JPS604658B2 - インバータ制御信号方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はィンバータの制御信号方式に関するもので、特
に負荷および入力電圧の変動に対して、基本信号と出力
電圧の位相を常に一致せしめる信号方式に関する。

ィンバータを基本信号と同期して運転せしめる例として
一般に第１図に示す所謂商用同期形無停電電源装置が知
られている。

これは常時はィンバータが商用電源に同期して動作して
負荷に電力を供給し、又、ィンバータ事故時は無瞬断で
負荷を切替える機能を有するもので、以下これについて
説明する。第１図は装置の構成例を示すブロック図で、
１は商用電源入力端子、２は直流電源入力端子、３は交
流出力端子、４は公知の半導体ィンバータでィンバータ
ュニット５，５′の出力を出力変圧器Ｔ１，Ｔ２により
多重構成したものである。

６はィンバータ４の制御回路、７はィンバータの出力を
正弦波にするためのＬＣフィルター回路、８は商用電源
およびィンバータ出力を負荷に無豚断で切替える半導体
スイッチである。

又、第２図は該制御回路６の構成例を示すブロック図で
ＰＬＬは位相比較器ＰＣ、ローパスフイルタＬＰＦおよ
び電圧制御発振器Ｖｃｏ等より成り外部信号に基本パル
スを同期した信号として送出する機能をもつ集積回路（
ＰｍｓｅＬｏｃｋｅｄＬ匁ｐ）ＦＤは分周器、ＡＭＰは
増中器、ＤＴは検出器、ＰＳは移相器で以下動作を第３
図に示す各部波形図を用いて説明する。

先ずィンバータ５，５′の定電圧制御動作について説明
すると制御回路６の集積回路ＰＬＬは例えば５０ＨＺの
商用基本パルス（第３図ａ）を受けてこれをローパスフ
ィルタＬＰＦを介して電圧制御発振器Ｖｃｏで６倍の周
波数（３００ＨＺ）で同期する信号（第３図ｂ）として
送出する。

分周器ＦＤは該信号を５０ＨＺの信号に分周（第３図ｃ
ｏ）すると共に位相が６００ずれた２つの信号（同ｃｌ
，ｃ２）を形成してこれを増中器ＡＭＰに送出する。こ
れによって該増中器ＡＭＰは鋸歯状の比較パルス（第３
図ｄｌ，ｄ２）（又は後述する三角波パルス）を形成す
ると共に検出器ＤＴの出力電圧検出レベル（同図Ｌ１，
Ｌ２）と比較して形成した夫々位相の異る制御パルスを
該ィンバータ５，５′の信号として送出する。これによ
ってインバータュニツト５，５′の出力電圧は夫々第３
図ｇ１，ｇ２の如く出力中がａ‘こ制御された波形とな
り、これらは変圧器Ｔ１，Ｔ２の二次側で直列に接続さ
れて重畳され（第３図Ｈ）これをフィル夕７により正弦
波（第３図１）に整形されて負荷に給電する。−方移相
器ＰＳは上記出力位相を検出し、これを基準位相と９０
０ずらし（第３図Ｊ）これを外部信号として該集積回路
ＰＬＬの位相比較器ＰＣに送出することによって商用電
源とィンバータ出力電圧を同期せしめるようにしたもの
である。係る構成を持つィンバータの制御方式において
は、該集積回路ＰＬＬはローパスフイルターＬＰＦの作
用により商用周波数が急変しても直ぐには追従できない
。従って定常時は問題ないが負荷が急変した場合（例え
ば半導体スイッチ８により負荷給電を商用電源からィン
バータに又はその逆に切換えた時等）商用電源とィンバ
ータ出力の位相にずれを生じる。これは第４図の如くィ
ンバータ出力電圧は正弦波にするためのＬＣフィルター
７に負荷電流が流れることによってフィルター入力電圧
との間にずれが生じることに起因する。

因みに第５図イ乃至木は負荷電流によるフィルター入力
電圧波形ＶＩと出力電圧波形ＶＯの関係を示す実験側定
図で（図では入力電圧波形ａ及び出力電圧波形ｂを夫々
重ね合せて記載したものである。）イ〜ハ図はィンバ−
タ入力電圧（ＤＣＩＯＯＶ）、出力電圧（ＡＣ１００Ｖ
）の時、夫々負荷電流ゼロ（ィ図）１私（口図）及び３
０Ａ（ハ図）に変化した状態の波形図、二及び木は同入
力電圧（ＤＣ９０Ｖ）（二図）及び（ＤＣ８０Ｖ）（ホ
図）の時、全負荷電流（３Ｍ）を給電した状態の波形図
で夫々図から明らかなように出力電圧（正弦波）のピー
クがフィルター入力電圧のピーク点の最後端で同期する
ことを示している。このことは第４図に示すようにトラ
ンスＴ１，Ｔ２およびフィルターＬの夫々リアクタンス
により負荷電流が変化するとフィルター入力電流と同電
圧の位相にずれが生じる事によるものである。第６図イ
乃至ハはこの様子を実測した波形図で（図中ＶＩは入力
電圧波形、１１は入力電流波形）夫々負荷電流ゼｏ（イ
図）、１＄（口図）及び３０Ａ（ハ図）の状態を示すも
ので、図から明らかなように無負荷時（ＯＡ）は、ほゞ
９０ｏ進み電流、中間負荷（１弘）時はその進み電流が
少くなり又全員荷（３０Ａ）時はほゞ２０ｏ程度の進み
電流になる。

