線Ｋ３を介して、交流電源Ｅ１の一方側の端子に接続されている。他方のダイオードＤ３，Ｄ４の間の接続点は、配線Ｋ４を介して、交流電源Ｅ１の他方側の端子に接続されている。

力率改善回路２０は、交流電源Ｅ１から印加される交流電圧を直流電圧に変換する際の力率を改善するための回路である。また、力率改善回路２０は、整流回路１０による整流後の直流電圧の昇圧する機能も有している。図１の例では、力率改善回路２０は、リアクトル２１と、スイッチング素子２２と、ダイオード２３と、を備える昇圧チョッパとして構成されている。

リアクトル２１は、スイッチング素子２２のオン・オフの切替えに伴って、交流電源Ｅ１からの電力を磁気エネルギとして蓄えたり、この磁気エネルギを放出したりする素子である。図１に示すように、リアクトル２１は、正側の直流ラインＫ１に設けられている。より具体的には、正側の直流ラインＫ１において、スイッチング素子２２と直流ラインＫ１との接続点と、整流回路１０と、の間にリアクトル２１が設けられている。別の観点から説明すると、スイッチング素子２２を介した電流経路（図２Ａ、図２Ｂの破線矢印を参照）にリアクトル２１が設けられている。

スイッチング素子２２は、そのオン・オフの切替えによって電流経路を切り替えるための素子である。このようなスイッチング素子２２として、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。なお、スイッチング素子２２の種類はＩＧＢＴに限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やバイポーラトランジスタといったものを用いることもできる。スイッチング素子２２のゲートは、配線を介して制御部７０に接続されている。また、スイッチング素子２２のコレクタは正側の直流ラインＫ１に接続され、エミッタは負側の直流ラインＫ２に接続されている。

ダイオード２３は、リアクトル２１から平滑コンデンサ３０に向かう電流の流れを許容し、逆向きの流れを遮断するための素子である。図１に示すように、ダイオード２３は、正側の直流ラインＫ１に設けられている。具体的には、正側の直流ラインＫ１とスイッチング素子２２との接続点と、直流ラインＫ１と平滑コンデンサ３０との接続点と、の間にダイオード２３が設けられている。ダイオード２３のアノードは、正側の直流ラインＫ１を介して、リアクトル２１に接続されている。また、ダイオード２３のカソードは、正側の直流ラインＫ１を介して、平滑コンデンサ３０の正極に接続されるとともに、インバータ回路４０の入力側に接続されている。

平滑コンデンサ３０は、力率改善回路２０の出力側の直流電圧を平滑化する素子である。図１に示すように、平滑コンデンサ３０は、力率改善回路２０の出力側に接続されている。具体的には、平滑コンデンサ３０の正極が正側の直流ラインＫ１に接続され、負極が負側の直流ラインＫ２に接続されている。このような平滑コンデンサ３０として、例えば、電解コンデンサやフィルムコンデンサが用いられる。

インバータ回路４０は、平滑コンデンサ３０の直流電圧を所定の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータＭ１に印加する電力変換器である。インバータ回路４０は、図示はしないが、一対のスイッチング素子が直列接続された構成の第１レグ・第２レグ・第３レグが、平滑コンデンサ３０に対して並列接続された構成になっている。このようなスイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが用いられる。前記した第１レグにおいて、一対のスイッチング素子の間の接続点は、配線を介してモータＭ１の巻線に接続されている。なお、残りの第２レグや第３レグについても同様である。

直流電圧検出部５０は、平滑コンデンサ３０の直流電圧を検出するものである。つまり、直流電圧検出部５０は、力率改善回路２０の出力側の直流電圧を検出する。直流電圧検出部５０の時々刻々の検出値は、制御部７０に出力される。
電源電流検出部６０は、交流電源Ｅ１の電源電流を検出するものであり、配線Ｋ３に設けられている。電源電流検出部６０の時々刻々の検出値は、制御部７０に出力される。

制御部７０は、直流電圧検出部５０や電源電流検出部６０の検出値に基づいて、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）によりスイッチング素子２２に所定のＰＷＭ信号（パルス信号）を出力する。このような制御部７０は、例えば、マイクロコンピュータ（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。

