JPS5849044B2 - Den Atsuseigi Yogata Multivibrator - Google Patents
Den Atsuseigi Yogata MultivibratorInfo
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- JPS5849044B2 JPS5849044B2 JP50089878A JP8987875A JPS5849044B2 JP S5849044 B2 JPS5849044 B2 JP S5849044B2 JP 50089878 A JP50089878 A JP 50089878A JP 8987875 A JP8987875 A JP 8987875A JP S5849044 B2 JPS5849044 B2 JP S5849044B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧制御型マルチバイブレーク、特に出力周波
数が制御電圧の線型関数である電圧制御型マルチバイブ
レークに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a voltage controlled multi-bye break, and more particularly to a voltage controlled multi-bye break in which the output frequency is a linear function of the control voltage.
第１図は従来の電圧制御型マルチバイブレークを示すも
ので、マルチバイブレークの基本的スイッチングトラン
ジスタ（以下単にトランジスタと称す）対は１及び２の
各トランジスタであるが、このトランジスタ１がオンし
ている場合、トランジスタ１のエミツタ電流は制御電圧
に応じて変化する電流源１１及び１３の合計の２■なる
値である。Figure 1 shows a conventional voltage-controlled multi-bye break.The basic pair of switching transistors (hereinafter simply referred to as transistors) in a multi-bye break is transistors 1 and 2, and transistor 1 is on. In this case, the emitter current of the transistor 1 is a value equal to the sum of the current sources 11 and 13, which varies depending on the control voltage.
そして、第１図の電圧制御型マルチバイブレークに於い
て出力周波数は第１近似では、で示されている。In the voltage-controlled multi-by-break shown in FIG. 1, the output frequency is shown in a first approximation as follows.
ここにＩＴはマルチバイブレークの全電流を表わすもの
である。Here, IT represents the total current of the multi-by-break.
尚、第１図の回路のマルチバイブレークについては特開
昭４７−１０２６６号公報「電圧制御マルチバイブレー
ク」に記載されているので、一般的動作原理については
省略する。The multi-bye break of the circuit shown in FIG. 1 is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10266/1988 entitled "Voltage Controlled Multi-bye Break", so the general operating principle will be omitted.
しかしながら、出力周波数のより正確な値は次の如く与
えられる。However, a more accurate value of the output frequency is given as follows.
即ち、第１図に於いてトランジスタ１のペースエミツタ
電圧■ＢＥ１はトランジスタ１が導通して２■なるエミ
ツク電流を流している時（これをＶＢＥｔ ＊＊（２Ｉ
）と称す）と、遮断状態から極くわずかの電流が流れて
導通しはじめる時（これをＶＢＥＩ（Ｉ：０）とでは大
きさが異る。That is, in Fig. 1, the pace emitter voltage BE1 of transistor 1 is VBEt**(2I) when transistor 1 is conductive and an emitter current of 2
) and when a very small amount of current flows from a cut-off state and begins to conduct (this is called VBEI (I:0)), the magnitude is different.
このことはトラジスク２についても同様であって、■Ｂ
Ｅ２（２■）及び■ＢＥ２ （ Ｉ ”：： ０ ）と
して表現する。This also applies to Trajisk 2, and ■B
Expressed as E2 (2■) and ■BE2 (I''::0).
■ＢＥ，（２■）ご■ＢＥ２（２■），■ＢＥ１（ ■
＝ｏ）＝ｖ，，（ ■＝Ｑ）と仮定すると、出力周波数
は、
で与えられる。■BE, (2■) ■BE2(2■), ■BE1( ■
=o)=v, , (■=Q), the output frequency is given by.
（２）式に於いては明らかに分母には２■の関数である
ＶＢＥＩ （ ２ Ｉ ）が含まれているので、出力周
波数は■に対する完全な線型となり得ないことを示して
いる。In equation (2), the denominator clearly includes VBEI (2 I), which is a function of 2. This shows that the output frequency cannot be perfectly linear with respect to 2.
又（２）式はＶＢＥＩの温度特性の補償も制御電圧の関
数として複雑な方法を要求している。Equation (2) also requires a complicated method to compensate for the temperature characteristics of VBEI as a function of the control voltage.
