JPS6030196B2 - 磁気移相器用電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は滋気移相器用電源回路に係り、特に小入力で直
線性のある磁気移相特性を得るのに好適な磁気移相器用
電源回路に関する。

磁気増幅器の出力をサィリスタなどの制御極付半導体の
制御信号に利用すると、磁気増幅器の制御入力によって
サィリスタなどの制御極付半導体の出力を制御でき、磁
気増幅器の有している特徴、たとえば、構造が簡単、頑
丈であり、制御電流または制御起磁力の形で制御入力を
与えることにより、多くの制御入力を互に絶縁した状態
で加減算し、その結果を増幅できること、雑音信号の影
響をうけにくいことなどに、半導体の特徴たとえば比較
的小形の装置で大電力を効率よく制御できること、が結
合されて、工業用として好適な電力制御装置が得られる
。

このような使い方をした場合の磁気増幅器を、その出力
通流角によってサィリスタなどの点弧角が定まるという
意味で、磁気移送器とよぶ。この滋気移相器としては当
然、できるだけ４・入力で制御でき、かつ移相特性の優
れたものが望ましいのであるが、４・入力用として好適
とされるスーパーマロイなどの鉄心を用いた磁気移送器
では、鉄心の角形比がわるいため、移相特性の直線性が
わろくなる煩向がある。

そこで、磁気移相器用電源として立上りにパルス電圧を
童畳したものを用いて移相特性の直線性を改善しようと
する方法が提案されていたが、設計が面倒で安定な特性
を得るのが困難であったり、回路が複雑化するなどの欠
点があった。また、従来の方法では、磁気移相器の鉄心
を充分に飽和させた場合、前述したパルス電圧が負荷に
加わることがあり、負荷電圧が過大になってしまう欠点
もあった。

本発明の目的は設計が簡単で得られる特性が安定してお
り、かつ回路が簡単で滋気移相器特性を改善するのに好
適な電源回路を提供するにある。

本発明は磁気移相器用の交流電源に飽和リアクトルを接
続し、この飽和リアクトルの巻線に誘起するパルス電圧
を交流電源電圧に車畳して磁気移相器を励磁するととも
に、磁気移相器鉄心が飽和した後は、このパルス電圧を
零にするようにしたものである。第１図は本発明の一実
施例であって、交流電源Ｅａからは抵抗Ｒａを通して、
トランジスタＴｒ，のベース・エミツ夕とトランジスタ
Ｔｒ２のベース。