図１に示すように、制御部７０は、通流比演算部７１と、ＰＷＭ信号生成部７２と、を備えている。通流比演算部７１は、電源電流検出部６０の検出値等に基づいて、スイッチング素子２２のオン・オフを切り替える際の通流比を演算する。ＰＷＭ信号生成部７２は、通流比演算部７１の演算結果である通流比に基づいて所定のＰＷＭ信号（パルス信号）を生成する。ここで、「通流比」（オンデューティ）とは、スイッチング素子２２の１周期（パルス周期）に対してオン時間が占める比率である。ＰＷＭ信号生成部７２で生成されたＰＷＭ信号は、スイッチング素子２２に出力される。

また、制御部７０は、直流電圧検出部５０や電源電流検出部６０の検出値の他、直流ラインＫ２の母線電流の検出値等に基づいて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路４０の各スイッチング素子（図示せず）を所定に制御する。なお、インバータ回路４０の制御方法については周知であるから、詳細な説明を省略する。

図２Ａは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間において、力率改善回路２０のスイッチング素子２２がオン状態であるときの電流の流れを示す説明図である。
なお、図２Ａに示す破線矢印は、電流の流れを示している。交流電源Ｅ１の電圧の極性が正である期間にスイッチング素子２２がオン状態になると、図２Ａの破線矢印で示すように、交流電源Ｅ１からダイオードＤ１、リアクトル２１、スイッチング素子２２、及びダイオードＤ４を順次に介して電流が流れる。その結果、リアクトル２１に磁気エネルギが蓄えられる。また、平滑コンデンサ３０に充電された電荷がインバータ回路４０やモータＭ１に供給される。

図２Ｂは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間において、力率改善回路２０のスイッチング素子２２がオフ状態であるときの電流の流れを示す説明図である。
スイッチング素子２２がオン状態（図２Ａ参照）からオフ状態（図２Ｂ参照）に切り替わると、リアクトル２１に蓄えられた磁気エネルギが放出され、平滑コンデンサ３０に電荷が蓄えられる。すなわち、図２Ｂの破線矢印で示すように、交流電源Ｅ１からダイオードＤ１、リアクトル２１、ダイオード２３、平滑コンデンサ３０、及びダイオードＤ４を順次に介して電流が流れる。その結果、平滑コンデンサ３０の直流電圧が整流回路１０の出力側の直流電圧よりも高くなる。このようにして昇圧された直流電圧は、インバータ回路４０で所定の交流電圧に変換され、この交流電圧がモータＭ１の巻線に印加される。

なお、図２Ａや図２Ｂでは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間の電流の流れを示しているが、電圧の極性が負の期間では、整流回路１０のダイオードＤ２，Ｄ３を順次に介して電流が流れる点以外は、電圧の極性が正の期間の場合と同様である。

＜昇圧比一定制御について＞
図１に示す制御部７０は、例えば、直流電圧を所定の昇圧比で昇圧するようにスイッチング素子２２を制御する（つまり、昇圧比一定制御を行う）。ここで、「昇圧比」とは、力率改善回路２０の入力側の直流電圧に対して、力率改善回路２０の出力側の直流電圧（平滑コンデンサ３０の直流電圧）が占める比率である。昇圧比をａとすると、以下の式（１）の関係が成り立っている。なお、式（１）に含まれるＫ_ｐは所定の負荷状態係数であり、ｉ_ｓは電源電流の瞬時値である。

また、力率改善回路２０のスイッチング素子２２の通流比ｄ（オンデューティ）は、以下の式（２）で表される。

このように、通流比演算部７１（図１参照）は、負荷状態係数Ｋ_ｐと、電源電流検出部６０（図１参照）の検出値（電源電流の瞬時値ｉ_ｓ）と、に基づいて、スイッチング素子２２（図１参照）のオン・オフを切り替える際の通流比ｄを演算する。なお、式（２）に基づいて通流比ｄが演算される場合の電源電流の実効値Ｉ_ｓは、以下の式（３）で表される。ここで、式（３）に含まれるＶ_ｍは電源電圧の振幅であり、Ｅ_ｄは平滑コンデンサ３０の直流電圧であり、ωは電気角での角周波数である。