このように、制御電圧に対して線型な出力周波数を有す
る電圧制御型マルチバイブレークは既知であるが、本発
明は（２）式で示される非線型体を除去することにより
、線型性の程度がより高度なものに改良され、更には温
度特性の改良にも実施が容易である電圧制御型マルチバ
イブレークを提供することを目的とする。As described above, voltage-controlled multi-bibreaks having an output frequency that is linear with respect to the control voltage are known, but the present invention improves the degree of linearity by removing the nonlinear body represented by equation (2). It is an object of the present invention to provide a voltage-controlled multi-vibration brake that has been improved to a higher level and is also easy to implement in improving temperature characteristics.
以下、図面に基づき本発明を説明する。The present invention will be explained below based on the drawings.
第２図は本発明の電圧制御型マルチバイブレークの一実
施例を示すもので、トランジスタ２１及び２２はマルチ
バイブレークの基本となるスイッチング素子である。FIG. 2 shows an embodiment of the voltage controlled multi-bye break of the present invention, and transistors 21 and 22 are switching elements that are the basis of the multi-bye break.
トランジスタ２１及び２２のエミツタ間には充放電素子
としてコンデンサ２７が接続される。A capacitor 27 is connected between the emitters of transistors 21 and 22 as a charging/discharging element.
トランジスタ２１及び２２のコレククには、それぞれ負
荷抵抗２５及び２６が接続されている。Load resistors 25 and 26 are connected to the collectors of transistors 21 and 22, respectively.
なお、トランジスタ２３と２４は第１図で示したトラン
ジスタ３および４と等価なトランジスタであり、トラン
ジスタ２１と２２のスイッチ動作により負荷抵抗２５と
２６に生じる導通あるいはしゃ断の信号をトランジスタ
２２と２１のベースへ正帰還して反転作用を確実に、し
かも速く行わせるべく作用する。Note that the transistors 23 and 24 are equivalent to the transistors 3 and 4 shown in FIG. It acts to positively feed back to the base and perform the reversal action reliably and quickly.
今トランジスタ２１が導通している状態について考える
と、マルチバイブレークの全電流に相当する■。If we consider the current state in which the transistor 21 is conducting, this corresponds to the total current of the multi-by-break.
が電源より抵抗２５を通り、トランジスタ２１のコレク
タを通ってトランジスタ２１のエミツタに流れる。flows from the power supply through the resistor 25, through the collector of the transistor 21, and to the emitter of the transistor 21.
そして、ＩＴのうち■。−■という成分は電流源３４の
出力端子３０に流入し、■Ｔのうち■という戒分はコン
デンサ２７を通って、さらに電流源３４の他の出力端子
３１に流入する。And of IT ■. The -■ component flows into the output terminal 30 of the current source 34, and the component (■) of ■T flows through the capacitor 27 and further flows into the other output terminal 31 of the current source 34.
ここで重要なことは、トランジスタ２１が導通している
ときのエミツタ電流がＩＴであることである。What is important here is that the emitter current when the transistor 21 is conductive is IT.
従来の回路では、この場合のエミツタ電流は２■であっ
た。In the conventional circuit, the emitter current in this case was 2■.
さてコンデンサ２７の放電が進みトランジスタ２２のエ
ミツタ電位が下ってトランジスタ２２が導通状態になっ
てトランジスタ２１が遮断状態になると、トランジスタ
２１および２２のコレクタ電圧が変化して、その変化が
スイッチング回路３５に伝えられる。Now, as the discharge of the capacitor 27 progresses and the emitter potential of the transistor 22 falls, the transistor 22 becomes conductive and the transistor 21 becomes cut off, the collector voltages of the transistors 21 and 22 change, and this change is applied to the switching circuit 35. Reportedly.
ここでスイッチング回路３５はトランジスタ２２が導通
している時は電流源３４の出力端子３１の電流値を■Ｔ
一■に、出力端子３０の電流値を■にせしめ、トランジ
スタ２１が導通している時は電流源３４の出力端子３０
の電流値を■Ｔ一■に、出力端子３１の電流値を■にせ
しめる勘路である。Here, the switching circuit 35 changes the current value of the output terminal 31 of the current source 34 to ■T when the transistor 22 is conductive.
First, the current value of the output terminal 30 is set to ■, and when the transistor 21 is conductive, the output terminal 30 of the current source 34
This is a crossroad that causes the current value of the output terminal 31 to become ■T-■ and the current value of the output terminal 31 to become ■.
