JPS596593B2 - インバ−タ制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はインバータ装置における主回路トランジスタの
電力損失を低減するようにしたインバータ制御回路に関
するものである。

従来のインバータ装置の一具体例を第１図で示すと、Ｅ
１は直流電源、ＴＲ１〜ＴＲ６はパワートランジスタ、
Ｄ１〜Ｄ６はフィードバックダイオード、ＤＴＩは主回
路電流検出器、Ｍはモータ、Ｂ、Ｃ、はベース制御回路
、Ｌｉはリアクトルであわ、各相間は磁気的に結合して
いる。

上記従来のインバータ装置の制御回路を第２図について
説明すると、この図はアナログーテイジタル変換回路Ａ
／Ｄ１の具体例であわ、Ｖ１は電源、Ａｌは増幅器、Ｒ
１ 、Ｒ２は抵抗である。

また、第３図はベース制御回路６−具体例であわ、Ｒ、
Ｃ、は６進リングカウンタ、１Ｃ１〜１Ｃ１２はテイジ
タルゲートＩＣである。上述のような構成となつている
ため、まず第２図に示したアナログーテイジタル変換回
路は、端子Ａから入力される検出器ＤＴＩの出力電圧と
、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ２によつて分圧される電位を増幅器
Ａｌによつて比較し、増幅器Ａｌの←）端子電位が…端
子電位より高ければ、出力端子ＢはＬになわ、逆の場合
はＨになる。

また増幅器Ａｌの出力がＨのとき、主回路パワートラン
ジスタＤ１が導通し、Ｌのとき主回路パワートランジス
タＤ、が不導通となるように論理が組まれている。第４
図に端子Ｂの出力波形を示し、また第５図は第３図に示
したベース制御回路の１ａ〜１ｆの各端子出力の波形を
示す。第６図は第２図の端子２ａ〜２ｆの出力波形で、
この第６図の各信号波形によつて、各主回路トランジス
タＴＲ１〜ＴＲ６を、駆動している。また回路上必要か
あれば絶縁増幅器を用いることもある。以上述べた制御
信号により主回路トランジスタＴＲ，〜ＴＲ６を，駆動
した場合のモータ相電流の一部を第７図の波形で示す。
この第７図の拡大図を第８図に示すと、ｔ はゝ
０Ｎパワートランジスタの導通時間、ＴＯＦＦはパワー
トランジスタの不導通時間、ＩＯは平均電流、ΔＩはリ
ツプル電流を示す。

この従来の制御方式では常に２個のパワートランジスタ
が導通か、または不導通という２つのスイツチングモー
ドで運転される。この２つのスイツチングモードを等価
回路で示すと、第９図Ａ，ｂのようになる。図に｝いて
２ＬはリアクトルＬ１のインダクタンス、２ｔおよびｒ
はモータ内部インピーダンス、ｅはモータ内部の発生電
圧である。ここで、モータ内部インピーダンスはリアク
トルのインダクタンスに比較して小さいものと仮定し、
省略すると、Ｔ，ｔは次のようにして求められる。（Ｈ
，−ｅ）ｔ ＝２Ｌ・２ΔＩであるから八ＸＴまた第
９図ＢＪ．Ｖ） ｔ ＋ｔ め最小値はｅ＝ｏのときであり、０Ｎ０Ｆ
Ｆエ一！ 最高スイツチング周波数ｆ は次の（３）式のよＭ
ａｘうになる。

すなわち、（３）式によつて与へられるスイツチング周
波数から回路定数を決定することができる。

従来の制御方式では（３）式によつて主回路スイツチン
グ周波数が決定されるため、リアクトルＬ１大きくする
、またはリツプル電流ΔＩを大きくするなどコスト的か
つまた性能的に充分といえない欠点があつた。リアクト
ル、同一電流リツプルΔＩならば主回路のスイツチング
周波数は１／２になるような制御方式にし、主回路トラ
ンジスタの電力損失を低減し、信頼性も向上させる。

換言すれば、リアクトルＬ，の容量を小さくし、コスト
パーフオーマンスの良いインパータ装置の制御回路を提
供することを目的としている。以下、本発明の構成につ
いて説明すると、本発明は従来の制御方式にさらにもう
一つの制御方式を追加したものである。