したがって、前記した式（２）に基づいて通流比演算部７１（図１参照）が通流比ｄを算出することで、電源電流の波形が電源電圧に同期した正弦波形になるように力率改善を行うことができる。

また、式（３）を変形すると、以下の式（４）のようになる。なお、式（４）に含まれるＶ_ｓは、電源電圧の実効値である。

例えば、モータＭ１の回転速度が高くなり、これに伴って直流電圧Ｅ_ｄの値が大きくなると、負荷状態係数Ｋ_ｐは小さくなる。このように、負荷状態係数Ｋ_ｐには、インバータ回路４０（負荷）やモータＭ１（負荷）の運転状態を示す「負荷状態情報」が所定に反映されている。前記した「負荷状態情報」には、電源電流の実効値Ｉ_ｓと、平滑コンデンサ３０の直流電圧Ｅ_ｄと、電源電圧の実効値Ｖ_ｓと、が含まれている。制御部７０は、平滑コンデンサ３０の直流電圧Ｅ_ｄを所定の目標値に近づけるように、ＰＩ制御（又はＰＩＤ制御）に基づいて負荷状態係数Ｋ_ｐを調整する。これによって、直流電圧Ｅ_ｄが所定の目標値に近い状態を維持できる。

＜ＰＷＭパルスの周期について＞
電源装置１００（図１参照）のリアクトル２１として、インダクタンスの小さいものを用いることで低コスト化を図れるが、その一方で、直流電圧や負荷状態が急変した場合に電源電流の波形が乱れやすくなる。この点について発明者らが鋭意検討した結果、力率改善回路２０のスイッチング素子２２を制御する際のパルス周期を所定の安定性限界周期未満にすることで、電源電流の安定化を図ることができることを見いだした。以下では、この安定性限界周期の導出について詳細に説明する。

図３は、電源電流の検出やタイマカウント値に関する説明図である。
なお、図３の各グラフの横軸は、時間である。また、図３の紙面上側には、電源電流の概略的な変化を実線で示している。ちなみに、実際には、電源電流は時々刻々に細かく変動する（例えば、図４の電源電流の波形を参照）。図３の紙面上側の破線矢印は、所定のパルス周期ΔＴごとに検出される電源電流の値を線分で順次に結んだ線である。なお、ハッチング入りの三角印Ｇ１，Ｇ２は、電源電流検出部６０（図１参照）の検出値を制御部７０（図１参照）が読み込む際のタイミングを示している。

図３の紙面下側には、ＰＷＭ制御におけるタイマカウント値の変化を示している。図３に示すように、タイマカウント値は、三角波状に変化するように設定されている。すなわち、ＰＷＭ制御におけるパルス周期ΔＴの前半（ΔＴ／２）では時間の経過に伴ってタイマカウント値が直線的に上昇し、後半（ΔＴ／２）では時間の経過に伴ってタイマカウント値が直線的に低下するように設定されている。図３には図示していないが、１回分のパルス周期ΔＴにおいて、所定の通流比ｄでスイッチング素子２２（図１参照）がオンになった後、オフに切り替えられる。

図３に示すｉ_s（ｎ－１），ｉ_s（ｎ），ｉ_s（ｎ＋１），ｉ_s（ｎ＋２），ｉ_s（ｎ＋３），・・・は、ＰＷＭ制御における半周期（ΔＴ／２）ごとの電源電流を示している。図３に示す白抜きの三角印Ｇ３は、制御部７０（図１参照）によって設定された通流比がＰＷＭ制御に反映される際のタイミングを示している。

図３に示すように、ｉ_s（ｎ）～ｉ_s（ｎ＋１）を区間Ａとし、ｉ_s（ｎ＋１）～ｉ_s（ｎ＋２）を区間Ｂとすると、区間Ａにおける電源電流の変化速度は、以下の式（５）で表される。なお、式（５）に含まれるΔＴは、ＰＷＭ制御におけるパルス周期である。また、ｖ_s（ｎ）は、電源電流ｉ_s（ｎ）が検出された時点での電源電圧の瞬時値である。また、Ｌは、リアクトル２１（図１参照）のインダクタンス値であり、Ｅ_dは平滑コンデンサ３０の直流電圧であり、Ｋ_pは負荷状態係数である。