ェミッタに逆並列に接続されたダイオードＤｄ２の回路
、またはトランジスタＴｒ２のベース‘ェミツタとトラ
ンジスタＴｒ，のベース・ェミッタに逆並列に接続され
たダイオードＤｄ，の回路に電流が流れる。また、直流
電源Ｅｄからは、電線トランスＴの鉄心 Ｃ，に巻回さ
れた１次巻線Ｎ，．、トランジスタＴｒ，のコレクタ・
ェミツタの回路、または鉄心Ｃ，に巻回された１次巻線
Ｎ，２、トランジスタＴｒ２のコレクタ・ェミッタの回
路に電流が流れる。鉄心Ｃ，に巻回された２次巻線Ｎ２
，とこれに直列接続された飽和リアクトルＳＬの鉄心Ｃ
２に巻回された２次巻線ｎ２，とからは、磁気移相器Ｍ
ＰＳの出力巻線ＮＬ，ダイオードＤｄ３、負荷ＲＬ，の
回路に電流が流れ、同機に鉄心Ｃ，に巻回された２次巻
線Ｎ２２とこれに直列援競された飽和リアクトルＳＬの
鉄心Ｃ２に巻回された２次巻線とからは磁気移相器ＭＰ
Ｓの出力巻線ＮＬ２、ダイオードＤｄ４、負荷ＲＬ２の
回路に電流が流れる。さらに、鉄心Ｃ，に巻回された３
次巻線Ｎ３からは抵抗Ｒｓを通して飽和リアクトルＳＬ
の鉄心Ｃ２に巻回された１次巻線ｎ，に電流が流れる。
また、２次巻線ｎ２，とり２の両端にはダイオードＤｄ
５，Ｄｄ６が突合せとなって接続され突合せ点と２次巻
線山，とｎ滋の接続点との間にはトランジスタＴらのコ
レクタ・ェミツタが接続され、トランジスタＴｒ３のベ
ース・エミツタには負荷ＲＬ．，ＲＬ２の両端からダイ
オードＤｄ７，○＆「および抵抗ＲＢを通して電流が流
れる。また、滋気移相器Ｍ門には制御巻線Ｎｃによって
制御入力が加えられる。なお、すべての巻線の。印は極
性が同一であることを表わし、巻線Ｎ，．とＮ，２；Ｎ
２，とＮ２２；り，と山２はそれぞれ互に巻数はひとし
いものとする。このような構成において、たとえば交流
電源Ｅａが図示のような極性であると、抵抗Ｒａ、トラ
ンジスタＴｒ，のベース・エミツタ、ダイオードＤ平を
通してトランジスタＴｒ，にベース電流が流れるので、
トランジスタＴｒ，のコレク夕・ヱミツタ間は短絡状態
となる。その結果、直流電源Ｅｄは電源トランスＴの１
次巻線Ｎ，．にＥＯ力ｏされる。ここで、電源トランス
Ｔの１次巻線Ｎ，．，Ｎ．２に対する２次巻線Ｎ２，，
Ｎ２２の巻線比をＱとすると、２次巻線Ｎ２，には・印
が正方向のＱＥｄなる電圧が誘起されることになる。ま
た、電源トランスＴの１次巻線Ｎ，．，Ｎ，２に対する
３次巻線Ｎ３の巻数比を６とすると、３次巻線Ｎ３には
・印が正方向のＢＥｄなる電圧が誘起されるがｔ この
電圧は抵抗Ｒｓを通して、飽和リアクトルＳＬの１次巻
線ｎ，に加わる。そこで「飽和リアクトルＳＬの１次巻
線ｎ，に対する２次巻線ｎ小ｎ２２の巻数比をッとし、
飽和リアクトルＳＬが非飽和期間の抵抗Ｒｓにおける電
圧降下を無視すると、２次巻線ｗ，には・印が正万向の
ＢＹＥｄなる電圧が譲起する。そして、２次巻線Ｎ２，
の誘起電圧ＱＥｄと２次巻線ら，の誘起電圧ＢｙＥｄと
は同一方向で、ダイオードＤｄ３に対して順方向になる
ので、滋気移相器ＭＰＳの出力巻線ＮＬ，、ダイオード
Ｄｄ３、負荷ＲＬ，を通して磁気移相器ＭＰＳの出力巻
線ＮＬ，には（ＱＥｄ＋８ｙＥｄ）＝（Ｑ＋８ｙ）Ｅｄ
なる電圧が加わる。ただし、ダイオードＤｄ３、負荷Ｒ
Ｌ，における電圧降下は無視する。そこで、交流電源Ｅ
ａが図示とは逆の極性である期間における磁気移相器Ｍ
ＰＳの磁束リセット量を△ふとすると、出力巻線ＮＬ，
に電圧が加わってから磁気移相器Ｍ円Ｓの鉄心（図示せ
ず）が飽和する迄の時間△ｔは、△ｔ：Ｎし，△？／（
Ｑ＋８ｙ）Ｅｄ …（１｝で表わされる。

ただし、飽和リアクトルＳＬ非飽和期間にあるとする。
そして磁気移相器ＭＰＳの鉄心が飽和すると、２次巻線
Ｎ２，と２次巻線ｎ２，の誘起電圧の合計値は、ほとん
ど負荷Ｒ］に加わる。ただし、出力巻線ＮＬ，、ダイオ
ードＤｄ３などにおける電圧降下は無視する。すると、
負荷ＲＬ，の両端からダイオードＤｄ７、抵抗ＲＢを通
してトランジスタＴｒ３にベース電流が流れるので、ト
ランジスタＴｒ３のコレクタ・ェミッ夕間は短絡状態と
なり、２次巻線山，はダイオードＤも、トランジスタＴ
て３によって短絡され、ダイオードＤｄ５、トランジス
タＴｒ３の電圧降下を無視するとほとんど零となってし
まう。したがって、磁気移相器Ｍ円Ｓの鉄心が飽和する
と、負荷ＲＬ，に加わる電圧は、ほぼ２次巻線Ｎ２，の
誘起電圧にひとしく、その値は前述したようにＱＥｄと
なる。以上述べたことを要約すると、第１図の実施例に
よれば、滋気移相器ＭｍＳの鉄心が飽和する迄は出力巻
線ＮＬ，には（Ｑ＋８ｙ）Ｅｄなる電圧が加わり、滋気
移相器ＭＰＳの鉄心が飽和すると、負荷ＲＬ，には、Ｑ
Ｅｄなる電圧が加わることになる。