すなわち、従来の制御方式では２個のパワートランジス
タが同時に導通、または不導通という２つのモードのみ
であつたが、本発明は、さらに２個のパワートランジス
タのうち一方が導通、他方が不導通となるような制御方
式を付加したものである。そこで、本発明の原理説明を
一実施例の作用とともに第１０図について述べると、同
図に｝いて、Ａ，ｂ，ｃは３つの主回路のスイツチング
モードである。

ここでａを力行、モードｂを還流、モードｃを回生と呼
ぶことにすると、上記３つのモードは負荷力率によつて
いろいろ変化するが、モータ負荷による遅れ力率の場合
は、ａ→ｂ−＋ｃ→ｂ→ａ→ｂ−＋ｃ・・・・・・また
はａ→ｂ→ａ→ｂ・・・・・・という状態をくりかえす
。ａ−？ｂ→ｃ−＋ｂ→ａ→ｂ→ｃ・・・・・・という
モードを繰りかへす場合の主回路トランジスタのスイツ
チング周波数は次のようにして求められる。すなわち、
モードａの場合は従来方式と同様に２Ｌ・２Δモードｂ
の場合はｔ −？・・・・・・・・・（４）ＮＲＰ−
ｃモードｃの場合はｔ 乙ｂ●乙ａ１ ？・・・・・・・・・（２） Ｅ ・・・・・・・・・（５）ただしｅ＝」のときＬ（ただ
しｅ＝−」→ ・・・・・・（６）すなわちａ→ｂ→ｃ
の１サイクルあたりの各々パワートランジスタの０Ｎ−
０ＦＦ繰り返し最小１６Ｌ●Δ１時間は？となシ Ｐ． 最高スイツチングはＦｍａｘ＝一巴Ｕ−・・・・・・（
７）１Ｃ八Ｔすなわち従来の制御方式に比較してスイツ
チング周波数が１／２になる。

第１１図について説明すると、この変換回路は指令信号
と検出信号Ａを比較し、主回路パワートランジスタ制御
信号を作成するものであつて、Ｒ３〜ＲｌＯは抵抗、Ｖ
Ｒｌは可変抵抗、Ａ２〜Ａ５は増幅器、Ｄ７〜Ｄ８はダ
イオードである。

Ａ２，Ａ３はそれぞれＲ７／Ｒ３，Ｒ８／Ｒ４の増幅度
をもち、Ａ４，Ａ，は指令信号と検出信号を比較する比
較器として動作する。Ｒ，，Ｒ，Ｏはヒステリシス巾を
きめる正帰還用の抵抗であり、これはむやみにスイツチ
ング周波数が高くならないよう実使用範囲で決定される
不感帯を形成している。ＶＲ，は還流信号と回生信号に
レベル差を与える可変抵抗器である。この第１１図では
、増幅器Ａ４の出力ｅが回生信号、増幅器Ａ５の出力Ｄ
が還流信号であつて、検出信号Ａの入力電位は主回路電
流が大きいほど電位レベルが負に大きいものとする。増
幅器Ａ２，Ａ３の出力電位も負である。例へばＡ４の（
ニ）入力端子電位がＡ４の（ト）入力端子電位よ）も高
ければ、増幅器Ａ４の出力ｃはＬレベル、すなわち主回
路電流０ＦＦ信号、逆の場合はＡ４の出力ｃはＨレベル
、すなわち主回路電流０Ｎ信号となる。増幅器Ａ３，Ａ
５も同様に動作する。次にリングカウンタとの組合せを
第１２図に示すと、３ａ〜３ｆの出力波形は第１３図の
ようになる。第１４図は４ａ〜４ｆの出力波形で１アー
ム主回路トランジスタは前述の力行、還流、回生の３つ
のモードでスイツチングをくりかへすことが理解される
。第１２図に訃いて１２０この導通信号のうち還流信号
が前半６００に与えられる理由は還流状態で１つのトラ
ンジスタのみを導通、他方のトランジスタを不導通にさ
せるために必要である。以上述べた本発明は充分実用に
耐えるものであるが、いろいろのデイジタルゲートＩＣ
を組み合わせているため、６個の信号のタイミングが、
わずかではあるが変動することがある。