同様にして、図３の区間Ｂにおける電源電流の変化速度は、以下の式（６）で表される。

式（５）と式（６）の両辺のそれぞれを加算して整理すると、以下の式（７）のようになる。

さらに、式（７）についてＺ変換を行うと、以下の式（８）のようになる。

式（８）の分母の極が１よりも大きい場合に安定条件が満たされることから、安定条件は、以下の式（９）で表される。

したがって、電源電流の安定化を図ることができるか否かの判定基準となる閾値である安定性限界周期ΔＴ_stableは、以下の式（１０）で表される。すなわち、安定性限界周期ΔＴ_stableは、平滑コンデンサ３０の直流電圧Ｅ_ｄと、インバータ回路４０（負荷）やモータＭ１（負荷）の運転状態が所定に反映された負荷状態係数Ｋ_pと、リアクトル２１（図１参照）のインダクタンスＬの値と、に基づいて算出される。

そして、力率改善回路２０（図１参照）のスイッチング素子２２のオン・オフを切り替える際、ＰＷＭパルスの周期を所定の安定性限界周期ΔＴ_stable未満に設定することで、電源電流の安定化を図ることができることを発明者らは見いだした。したがって、本実施形態では、制御部７０が、ＰＷＭ信号（パルス信号）におけるパルス周期を所定の安定性限界周期ΔＴ_stable未満に設定するようにしている。制御部７０が安定性限界周期ΔＴ_stableの値を導く際には、式（１０）の時々刻々の値を算出するようにしてもよく、また、所定のデータテーブル（図示せず）を用いるようにしてもよい。
なお、前記した構成では、図３に示す通り、電流検出と通流比の反映をＰＷＭ周期毎、言い換えるとＰＷＭ谷毎に実施している。ただし、演算負荷率に余裕がある場合には、電流検出と通流比の反映をＰＷＭ半周期毎、言い換えるとＰＷＭ山谷毎に実施することも可能である。このように、ＰＷＭ山谷毎に電流検出と通流比の反映を行うことで、同様の分析を行うと安定性限界周期ΔＴ_stableを２倍にすることが可能となる。

また、安定性限界周期ΔＴ_stableの更新がＰＷＭ信号（パルス信号）におけるパルス周期で繰り返されるようにするとよい。これによって、直流電圧や負荷状態の急変といった過渡状態でも、安定性限界周期ΔＴ_stableが時々刻々に更新されるため、電源電流の不安定化を抑制できる。なお、安定性限界周期の値の維持が繰り返される場合も、安定性限界周期の「更新」に含まれる。また、安定性限界周期ΔＴ_stableの更新がＰＷＭ信号（パルス信号）におけるパルス周期の所定倍（２以上の自然数倍）の周期で繰り返されるようにしてもよい。この場合でも、過渡状態における電源電流の不安定化を抑制できる。

例えば、制御部７０がモータＭ１の回転速度を上昇させた場合には、直流電圧Ｅ_ｄが高くなるため、式（１０）によると、安定性限界周期ΔＴ_stableの値が小さくなる。このように、安定性限界周期ΔＴ_stableの値には、時々刻々の負荷状態が反映される。制御部７０は、安定性限界周期ΔＴ_stable未満の所定範囲内でＰＷＭ信号のパルス周期を調整する。

図８は、比較例に係る電源装置において、ＰＷＭ信号におけるパルス周期が安定性限界周期ΔＴ_stableよりも長い場合のシミュレーション結果を示す図である。
なお、図８の各シミュレーション結果の横軸は、時間である。また、各シミュレーション結果の縦軸は、図８の紙面の上から順に、電圧（直流電圧及び電源電圧）、電源電流、及び通流比（オンデューティ）を示している。なお、ＰＷＭパルスの周波数を１２［ｋＨｚ］とし、リアクトル２１（図１参照）のインダクタンスを３．５［ｍＨ］とし、直流電圧を３００［Ｖ］とし、負荷状態係数Ｋ_pを０．３３として、シミュレーションを行った。前記した各数値における安定性限界周期ΔＴ_stableの値は、７０．９［μｓ］になる。この安定性限界周期ΔＴ_stableの値は、周波数では１４．１［ｋＨｚ］に対応している。