そこで、各部の電圧波形の関係は第２図のようになる。
交流信号Ｅａの極性が第１図とは逆になった場合は、滋
気移相器Ｍ円Ｓの鉄心が飽和する迄は出力巻線ＮＬ２に
（Ｑ＋８ｙ）Ｅｄなる電圧が加わり磁気移相器Ｍ円Ｓの
鉄心が飽和すると負荷ＲＬ２にはＱＥｄなる電圧が加わ
ることになるのは、上記の説明から容易に類推できる。

一方、第１ １図において飽和リアクトルＳＬを用いな
ければ、同じ磁束リセツト量△めに対して、磁気移相器
ＭＰＳの鉄心が飽和する迄の時間△ｔ′は、△ｔ′＝Ｎ
Ｌ．△○／ＱＥｄ …｛２１であるから
、ｍ式と比較して△ｔ′＞△ｔなることは明らかである
。

ところで、負荷ＲＬ，に加わる電圧の時間中ｔｃは、交
流電源Ｅａの半サイクルの時間中をｔとし、磁気移相器
ＭＰＳが飽和する迄の時間を△ｔとすると、広：ｔ−△
ｔ となる。

この△ｔが｛１｝式で表わされる場合には、広：ｔ−Ｎ
］△○／（Ｑ十８ｙ）Ｅｄ …｛１）′となり、また
、■式で表わされれば、に＝ｔ−ＮＬ，△○／ＱＥｄ
…｛２１′となる。

実際の鉄心では、△めは、磁気移相器の制御起磁力で変
化する成分△？ｃと、後述するように鉄心の角形比が１
より小さいために生ずる、残留磁束から飽和磁束までの
差分△少ｒとの和である。

この△ぐｒによって、出力時間中にの最大値は、制御起
磁力とは無関係に制限されてしまうのである。つまり、
磁気移相器の制御起磁力による移相範囲は、ｔｃ＝０〜
｛ｔ−ＮＬ△０ｒ／（電源電圧）｝となる。これより、
本実施例によれば磁気移相器Ｍ円Ｓの同一磁束リセット
量に対して、負荷ＲＬ，に加わる電圧の時間幅が広くな
る。

つまり移相制御範囲が拡大される効果のあることは明ら
かである。本実施例では、飽和リアクトル回路の定数は
たとえば次のように設計できる。すなわち、滋気移相器
ＭＰＳの鉄心が理想的な角形比１を有していれば、第１
図において制御巻線Ｎｃからの入力を零とすると、出力
巻線ＮＬ，はダイオードＤｄ３を通して、また出力巻線
ＮＬ２はダイオードＤｄ４を通して、それぞれ交流信号
Ｅａの半サイクルごとに一方向にだけ励磁されるが、角
形比が１であるので残留磁束と飽和磁束がひとしい。つ
まり、磁束リセット量△？は零となり、飽和リアクトル
ＳＬがなくても、△ｔ＝０となるはずである。しかし、
実在の、特に小入力用としては好適とされるスーパーマ
ロィなどの鉄心では角形比が１より小さいため、前述の
ように半サイクルおきに出力巻線により一方向に励磁さ
れ飽和しても、励磁されない半サイクルに磁束が残留磁
束まで戻ってしまう。