従ってトランジスタ２２が導通となると、トランジスタ
２２のエミツク電流は■Ｔとなり、コンデンサ２７の電
流はトランジスタ２１が導通している時とは逆向きの電
流■となる。Therefore, when the transistor 22 becomes conductive, the emitter current of the transistor 22 becomes ■T, and the current of the capacitor 27 becomes a current in the opposite direction to that when the transistor 21 is conductive.
かかる本発明の電圧制御型マルチバイブレークの出力周
波数について以下にのべる。The output frequency of the voltage-controlled multi-by-break of the present invention will be described below.
第２図の回路において、トランジスタ２１が導通すると
、そのコレクタ電流Ｉ．０２１は■ＴＯこほぼ等しくな
る（ ＩＯ２１”Ｆ ＩＴ ）。In the circuit of FIG. 2, when transistor 21 becomes conductive, its collector current I. 021 is almost equal to ■TO (IO21"F IT).
したがって、トランジスタ２３のベース電位ＶＢ２３は
、
となり、またトランジスタ２２のベース電位ＶＢ２２は
、
となる。Therefore, the base potential VB23 of the transistor 23 is as follows, and the base potential VB22 of the transistor 22 is as follows.
ここで、■ｃｃは電源電圧、Ｒ２５は抵抗２５の値、Ｖ
ＢＢ２３ Ａはトランジスタ２２がしゃ断しているとき
のトランジスタ２３のペースエミツタ間電圧である。Here, ■cc is the power supply voltage, R25 is the value of the resistor 25, V
BB23A is the pace-emitter voltage of transistor 23 when transistor 22 is cut off.
ところで第（４）式で示すベース電位でトランジスタ２
２がしゃ断状態であるとすると、トランジスタ２４のベ
ース電位ＶＢ２４は電源電圧■ｃｃにほぼ等し＜（ＶＢ
２４嵩■ｃｏ）、したがって、トランジスタ２１のエミ
ツタ電位ＶＥ２１は、
？なる。By the way, at the base potential shown in equation (4), transistor 2
2 is in the cutoff state, the base potential VB24 of the transistor 24 is approximately equal to the power supply voltage ■cc<(VB
Therefore, the emitter potential VE21 of the transistor 21 is ? Become.
ここで■ＢＥ２４Ｂはトランジスタ２１が導通している
ときのトランジスタ２４のペースエミツタ間電圧、■Ｂ
Ｂ２１（ＩＴ）は電流■Ｔが流れているときのトランジ
スタ２１のペースエミツタ間電圧である。Here, ■BE24B is the pace-emitter voltage of the transistor 24 when the transistor 21 is conductive, and ■B
B21 (IT) is the voltage between the emitter and the emitter of the transistor 21 when the current ■T is flowing.
トランジスタ２２のエミツタ電位ＶＥ２２は初期値ＶＥ
２（０）から時間の経過につれて減少しつつあり、
とあらわされる。The emitter potential VE22 of the transistor 22 is the initial value VE.
2 (0), it is decreasing as time passes, and is expressed as.
？こでＣ２はコンデンサ２７の ？量値である。? Here, C2 is the capacitor 27. ? It is a quantity value.
ある時刻（１＝１１）において、
２２のベース電位ＶＢ２が、
トランジスタ
となったとするとトランジスタ２２は導通しはじめ、Ｖ
Ｂ２４の低下、このことによるＩＯ２１の減少、ＶＢ２
３の上昇の加速度的変化が生じ、トランジスタ２１がし
ゃ断し、一方トランジスタ２２が導通ずる反転動作が瞬
時に完了する。At a certain time (1=11), if the base potential VB2 of 22 becomes a transistor, the transistor 22 starts to conduct and V
Decrease in B24, resulting in a decrease in IO21, VB2
3 occurs, and the reversal operation, in which transistor 21 is cut off and transistor 22 is turned on, is instantaneously completed.
第（７）式の■Ｅ２２に第（６）式の右辺を代入すると
、？（８）式のｖＢ２。Substituting the right side of equation (6) into ■E22 of equation (7), ? vB2 in equation (8).
に第（４）式の右辺を、また第（４）式の■８３に第（
３）式の右辺を代入して整理すると、第（８）式は以下
のようになる。and the right-hand side of equation (4) in (4), and
3) By substituting and rearranging the right side of equation, equation (8) becomes as follows.