図８の比較例の場合には、ＰＷＭパルスの周波数（１２［ｋＨｚ］）が、安定性限界周期ΔＴ_stableに対応する周波数（１４．１［ｋＨｚ］）よりも低くなっている。つまり、ＰＷＭ制御におけるパルスの周期（８３．３［μｓ］）が、安定性限界周期ΔＴ_stable（７０．９［μｓ］）よりも長くなっている。その結果、電源電流の波形が乱れている他、ＰＷＭパルスの通流比の推移も乱れている。このように、ＰＷＭパルスの周期が安定性限界周期ΔＴ_stableよりも高い場合には、電源電流等が不安定になることを確認できた。

図４は、第１実施形態に係る電源装置において、ＰＷＭ信号におけるパルス周期が安定性限界周期ΔＴ_stableよりも短い場合のシミュレーション結果を示す図である。
なお、図４の横軸・縦軸については、前記した比較例（図８参照）の場合と同様である。また、シミュレーションの条件は、ＰＷＭパルスの周波数が１６［ｋＨｚ］である点以外は、比較例の場合と同様である。この場合には、ＰＷＭ制御におけるパルスの周波数（１６［ｋＨｚ］）に対応する周期が６２．５［μｓ］となるため、安定性限界周期ΔＴ_stable（７０．９［μｓ］）よりも短くなっている。その結果、電源電流が安定した波形になっている他、ＰＷＭパルスの通流比も安定している。このように、ＰＷＭパルスの周期を安定性限界周期ΔＴ_stable未満にすることで、電源電流等が安定することを確認できた。

＜効果＞
第１実施形態によれば、負荷状態係数Ｋ_pと、直流電圧Ｅ_ｄと、リアクトル２１（図１参照）のインダクタンスＬの値と、に基づいて、制御部７０（図１参照）が所定の安定性限界周期ΔＴ_stableを算出するようにしている。そして、制御部７０は、ＰＷＭ制御を行う際のパルス周期を安定性限界周期ΔＴ_stable未満になるように設定する。これによって、電源電流の検出からＰＷＭ信号の出力までのフィードバックループの安定化を図ることができる。したがって、リアクトル２１（図１参照）として小さなインダクタンスの素子を用いたり、ＰＷＭパルスの周波数の低くして単位時間当たりのスイッチング回数を減らしたりした場合でも、電源電流の波形の乱れを抑制しつつ、直流電圧の昇圧を安定して行うことができる。

また、電源電流の波形の乱れを抑制することで電源電流高調波も抑制されるため、電源高調波規制に準拠した運用を行うことができる。また、直流電圧や負荷状態が急変するといった過渡状態でも、制御部７０が時々刻々のパルス周期を安定性限界周期ΔＴ_stable未満にようにすることで、電源電流の波形が乱れることを抑制できる。このように、第１実施形態によれば、電源電流の安定化を図りつつ、直流電圧を適切に昇圧することができる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態に係る電源装置１００Ａ（図５参照）は、第１実施形態で説明した整流回路１０（図１参照）や力率改善回路２０（図１参照）に代えて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４（図５参照）を有する力率改善回路２０Ａ（図５参照）を備えた構成になっている。また、第２実施形態は、直流電圧の昇圧や力率改善に用いられるリアクトル２４（図５参照）の設置箇所が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図５は、第２実施形態に係る電源装置１００Ａの構成図である。
図５に示すように、電源装置１００Ａは、力率改善回路２０Ａと、平滑コンデンサ３０と、直流電圧検出部５０と、電源電流検出部６０と、制御部７０と、を備えている。また、電源装置１００Ａの出力側には、インバータ回路４０が接続されている。

力率改善回路２０Ａは、交流電源Ｅ１から印加される交流電圧を直流電圧に変換する他、直流電圧の昇圧や力率の改善を行う機能を有している。図５に示すように、力率改善回路２０Ａは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、リアクトル２４と、を備えている。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、ブリッジ形に接続されている。具体的には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されてなる第１レグと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてなる第２レグと、が平滑コンデンサ３０に対して並列接続された構成になっている。このようなスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、例えば、ＭＯＳＦＥＴが用いられるが、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタといった他の種類のスイッチング素子が用いられてもよい。また、第１レグのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、第２レグのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４として、異なる種類のものが用いられてもよい。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフは、制御部７０によって所定に切り替えられる。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、それぞれ、内部に寄生ダイオード（符号は図示せず）を有している。寄生ダイオードは、それぞれのスイッチング素子のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。図５の例では、スイッチング素子Ｑ１のドレインが正側の直流ラインＫ１に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、配線を介して、他方のスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースは、負側の直流ラインＫ２に接続されている。なお、第２レグのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４についても同様である。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間の接続点は、配線Ｋ３を介して、交流電源Ｅ１の一方側の端子に接続されている。他方のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間の接続点は、配線Ｋ４を介して、交流電源Ｅ１の他方側の端子に接続されている。