そこで飽和磁束と残留磁束の差を△？ｒとし、△ｔなる
時間の間に残留磁束から飽和磁束まで変化させるために
は｛１｝式より８ｙ＝△姫ｄ／Ｎｕ△？ｒ−Ｑ
…（３’となるから、巻数比８，ｙがこの関係を
満足するように設計すればよい。

また、飽和リアクトルＳＬの非飽和期間は△ｔより大な
ることが必要であるから、鉄心Ｃ２の飽和磁束を０ｓと
すると、ｎ，４ｓとＢＥｄ△ｔ
”・【４’でなければならない。

結局‘３１，【４｝式よりｎ．ＯＳ／８２Ｅｄ△ｔ
…【５１となるように、巻数ｎ，、飽
和磁束？ｓ、巻数比６の関係を定め、ｙ＝（△畑ｄ／Ｎ
Ｌ，△？ｒ一Ｑ）／Ｐ …■よりｙを決定すればよ
い。

このように、本実施例によれば必要な磁束変化量と変化
時間を与えることにより、飽和リアクトル回路の定数を
簡単かつ正確に設計することができる。

また、本実施例によればＤも〜Ｄｄ８，Ｔｒ３，ＲＢの
作用により第２図にも示したように磁気移相器Ｍ円Ｓの
鉄心が飽和した後は飽和リアクトルＳＬの出力は自動的
に短絡されて零となるので負荷ＲＬ，，ＲＬ２には過大
な電圧が加わるおそれがないという効果がある。

なお、前記の説明では、磁気移相器ＭＰＳが飽和して、
たとえば負荷ＲＬ，に電圧が加わった場合、トランジス
タＴｒ３のコレク夕・エミツタ間が短絡状態となり、２
次巻線ｎ２，【まダイオードＤｄ５、トランジスタＴｒ
３によって短絡されるとしたが、負荷ＲＬ，の値が比較
的小さい場合は２次巻線Ｎ２，の誘起電圧によって負荷
ＲＬ，、したがって２次巻線−，を流れる電流が大きく
なり、これによって飽和リアクトルＳＬが２次側から励
磁され２次巻線ら，の議起電圧の樋性が反転して・印の
ついていない方が正極性となることがある。

この場合は同一鉄心Ｃ２に巻回された２次巻線〜２にも
・印のついていない方が正極性となる電圧が誘起される
ので、ダイオードＤも、トランジスタＴ【３によって２
次巻線ｎ２２が短絡され、したがって同一鉄心Ｃ２に巻
回された２次巻線ｎ２．も等価的に短絡されることにな
る。このように、本実施例によれば、磁気移相器ＭＰＳ
の鉄心が飽和した後は、飽和リアクトルＳＬの２次巻線
ｎ２，，ｎ２２の誘起電圧の樋性がどうであれば、確実
に短絡されるので、負荷ＲＬ，には２次巻線Ｎ２，から
確実に所定の電圧が加えられるという効果がある。以上
は交流電源＄ａが第１図に示す極性の場合について説明
したが、逆犠牲の場合にも同様の動作が行なわれること
は回路の対称性から明らかである。

もちろんＤも〜Ｄｄ８，Ｔｒ３，Ｒ８がなくとも本来の
目的は達成できる。第３図は本発明の他の実施例であっ
て、第１図との相異点は電源トランスＴに３次巻線Ｎ３
がなく、飽和リアクトルＳＬの１次巻線ｎ，は電源トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ，．，Ｎ，２の両端の電圧によって
励磁される点である。

このようにすると、第１図の場合の１次巻線Ｎ，．，Ｎ
，２と３次巻線Ｎ３の巻数比８は等価的に８＝２となり
、‘５｝，‘６１式は、それぞれ、ｎ，０ｓ／２２Ｅｄ
△ｔ …‘５ｒｙ＝（△姫ｄ／ＮＬ，
△ぐｒ一Ｑ）／２ …（６）′のようになり、この２
式より巻線ｎ，、飽和磁束◇ｓ、巻数比ｙを決定すれば
よい。

この実施例によれば、巻線Ｎ３が不要であるから構成が
簡単となり、また、巻数比３は一定であるので、飽和リ
アクトルＳＬの回路定数の設計は一層簡単になるという
利点がある。