？なり、この時刻ｔ１の時刻でトランジスタの役目が反
転する。? At this time t1, the role of the transistor is reversed.
なお、トランジスタ２１のエミツタ電位ＶＥ２１の初期
値■。Note that the initial value of the emitter potential VE21 of the transistor 21 is ■.
２（０）とトランジスタ２２のエミツク電位ＶＥ２２の
初期値ＶＢ２２（。2(0) and the initial value VB22 of the emitter potential VE22 of the transistor 22 (.
）は切り換り時点の電位を考慮することにより計算する
ことができる。) can be calculated by considering the potential at the time of switching.
すなわち、トランジスタ２１が導通状態であり、またト
ランジスタ２２がまさに導通状態になろうとする時（１
＝１２）、コンデンサ２７のトランジスタ２１側の電位
はＶＥ２１であり、一方、トランジスタ２２側の電位は
、
■Ｃｏ ”２５ ” ＩＴ ”ＢＥ２３ Ａ ”
ＢＥ２２ （ Ｉ；Ｏ）であり、したがって、コンテ′
ンサ２７の両端には、で示される電圧が保持される。That is, when the transistor 21 is in a conductive state and the transistor 22 is about to become conductive (1
=12), the potential on the transistor 21 side of the capacitor 27 is VE21, and on the other hand, the potential on the transistor 22 side is ■Co ``25'' IT ``BE23 A''
BE22 (I;O) and therefore the content
A voltage represented by is maintained across both ends of the sensor 27.
第（１１）式に第（５）式の右辺を代入することにより
第（１１）式は、とあらわされる。By substituting the right side of equation (5) into equation (11), equation (11) can be expressed as follows.
そこで、ＶＣ２１（０）はトランジスタ２１が導通して
いるときのコンデンサ電圧の初期値である。Therefore, VC21(0) is the initial value of the capacitor voltage when the transistor 21 is conductive.
ところで、トランジスタ２２が導通し一方トランジスタ
２１がしゃ断すると、トランジスタ２２のエミツタ電位
ＶＢ２２は、
？なる。By the way, when the transistor 22 is turned on and the transistor 21 is turned off, the emitter potential VB22 of the transistor 22 becomes ? Become.
ただし、ＶＢＥ３Ｂはトランジスタ２２が導通している
ときのトランジスタ２３のペースエミツタ間電圧、ＶＢ
Ｅ２（ＩＴ）は電流ＩＴが流れているときのトランジス
タ２２のペースエミツタ間電圧である。However, VBE3B is the pace-emitter voltage of transistor 23 when transistor 22 is conductive, VB
E2(IT) is the emitter-emitter voltage of transistor 22 when current IT is flowing.
また、トランジスタ２１のベース電位ＶＢ２１は、ＶＢ
２１ ＝■００ Ｒ２６ ＩＴ ＶＢＥ２４ Ａ
・・・（１５）となる。Further, the base potential VB21 of the transistor 21 is VB
21 =■00 R26 IT VBE24 A
...(15).
ここでＲ２６は抵抗２６の値、■ＢＥ２４Ａはトランジ
スタ２１がしゃ断しているときのトランジスタ２４のペ
ースエミツタ間電圧である。Here, R26 is the value of the resistor 26, and BE24A is the emitter voltage of the transistor 24 when the transistor 21 is cut off.
ト＋二ランジスタ２１のエミツタ電位ＶＥ２１は初期値
ＶＢ２１（０）から時間の経過とともに減少し、となる
と、前述したのとは反対の状況が生じてトランジスタ２
１が導通一方トランジスタ２２がしゃ断する。The emitter potential VE21 of the transistor 21 decreases from the initial value VB21(0) with the passage of time.
1 is conductive, while transistor 22 is cut off.
したがって、ｔ２は、となる。Therefore, t2 becomes.
このときコンデンサ２７の両端にはトランジスタ２１側
からトランジスタ２２の側をみて、？る電圧が保持され
る。At this time, when looking from the transistor 21 side to the transistor 22 side, ? voltage is maintained.
ここでＶ Ｏ ２１ （０） ’はトランジスタ２１が
しゃ断しているときのコンデンサ電圧の初期値である。Here, V O 21 (0) ' is the initial value of the capacitor voltage when the transistor 21 is cut off.