リアクトル２４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフの切替えに伴って、交流電源Ｅ１からの電力を磁気エネルギとして蓄えたり、この磁気エネルギを放出したりする素子である。図５の例では、リアクトル２４が配線Ｋ４に設けられている。すなわち、リアクトル２４は、所定のスイッチング素子を介した電流経路（図６Ａ、図６Ｂの破線矢印を参照）に設けられている。

図６Ａは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間において、リアクトル２４に磁気エネルギが蓄えられているときの電流の流れを示す説明図である。
なお、図６Ａに示す破線矢印は、電流の流れを示している。交流電源Ｅ１の電圧の極性が正である期間にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオン状態になる一方、残りのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフ状態で維持されると、図６Ａの破線矢印で示すように電流が流れる。すなわち、交流電源Ｅ１からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３及びリアクトル２４を順次に介して電流が流れる。その結果、リアクトル２４に磁気エネルギが蓄えられる。また、平滑コンデンサ３０に充電された電荷がインバータ回路４０やモータＭ１に供給される。

図６Ｂは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間において、リアクトル２４から磁気エネルギが放出されているときの電流の流れを示す説明図である。
スイッチング素子Ｑ１のオン状態（図６Ａ、図６Ｂ参照）が維持された状態で、別のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態に切り替わるとともに、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に切り替わると、図６Ｂに破線矢印で示すように電流が流れる。すなわち、交流電源Ｅ１からスイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサ３０、スイッチング素子Ｑ４、及びリアクトル２４を順次に介して電流が流れる。

その結果、リアクトル２４に蓄えられた磁気エネルギが放出され、平滑コンデンサ３０に電荷が蓄えられるため、平滑コンデンサ３０の直流電圧が昇圧される。このようにして昇圧された直流電圧は、インバータ回路４０で所定の交流電圧に変換され、この交流電圧がモータＭ１の巻線に印加される。

なお、図６Ａや図６Ｂでは、交流電源Ｅ１の電圧の極性が正の期間の電流の流れについて説明したが、電圧の極性が負の期間では、図示はしないが、次のように電流が流れる。すなわち、リアクトル２４に磁気エネルギが蓄えられる際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態になる一方、残りのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はオフ状態で維持される。また、リアクトル２４から磁気エネルギを放出する際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態になる一方、残りのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態になる。

制御部７０（図５参照）は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを切り替える際、ＰＷＭ信号（パルス信号）におけるパルス周期を所定の安定性限界周期ΔＴ_stable未満に設定する。これによって、電源電流の乱れを抑制しつつ、直流電圧の昇圧や力率改善を安定して行うことができる。

＜効果＞
第２実施形態によれば、制御部７０がスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を所定に制御することで、第１実施形態よりも昇圧時の損失を低減できるため、高効率化を図ることができる。また、リアクトル２４（図５参照）として小さなインダクタンスのものを用いた場合でも、制御部７０がＰＷＭ信号のパルス周期を所定の安定性限界周期ΔＴ_stable未満に設定することで、電源電流の波形の乱れを抑制しつつ、直流電圧の昇圧を安定して行うことができる。

≪第３実施形態≫
第３実施形態では、第１実施形態で説明した構成の電源装置１００（図１参照）を備える空気調和機Ｗ１（図７参照）について説明する。なお、電源装置１００の構成や処理内容については、第１実施形態と同様であるから、その説明を省略する。