第４図は本発明の他の実施例であって、第３図との相異
点は抵抗 Ｋｓに直列にコンデンサＣｓと抵抗Ｒｓ′の
並列回路が接続されていることである。

このような構成において、仮に抵抗Ｒｓ′の値が無限大
であるとすると、飽和ＩＪァクトルＳＬの１次巻線ｎ，
の回路にはコンデンサＣ３が充電し終る迄は電流が流れ
る。たとえば、１次巻線Ｎ，．の・印のついた方はが１
次巻線Ｎ，３の・印のついていない方に対して正極性に
なる半サイクルにおいては１次巻線ｎ，には第４図のｉ
のように電流が流れるが、前の半サイクルにコンデンサ
Ｃｓは第４図のような極性に充電されており、その値は
１次巻線Ｎ，．，Ｎ，２の両端の誘起電圧がｄにひとし
い。そこで、電流ｉが第４図のように流れる半サイクル
では、この回路の時定数ＲｓＣｓが、飽和リアクトルＳ
Ｌの鉄心Ｃ２の非飽和期間の長さに比べ充分大きく選ば
れていると、１次巻線ｎ，には１次巻線Ｎ，．，Ｎ，２
の両端の誘起電圧斑ｄと、コンデンサＣｓに充電されて
いた電圧がｄとの和が加わる。これは、第１図の場合の
１次巻線Ｎ，．，Ｎ，２と３次巻線Ｎ３の巻数比８を６
＝４とすることを意味する。そして‘５１，‘６｝式は
それぞれ、ｎ，０ｓ／４２Ｅｄ△ｔ
イ５）″ｙ＝（△旧ｄ／ＮＬ，△Ｊｒ−ｏ）／４
…｛６ｒのようになり、この２式より巻線ｎ，、飽和
磁束■ｓ、巻数比ｙを決定すればよいのは第３図の実施
例の場合と同様である。

なお、抵抗Ｋｓの値を有限とすればコンデンサＣｓに充
電される電圧を雄ｄ以下に調整することもできる。本実
施例によれば、第３図と同様に、構成が簡単で設計が容
易となるばかりでなく、コンデンサＣｓの充電が終ると
１次巻線ｎ，には電流が流れなくなるので、第１図の実
施例において飽和リアクトルＳＬの鉄心Ｃ２が飽和した
後、その半サイクルの間中抵抗蛇ｓを通して１次巻線ｎ
，に電流が流れ続けるのに比べ電力損失を著しく軽減で
きるとともに、電源トランスＴは、トランジスタＴｒ，
，Ｔｒ２、直流電源Ｅｄの容量も少なくてすむという効
果がある。

第５図は本発明の他の実施例であって、第１図、第３図
、第４図との相異点は飽和リアクトルＳＬの１次巻線ｎ
，は交流電源Ｅａによって直接励磁される点である。

この例は交流電源Ｅａの容量が飽和リアクトルＳＬを励
磁するのに充分な程度である場合に適用できる。

本実施によれば、前述の他の実施例に比べ、飽和リアク
トルＳＬを励磁する電力は電源トランスＴから供給する
必要がないので、電源トランスＴ、トランジスタＴｒ，
十Ｔｒ２、直流電源Ｅｄの容量をもっとも小さくするこ
とができるという効果がある。第６図は本発明のさらに
他の実施例であって、交流電源Ｅａからは抵抗Ｒａを通
してトランジスタＴｒ，のベース・エミツタとトランジ
スタＴｒ２のベース・ェミッ外こ逆並列に接続されたダ
イオードＤ平の回路、または、トランジスタＴｒ２のベ
ース・エミツタとトランジスタＴｒ，のベース・エミッ
タに逆並列に接続されたダイオードＤｄ，の回路に電流
が流れ、交流電源Ｅａの極性に応じてトランジスタＴｒ
．十Ｔｒ２が交互に短絡、開放の状態となることは第１
図の実施例の場合と同様である。