ところで、ＶＥ２１の初期値ＶＢ２１（０）とＶＢ２２
の初期値ＶＥ２（０）は、
であり、第（２０）式に第（１３）式および第（１４）
式を、また第（２１）式に第（５）式および第（１９）
式をそれぞれ代入すると次式が得られる。By the way, the initial values of VE21 VB21 (0) and VB22
The initial value VE2(0) is
and substituting equation (21) with equation (5) and equation (19).
By substituting each expression, the following expression is obtained.
また第（２２）式および第（２３）式を第（１０）式お
よび第（１８）式に代入すると次式が得られる。Further, by substituting equations (22) and (23) into equations (10) and (18), the following equations are obtained.
？こでＲ２５ ＝ Ｒ２６ ＝ Ｒ ｙ ＶＢＥ２（Ｉ
’０）ＶＢＢ２２ （ Ｉ 冨０ ） ， ＶＢＥ２１
（ ＩＴ）一ＶＢＥ２２ （ＩＴ） ，■ＢＥ２３ Ａ
：ＶＢＢ２ｓ ＢおよびＶＢＥ２＋Ａ；ＶＢＢ２＋ Ｂ
すなわち、発振周波数は第（２８）式であらわされる。? Here, R25 = R26 = R y VBE2(I
'0) VBB22 (I Tomi 0), VBE21
(IT)-VBE22 (IT), ■BE23 A
:VBB2s B and VBE2+A; VBB2+ B
That is, the oscillation frequency is expressed by equation (28).
この第（２８）式において、ＶＢＥＩ（ＩＴ）は制御電
圧により線型的に変化する電流■に関して無関係であり
、従って出力周波数は従来の電圧制御型マルチバイブレ
ークに比して線型性が改良されるのである。In Equation (28), VBEI(IT) is unrelated to the current that varies linearly with the control voltage, and therefore the linearity of the output frequency is improved compared to the conventional voltage-controlled multi-vibration brake. be.
又温度特性の補償も制御電圧に対して無関係な方法で可
能なことを示している。It is also shown that compensation for temperature characteristics is possible in a manner that is independent of the control voltage.
次に第２図にブロック図で示されている電流源３４およ
びスイッチング回路３５の具体的実現手段の一実施例を
第３図を用いて説明する。Next, one embodiment of a concrete implementation means of the current source 34 and the switching circuit 35 shown in the block diagram in FIG. 2 will be described with reference to FIG. 3.
第３図においては、ＩＴ−Ｉ及び■を電流の切換ではな
く制御電圧端子と一定電圧端子の電圧値の切換で発生せ
しめる。In FIG. 3, IT-I and (2) are generated not by switching the current but by switching the voltage values of the control voltage terminal and the constant voltage terminal.
第３図においてスイッチ５０とスイッチ５１はマルチ７
′＜イブレータの出力電圧によって駆動され、スイッチ
５０が制御電圧端子の■ｃ３６に接続されている時はス
イッチ５１は一定電圧端子のｖＢＩＡｓ５２側に接続さ
れている。In FIG. 3, switch 50 and switch 51 are multi-7
When the switch 50 is connected to the control voltage terminal c36, the switch 51 is connected to the constant voltage terminal vBIAs52.
第２図のトランジスタ２２が導通である場合、例えばス
イッチ５０が制御電圧３６に接続されているとすると、
出力端子３０及び３１の電流Ｉ３０１Ｉ３１は、
となる。If transistor 22 of FIG. 2 is conductive, for example, if switch 50 is connected to control voltage 36, then
The currents I301I31 of the output terminals 30 and 31 are as follows.
■３ｏ−■，■３１−■Ｔ一■とすると、■Ｔ−２■１
となる。■3o-■, ■31-■T-■, then ■T-2■1
becomes.
反対にトランジスタ２１が導通であるときは、スイッチ
５０はＶＢＩＡＳ５２に接続され、スイツツ５１は制御
電圧３６に接続され、
となって第２図に於ける電流源３４の条件を満足する。Conversely, when transistor 21 is conductive, switch 50 is connected to VBIAS 52 and switch 51 is connected to control voltage 36, satisfying the conditions for current source 34 in FIG.