図７は、第３実施形態に係る空気調和機Ｗ１の構成図である。
なお、図７の実線矢印は、暖房サイクルにおける冷媒の流れを示している。
また、図７の破線矢印は、冷房サイクルにおける冷媒の流れを示している。
空気調和機Ｗ１は、冷房運転や暖房運転等の空調を行う機器である。図７に示すように、空気調和機Ｗ１は、室外機Ｕ１に設けられる構成として、圧縮機９１と、室外熱交換器９２と、室外ファン９３と、膨張弁９４と、四方弁９５と、を備えている。また、空気調和機Ｗ１は、室内機Ｕ２に設けられる構成として、室内熱交換器９６と、室内ファン９７と、を備えている。

また、図７では図示を省略しているが、空気調和機Ｗ１は、第１実施形態で説明した電源装置１００（図１参照）やインバータ回路４０（図１参照）を備えている。電源装置１００やインバータ回路４０は、室外機Ｕ１の回路基板（図示せず）に実装されている。

圧縮機９１は、低温低圧のガス冷媒を圧縮し、高温高圧のガス冷媒として吐出する機器である。なお、図７では図示を省略しているが、冷媒を気液分離するためのアキュムレータが圧縮機９１の吸込側に接続されている。なお、電源装置１００（図１参照）の「負荷」には、インバータ回路４０（図１参照）及びモータＭ１（図１も参照）が含まれている。モータＭ１は、圧縮機９１の駆動源であり、インバータ回路４０（図１参照）の出力側に接続されている。

室外熱交換器９２は、その伝熱管を通流する冷媒と、室外ファン９３から送り込まれる外気と、の間で熱交換が行われる熱交換器である。室外ファン９３は、室外熱交換器９２に外気を送り込むファンである。室外ファン９３は、駆動源である室外ファンモータ９３ａを有し、室外熱交換器９２の付近に設置されている。

膨張弁９４は、「凝縮器」（室外熱交換器９２及び室内熱交換器９６のうちの一方）で凝縮した冷媒を減圧する弁である。膨張弁９４で減圧された冷媒は、「蒸発器」（室外熱交換器９２及び室内熱交換器９６のうちの他方）に導かれる。
室内熱交換器９６は、その伝熱管（図示せず）を通流する冷媒と、室内ファン９７から送り込まれる室内空気（空調室の空気）と、の間で熱交換が行われる熱交換器である。
室内ファン９７は、室内熱交換器９６に室内空気を送り込むファンである。室内ファン９７は、駆動源である室内ファンモータ９７ａを備え、室内熱交換器９６の付近に設置されている。

四方弁９５は、空気調和機Ｗ１の運転モードに応じて、冷媒の流路を切り替える弁である。例えば、冷房運転時（図７の破線矢印を参照）には、圧縮機９１、室外熱交換器９２（凝縮器）、膨張弁９４、及び室内熱交換器９６（蒸発器）を順次に介して冷媒が循環する。また、暖房運転時（図７の実線矢印を参照）には、圧縮機９１、室内熱交換器９６（凝縮器）、膨張弁９４、及び室外熱交換器９２（蒸発器）を順次に介して冷媒が循環する。そして、室内熱交換器９６を通流する冷媒との間で熱交換した空気が、室内機Ｕ２から空調室に吹き出されるようになっている。

＜効果＞
第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の構成の電源装置１００（図１参照）を空気調和機Ｗ１が備えているため、空気調和機Ｗ１の低コスト化を図ることができる他、その性能や信頼性を高めることができる。

≪変形例≫
以上、本開示に係る電源装置１００，１００Ａや空気調和機Ｗ１について各実施形態で説明したが、これらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、各実施形態では、電源電流検出部６０（図１参照）が配線Ｋ３（図１参照）に設けられる場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線Ｋ３に代えて、別の配線Ｋ４（図１参照）に電源電流検出部６０が設けられるようにしてもよい。また、正側の直流ラインＫ１又は負側の直流ラインＫ２において、整流回路１０と力率改善回路２０との間に電源電流検出部６０が設けられるようにしてもよい。

また、各実施形態では、電源装置１００（図１参照）が単相の交流電源Ｅ１（図１参照）に接続される場合について説明したが、これに限らない。例えば、電源装置１００が三相交流電源に接続される場合にも各実施形態を適用できる。