そのため、主回路電流制御信号、すなわち第１１図のＣ
，Ｄ信号にリングカウンタ入力信号によつて動作させた
単安定マルチバイブレータ０ＳＭの出力信号を用いて、
第１２図に付加して第１５図のように組合せると、電力
制御装置の指令周波数に同期して、安定な周波数制御特
性が得られる。いわば、これは主回路に悪影響を与えな
い程度に、強制的にトランジスタ０Ｎ信号を与えること
になる。本発明の一実施例では負荷としてモータを用い
たが、他の負荷装置でも同様の効果を奏する。

以上述べたように、本発明による制御方式、制御回路を
用いれば、従来の制御方式と比較して、主回路パワート
ラ″ンジ不夕のスイツチング周波数を１／４に低減する
ことができる。換言すれば、回路に使用されるリアクト
ルの容量値を小さくできるなど、コスト・パーフオーマ
ンスが向上するとともに、スイツチング制御時の主回路
の周波数の安定性が向上し、信頼性の高いものが得られ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はインバータ装置の主回路図、第２図は従来の電
流制御方式のアナログーデイジタル変換回路図、第３図
は従来のベース制御回路図、第４図はＡ／Ｄ出力波形図
、第５図、第６図は第３図のベース制御回路の出力波形
図、第７図は主回路電流波形図、第８図は第７図の拡大
図、第９図は従来の制御方式による主回路等価回路図、
第１０図は本発明による制御方式の主回路等価回路図、
第１１図は本発明によるアナログーデイジタル変換回路
図、１２図は本発明によるベース制御回路第１３図は第
１２図の中間出力波形図、第１４図は本発明によるベー
ス制御回路の出力波形図、第１ｇ１；Ｍけ木登明の他の
霊施例による主回路周波数安定化制御回路図である。 Ｅ，・・・直流電源、ＴＲ，〜ＴＲ６・・・パワートラ
ンジスタ、Ｄ１〜Ｄ８・・・ダイオード、ＤＴｌ・・・
検出器、Ｍ・・・モータ、Ｌ１・・・リアクトル、Ｂ，
Ｃ，・・・ベース制御回路、Ａ／Ｄ，・・・アナログー
デイジタル変換器）ＶｃＯ．．．電源）Ａｌ５Ａ５゜８
゜増幅器）Ｒ１〜ＲｌＯ・・・抵抗、ＶＲ，・・・可変
抵抗器、Ｒ，Ｃ，・・・リングカウンタ、ＩＣｌ−〜Ｉ
Ｃ２７・・・デイジタルゲートＩＣｌＯＳＭ・・・単安
定マルチバイブレータ、２Ｌ・・・リアクトルＬ１のイ
ンダクタンス、２ｔ，ｒ・・・モータ内部インピーダン
ス、ｅ・・・モータ内部発生電圧、なお図中同一符号は
同一、または相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ センタ・タップを備えた直流リアクトルと、この直
   流リアクトルの一方の端子に直列にエミッタ端子を接続
   した第１の主トランジスタ、および上記直流リアクトル
   の他方の端子に直列にコレクタ端子を接続した第２の主
   トランジスタを備えてなる回路、この回路３組に並列に
   接続された直流電源と前記直流リアクトルのエミッタ接
   続端子から前記直流電源の負端子に逆並列に接続した帰
   還ダイオード、前記直流リアクトルのコレクタ接続端子
   から前記直流電源の正端子に逆並列に接続された帰還ダ
   イオードからなり、前記直流リアクトルのセンタ・タッ
   プが負荷に接続されるインバータ回路を備えると共に、
   この回路に、主回路電流の検出信号と指令信号にレベル
   差を持たせた信号とをそれぞれ比較してカ行モード、還
   流モード、及び回生モード制御信号を得る２つの比較回
   路を配備して、該制御信号と前記各トランジスタのベー
   ス制御信号との論理積を得ることにより主回路トランジ
   スタのスイッチング周波数を制御することを特徴とする
   インバータ制御回路。 ２ インバータ回路としてそれに単安定マルチバイブレ
   ータを付加したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のインバータ制御回路。