第４図は第３図に示す回路のスイッチ５０及びスイッチ
５１を電子的に実現せる実施例であって、例えばトラン
ジスタのエミツタダイオードによる選択とトランジスタ
スイッチを組合せるものである。FIG. 4 shows an embodiment in which the switches 50 and 51 of the circuit shown in FIG. 3 can be realized electronically, and for example, selection by an emitter diode of a transistor is combined with a transistor switch.
即ち、切換用信号がマルチバイブレークの出力回路部分
から入力端子５６、及び５７に印加される。That is, the switching signal is applied to the input terminals 56 and 57 from the output circuit portion of the multi-by-break.
この切換用信号によりトランジスタ６３．６４は同時に
オンオフ動作し、トランジスタ６２，６５は、トランジ
スタ６３．６４とは逆相でオンオフ動作をする。Transistors 63 and 64 are turned on and off simultaneously by this switching signal, and transistors 62 and 65 are turned on and off in opposite phase to transistors 63 and 64.
今第２図のトランジスタ２２が導通であるとき、トラン
ジスタ６３．６４がＯＮでトランジスタ６２．６５がＯ
ＦＦであるように入力端子５６．５７に印カ目される電
圧を決めると、トランジスタ６６のベースはトランジス
タ６８のベースより電圧が低くなり、トランジスタ６８
が能動状態となりトランジスタ６６は遮断状態となる。Now, when transistor 22 in FIG. 2 is conductive, transistors 63 and 64 are ON and transistors 62 and 65 are OFF.
If the voltage applied to input terminals 56 and 57 is determined to be FF, the base of transistor 66 will have a lower voltage than the base of transistor 68, and transistor 68 will have a lower voltage than the base of transistor 68.
becomes active, and transistor 66 becomes cut off.
同様にしてトランジスタ６７が能動状能となりトランジ
スタ６９が遮断状態となる。Similarly, transistor 67 becomes active and transistor 69 becomes cut off.
トランジスタ６８のベースには■ｃ３６が印カ目され、
トランジスタ６７のベースにはＶＢＩＡＳ５２が印加さ
れ、第３図の場合と同様の出力電流が出力端子３０およ
び３１に流れる。■c36 is marked on the base of the transistor 68,
VBIAS 52 is applied to the base of transistor 67, and an output current similar to that in FIG. 3 flows to output terminals 30 and 31.
以上説明したように、刈ツチング素子のエミツタに流れ
る電流が制御電圧に無関係に一定の電流であり、且つ充
放電素子の充放電電流が前記スイッチング素子のエミツ
タに流れる電流の一部であって、前記制御電圧の線型関
数であることを特徴とする本発明の電圧制御型マルチバ
イブレークは、出力周波数の線型性が従来のものより改
善され、更には温度特性の補償も制御電圧に対して無関
係な方法で可能となり、非常に実用的価値の高いもので
ある。As explained above, the current flowing through the emitter of the cutting element is a constant current regardless of the control voltage, and the charging/discharging current of the charging/discharging element is a part of the current flowing through the emitter of the switching element, The voltage-controlled multi-vibration break of the present invention, which is characterized by being a linear function of the control voltage, has improved linearity of the output frequency compared to conventional ones, and furthermore, compensation of temperature characteristics is independent of the control voltage. This method has been made possible and is of great practical value.
また、本発明は電圧値の切り換え所定の電流を発生させ
ており、低い電源電圧でも動作できるとともに、電流源
の設計も容易である。Further, the present invention generates a predetermined current by switching the voltage value, and can operate even at a low power supply voltage, and the current source can be easily designed.
第１図は従来の電圧制御型マルチバイブレークイブレー
タの一実施例を示す図、第３図は本発明を示す図、第２
図は本発明の電圧制御型マルチバの電圧制御型マルチバ
イブレークの電流源回路の一実施例を示す図、第４図は
本発明の電圧制御型マルチバイブレークの電流源回路の
他の実施例を示す図である。
２１ ，２２，２３．２４・・・・・・トランジスタ、
２５．２６・・・・・・負荷抵抗、２７・・・・・・コ
ンデンサ、３４．．．．．．電流源回路、３５・・・・
・・スイッチング回路、３６・・・・・・制御電圧、５
４，５５・・・・・・電流源。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a conventional voltage-controlled multi-vibrator, FIG. 3 is a diagram showing the present invention, and FIG.