また、各実施形態では、制御部７０が昇圧比一定制御を行う場合について説明したが、これに限らない。例えば、交流電源Ｅ１の電源電圧を検出し、時々刻々の電源電圧と電源電流とが同位相になるように制御部７０が電流指令を生成し、この電流指令に基づいてＰＷＭ信号を出力する場合にも各実施形態を適用できる。

また、各実施形態では、安定性限界周期が式（１０）に基づいて算出される場合について説明したが、これに限らない。例えば、式（１０）に所定の係数（１よりも小さい正の係数）を乗算した値が安定性限界周期として設定されるようにしてもよい。また、式（１０）から所定値（正の値）が減算された値が安定性限界周期として設定されるようにしてもよい。

また、各実施形態では、電源装置１００の「負荷」として、インバータ回路４０（図１参照）やモータＭ１（図１参照）が用いられる場合について説明したが、これに限らず、他の種類の負荷が適宜に用いられてもよい。

また、第３実施形態では、電源装置１００（図１参照）が、インバータ回路４０（図１参照）を介して、圧縮機９１（図７参照）のモータＭ１に電気的に接続される構成について説明したが、これに限らない。例えば、電源装置１００がインバータ回路４０を介して、室外ファンモータ９３ａ（負荷）に電気的に接続される構成にしてもよい。また、電源装置１００がインバータ回路４０を介して、圧縮機９１のモータＭ１に電気的に接続されるとともに、室外ファンモータ９３ａに電気的に接続されるようにしてもよい。

また、第３実施形態（図７参照）では、空気調和機Ｗ１が四方弁９５を備える構成について説明したが、これに限らない。すなわち、四方弁８５を適宜に省略し、冷房専用又は暖房専用の空気調和機にしてもよい。
また、第３実施形態（図７参照）は、ルームエアコンの他、業務用エアコンやビル用マルチエアコンといったさまざまな種類の空気調和機にも適用できる。また、各実施形態は、空調給湯装置や給湯機や冷蔵庫といったさまざまな機器にも適用できる。

また、各実施形態は、適宜に組み合わせることが可能である。例えば、第２実施形態と第３実施形態と、を組み合わせ、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含む電源装置１００Ａ（図５参照）によって（第２実施形態）、圧縮機９１（図７参照）のモータＭ１が駆動されるようにしてもよい（第３実施形態）。

また、各実施形態は本開示を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、前記した機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。

１０整流回路
２０，２０Ａ力率改善回路
２１リアクトル
２２スイッチング素子
２３ダイオード
３０平滑コンデンサ
４０インバータ回路（負荷）
５０直流電圧検出部
６０電源電流検出部
７０制御部
７１通流比演算部
７２ＰＷＭ信号生成部
９１圧縮機
９２室外熱交換器
９３室外ファン
９４膨張弁
９５四方弁
９６室内熱交換器
９７室内ファン
１００，１００Ａ電源装置
Ｅ１交流電源
Ｍ１モータ（負荷）
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４スイッチング素子
Ｗ１空気調和機

Claims

スイッチング素子と、前記スイッチング素子を介した電流経路に設けられるリアクトルと、を有し、交流電源から印加される交流電圧を直流電圧に変換する際の力率を改善する力率改善回路と、
前記力率改善回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、
前記スイッチング素子に所定のパルス信号を出力する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記パルス信号におけるパルス周期を所定の安定性限界周期未満に設定し、
前記安定性限界周期は、前記平滑コンデンサを介して電力供給を受ける負荷の運転状態が所定に反映された負荷状態係数と、前記平滑コンデンサの直流電圧と、前記リアクトルのインダクタンス値と、を含む式（１０）に基づいて算出される、電源装置。
ここで、式（１０）に含まれるΔＴ _stable は前記安定性限界周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンス値であり、Ｋ _p は前記負荷状態係数である。
前記安定性限界周期の更新が前記パルス周期で繰り返される、又は、前記パルス周期の所定倍の周期で繰り返されること
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記平滑コンデンサの直流電圧を所定の目標値に近づけるように、前記負荷状態係数がＰＩ制御に基づいて調整されること
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置を備えるとともに、
前記電源装置から印加される直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路から印加される交流電圧で駆動するモータと、を備えるとともに、
圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、をさらに備え、
前記負荷には、前記インバータ回路及び前記モータが含まれ、
前記モータは、前記圧縮機の駆動源である、空気調和機。