しかし、トランジスタＴｒ，にはダイオードＤらを介し
て磁気移相器Ｍ円Ｓの出力巻線Ｎし，が、トランジスタ
Ｔｒ２にはダイオードＤｑを介して出力巻線ＮＬ，が接
続されており、トランジスタＴｒ，が短絡状態のとき出
力巻線ＮＬ，には負荷ＲＬ，とダイオードＤｄ５を通し
て飽和リアクトルＳＬの２次巻線舷，と直流電源Ｅｄの
和が加わり、トランジスタＴｒ２が短絡状態のとき出力
巻線ＮＬ２には負荷ＲＬ２とダィオ−ＤＱを通して飽和
リアクトルＳＬの２次巻線山２と直流電源Ｅａの和が加
わる。一方、トランジスタＴｒ，，Ｔｒ２にはそれぞれ
ダイオードＤも，Ｄｄ，ｏを介して飽和リアクトルＳＬ
の１次巻線ｎ．，ｎ，′（巻数はｎ，にひとしいとする
）が接続され、１次巻線ｎ，，ｎ，′の中点は抵抗Ｒｓ
を通して直流電源誼ｄに接続されているので、トランジ
スタＴｒ．，Ｔｒ２が短絡するごとに抵抗Ｒｓを通して
１次巻線ｎ，，ｎ，′にはＥｄなる電圧が加わる。

本実施例は以上のような構成となっているので、出力巻
線ＮＬ，，ＮＬ２に加わる電圧は第１図の実施例におい
て、電源トランスＴの巻数比Ｑ、および３をいずれも１
にしたのと等価で磁気移相器Ｍ円Ｓの移相制御範囲が拡
大されることは同様であり、電源トランスＴが不要であ
るだけ経済的である。しかも、飽和リアクトルＳＬの２
次巻線山，，山２にはそれぞれダイオ−ドＤｄ５，Ｄ４
を介してトランジスタＴｒ３が接続され、負荷ＲＬ，，
ＲＬ２に発生した出力によりダイオードＤｄ７，Ｄｄ８
、抵抗ＲＢを介してトランジスタＴｒ３が短絡となる点
も第１図と同様であり、負荷ＲＬ，，ＲＬ２には過大な
電圧は加わらない。第７図はさらに本発明の他の実施例
であって、第６図においてトランジスタＴｒ３、抵抗Ｒ
８、ダイオードＤｄ７，Ｄｄ８を除き、トランジスタＴ
ｒ３のかわりにダイオードＤｄ，．が飽和リアクトルＳ
Ｌの出力に対して逆並列となるように接続されている点
が異なるが、他は第６図と同様である。

この実施例においては、磁気移相器ＭＰＳが出力を発生
する迄、すなわち、２次巻線比，、ダイオードＤｄ５、
直流電源Ｅｄ、トランジスタＴｒ，、ダイオードＤｄ３
、出力巻線ＮＬ，、負荷Ｌ．、または２次巻線Ｑ２、ダ
イオードＤｄ６、直流電源Ｅｄ、トランジスタＴｒ２、
ダイオードＤ４、出力巻線ＮＬ２、負荷Ｒし２、の回路
で磁気移相器ＭＰＳの励磁電流が流れている間はダィオ
−ドＤｄ，．には２次巻線＆，または山２の電圧が逆方
向に加わるため開放状態にあり、第６図においてトラン
ジスタＴｒ３が開放状態にあるのと等価である。

滋気移相器ＭＰＳの鉄心が飽和して、負荷ＲＬ，，ＲＬ
２に流れる電流は、仮にダイオードＤｄ，．が導適状態
であれば、そこを通って電源荘ｄに戻る。ダイオードＤ
ｄ，．は導通しているから、順方向電圧降下を無視すれ
ば、その両端電圧は零である。したがってダイオードＤ
も又はＤｄ６のカソードと、２次巻線ｎ幻， 舷２の接
続点とは短絡されることになる。これは第６図において
トランジスタＴｒ３が短絡状態にあるのと等価である。
すると、２次巻線を流れる短絡電流ｉｓは・． Ｉ Ｅ
ｄ …【７｝ＩＳ＝了・馬と
なる。