The figure shows one embodiment of the current source circuit of the voltage-controlled multi-bye break of the voltage-controlled multi-bar of the present invention, and FIG. 4 shows another embodiment of the current source circuit of the voltage-controlled multi-bye break of the present invention. It is a diagram. 21, 22, 23.24...transistor,
25.26...Load resistance, 27...Capacitor, 34. ．． ．． ．． ．． ．． Current source circuit, 35...
...Switching circuit, 36...Control voltage, 5
4,55... Current source.
Claims (1)
第１のトランジスタと、コレクタが負荷抵抗を介して前
記電源端子に接続される第２のトランジスタと、コレク
タが前記電源端子に、ベースが前記第１のトランジスタ
のコレクタに、エミツタが前記第２のトランジスタのベ
ースにそれぞれ接続される第３のトランジスタと、コレ
クタが前記電源端子に、ベースが前記第２のトランジス
タのコレクタに、エミツタが前記第１のトランジスタの
ベースにそれぞれ接続される第４のトランジスタと、前
記第１および第２のトランジスタのエミツタ間に接続さ
れる容量素子と、第１および第２の定電流源にそれぞれ
一端が接続され他端が第１および第２の出力端子に接続
されるとともに前記各一端の間がインピーダンス素子を
介して接続された第１および第２のスイッチ手段ならび
に同第１および第２のスイッチ手段に発振周波数を変化
させる外部信号電圧と基準電圧とを前記第１および第２
のトランジスタの導通しゃ断と同期して切り換えて交換
接続する切換手段とからなる定電流回路部とを具備する
とともに、同定電流回路部の第１および第２の出力端子
に前記第１および第２のトランジスタのエミツタがそれ
ぞれ接続され、前記第１もしくは第２のトランジスタが
導通し、前記第２もしくは第１のトランジスタがしゃ断
するとき前記第１もしくは第２の出力端子に一定電流が
、前記第２もしくは第１の出力端子に外部信号電圧で制
御される電流が流れ、前記第１および第２のトランジス
タの導通ずる側のエミツタに一定電流が、前記容量素子
に前記一定電流の一部で、かつ、前記外部信号電圧の線
形関数である電流が流されることを特徴とする電圧制御
型マルチバイブレーク。1 A first transistor whose collector is connected to the power supply terminal via a load resistor, a second transistor whose collector is connected to the power supply terminal via the load resistor, whose collector is connected to the power supply terminal and whose base is connected to the power supply terminal. a third transistor whose collector is connected to the collector of the first transistor and whose emitter is connected to the base of the second transistor, whose collector is connected to the power supply terminal, whose base is connected to the collector of the second transistor, and whose emitter is connected to the collector of the second transistor; a fourth transistor connected to the base of the first transistor, a capacitive element connected between the emitters of the first and second transistors, and one end connected to the first and second constant current sources, respectively. Oscillation occurs in first and second switch means whose other ends are connected to first and second output terminals and whose ends are connected via an impedance element, and to the first and second switch means. The external signal voltage and the reference voltage for changing the frequency are connected to the first and second
a constant current circuit section configured to switch and connect in exchange in synchronization with the conduction/cutting of the transistor, and the first and second transistors are connected to the first and second output terminals of the identification current circuit section. When the emitters of the transistors are respectively connected and the first or second transistor is conductive and the second or first transistor is cut off, a constant current is applied to the first or second output terminal. A current controlled by an external signal voltage flows through a first output terminal, a constant current flows through the conducting side emitters of the first and second transistors, and a part of the constant current flows through the capacitive element, and A voltage-controlled multi-by-break, characterized in that a current that is a linear function of the external signal voltage is caused to flow.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50089878A JPS5849044B2 (en) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | Den Atsuseigi Yogata Multivibrator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50089878A JPS5849044B2 (en) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | Den Atsuseigi Yogata Multivibrator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5214339A JPS5214339A (en) | 1977-02-03 |
| JPS5849044B2 true JPS5849044B2 (en) | 1983-11-01 |
Family
ID=13983014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50089878A Expired JPS5849044B2 (en) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | Den Atsuseigi Yogata Multivibrator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5849044B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016010071A (en) * | 2014-06-25 | 2016-01-18 | 新日本無線株式会社 | Voltage controlled oscillator |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7115805A (en) * | 1971-11-17 | 1973-05-21 |
-
1975
- 1975-07-22 JP JP50089878A patent/JPS5849044B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5214339A (en) | 1977-02-03 |
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