一方、磁気移相器ＭＰＳが飽和して負荷ＲＬ，，ＲＬ２
に流れる電流ｉＬは、ダイオードＤｄ，．が導適状態と
仮定したから、． Ｅｄ
…（８｝１Ｌ：衰亡となる。

ただし、ＲＬは負荷ＲＬ，，ＲＬ２の値である。そこで
、ダイオードＤｄ，．が導適状態という前述の仮定が成
り立つためには、ｉＬがｉｓより大きければよく次の条
件が成立すれば足りる。農＞寺長号′・Ｒ３＞区二
‐‐・〔９１ｙとなるよう
にすればよい。

本実施例では‘９’式が満足されるように、Ｒｓ，ＲＬ
およびッを設定するものとする。本実施例によれば、第
６図と同様の効果が得られるばかりでなく、トランジス
タＴｒ３等が不要となるので回路が簡単となる効果があ
る。

なお、第４図の実施例のように抵抗ＲｓにコンデンサＣ
ｓを直列に接続すれば、それだけインピーダンスとして
大きくなるので、短絡電流ｉｓはさらに小さくなり、ダ
イオードＤｄ，．を導適状態に保つことは一層容易であ
る。

第８図は本発明のさらに他の実施例であって、第７図に
おいて飽和リアクトルＳＬの２次巻線舷，，ｎ滋を一方
だけとし（第８図ｎ２で表わす）ダイオードＤｄ５，Ｄ
ｄ６，Ｄｄ，．のかわりにブリッジ接続されたダイオー
ドＤｄ，２を用いたもので、他は第７図と同様である第
２図からもボらかなように、２次巻線山，，ｎ滋等で発
生しなければならなし・電圧は一般に比較的高いので、
２次巻線い，，均２の巻数もかなり多くなるが、本実施
例では２次巻線が１組で済むので巻線の手数も１′２で
よく経済的である。

以上述べたように本発明によれば磁気移相器の特性を改
善するのに好適な電源回路として設計が簡単で安定した
特性が得られｔかつ回路も簡単なものが得られる。

また第１図を例にとれば、Ｄｄ５〜Ｄ＆，Ｔｒ３，ＲＢ
を設けると負荷に加えられる電圧が過大となることもな
いなど実用上の効果は大なるものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図はその動作
波形を示す図、第３図、第４図、第５図、第６図、第７
図、第８図は本発明の他の実施例を示す図である。 符号の説明、Ｅａ・・・…交流電源、Ｔｒ，，Ｔｒ２・
・・・・・トランジスタ、Ｔｒ３・・…・トランジスタ
、Ｅｄ……直流電源、Ｔ・・・・・・電源トランス、Ｍ
ＰＳ・・・…磁気移相器、ＳＬ…・・・飽和リアクトル
、ＲＬ・，ＲＬ２．．・．．・負荷、Ｄｄ，．，Ｄｄ，
２・…・・ダイオード。 茅’因ｈケ 系２図 努３図 第４図 多５図 多‘図 弟７図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 磁気移相器と該磁気移相器を励磁するための電源と
   を備えたものにおいて、該電源で励磁される飽和リアク
   トルを備え、前記電源電圧に前記飽和リアクトルの巻線
   電圧を重畳して前記磁気移相器を励磁するようにしたこ
   とを特徴とする磁気移相器用電源回路。 ２ 第１項記載の磁気移相器用電源回路において、前記
   磁気移相器の出力によつて駆動される半導体スイツチを
   備え、前記飽和リアクトルの巻線に並列に前記半導体ス
   イツチを接続したことを特徴とする磁気移相器用電源回
   路。 ３ 第１記載の磁気移相器用電源回路において、前記飽
   和リアクトルの巻線と第１のダイオードとの直列体に対
   して逆並列に第２のダイオードを接続し、前記磁気移相
   器の出力回路に前記第２のダイオードを順方向に接続し
   、かつ前記磁気移相器の出力電流が前記第２のダイオー
   ドを通つて流れる場合に、前記飽和リアクトルの巻線、
   前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードを通し
   て流れる飽和リアクトルの短絡電流が、前記磁気移送器
   の出力電流よりも小さくなるようにしたことを特徴とす
   る磁気移相器用電源回路。