このように従来方式においては定常時は商用電源とィン
バータ出力の同期がなされていても負荷急変によってフ
ィルター７の出力位相にずれが生じるために移相器ＰＳ
を介して集積回路ＰＬＬ‘こ送付される帰還信号Ｂは外
部信号Ａと同期せず、該集積回路ＰＬＬはローパスフィ
ルターＬＰＦの作用と相換って該検出位相のずれに相応
して応答時間がずれる。この結果、瞬時の商用同期がで
きない等の欠点がある。本発明は述上の欠点を一挙に解
決し、負荷急変等に係らず瞬時商用同期可能なィンバー
タの制御信号方式の提供を目的とするもので、負荷電流
によるフィルター前段と後段の位相に着目し、増中器に
おける比較パルスとして逆鋸歯状波を使用して検出レベ
ルとの比較により制御パルスの前端から出力制御を行う
ことを特徴とする。

第７図及び第８図は本発明に適用される増中器ＡＭＰの
構成例を示すブロック図及び制御信号方式説明用の各部
波形図で増中器ＡＭＰはィンバ−タュニット５，５′の
得ようとする基本（出力）周波数の２倍の周波数をもつ
逆鋸歯状波（立上り勾配が早く、立下り勾配のなだらか
な波形）を発生する回路Ｄ１，Ｄ２と該逆鏡歯状波（第
８図ｄｌ，ｄ２）を検出器ＤＴの検出レベル（第８図Ｌ
１，Ｌ２）と比較して該検出レベルに応じて前端が制御
（前けずり）され、後端が該逆鏡歯状波の立上りと同期
する期間のみ方形波電圧（第８図ｅｌ，ｅ２）を発生す
る比較回路ＣＯＰと該方形波電圧の立上り時に反転する
フリップフロップ回路（ＦＦ１，ＦＦ３）と立下り時に
反転するフリツプフロツプ回路（ＦＦ２，ＦＦ４）等に
より構成され、これによってインバータユニツト５，５
′は第８図ｇ１，ｇ２，ｇ３，ｇ４の信号が夫々ゲート
に送出される。

係る信号によってインバータュニット５，５′は変圧器
Ｔ１，Ｔ２に全負荷時は第８図Ｖ１，Ｖ２に示す如く出
力電圧を発生し（出力中り１）又軽負荷時は同図ＶＩ′
，Ｖ２′の如く（出力中ａ２）夫々中制御８された出力
電圧を発生する。

該電圧Ｖ１，Ｖ２，ＶＩ′，Ｖ２′は変圧器二次側則ち
、フィルター７の入力側において同図Ｖ１２，Ｖ１２′
に示す如く夫々重畳された後フィルター７により整形さ
れ同図ＶＯ‘こ示す正弦波出力を負荷に給電する。この
ように本発明の方式によれば商用同期形無停電々源装置
等に適用した場合に第８図ＶＯ‘こ示す如く負荷電流の
変化即ち、全負荷、無負荷に係らずィンバータ出力電圧
電圧位相のずれがない。従ってフィルター入力電圧と出
力電圧の位相にずれがなく、該移相器ＰＳを介して集積
回路ＰＬＬに送信される帰還信号Ｂに位相の変化が生じ
ないので常に安定した商用同期ができる。因みに第９図
及び第１０図は本発明の実施例と対比した従来方式の各
部波形図を示したもので、第９図は前述の如く比較パル
スｄｌ，ｄ２として鋸歯状波を使用して該パルスの後端
より制御する方式又第１０図は同三角波を使用して該パ
ルスの中央から制御する方式を夫々示したものである。

該図面から明らかなように従来方式においては、いずれ
もィンバータ出力電圧ＶＯ‘ま全負荷イ及び軽負荷口に
おいて位相ずれ６が発生している。発明者の実験によれ
ば、本発明実施例と上記従来方式についてィンバータ入
力電圧一定で負荷を無負荷に変化させた場合のフィルタ
ー入力電圧と出力電圧の位相差を測定した結果、鋸歯状
波による制御方式（第９図）の場合は２２ｏ、三角波（
第１０図）の場合１１ｏであったのに対し、本発明制御
方式の場合には位相差０であることが確認された。第１
１図は該電源装置において負荷給電を商用電源からィン
バー夕出力に切替えた状態を測定した本発明実施例の各
部波形図、第１２図及び第１３図は同夫々従来方式の対
応する各部波形図で夫々図中イは商用出力電圧波形、イ
′はィンバータ出力電圧波形、口は出力（負荷）電圧波
形ハはィンバータ出力電流波形、二は負荷電流波形Ｔは
商用ＣＭとィンバータＩＮＶの切替時を示す。即ち、該
図面から明らかなように本発明方式（第１１図）におい
ては商用ＣＭからィンバータＩＮＶへの負荷切替時（時
間Ｔ）僅か半サイクルの後両者イ，イ′が同期するのに
対し、従来方式（１２図，１３図）はいずれも同期する
迄の時間ｔｌが長く瞬時同期が不可能なことを示してい
る。

以上の説明から明らかなように本発明の方式によれば負
荷急変時或は負荷切替時において無豚断で同期ができる
ので、商用同期形無停電々源装置の制御に好適であり、
実用上の効果極めて大なるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第４図は商用同期形無停電々源装置の
ブロック図、同制御回路のブロック図及びフィルター回
路図、第３図、第５図、第６図は同電源装置の動作説明
用の各部波形図、第７図は本発明実施例に適用される増
中回路のブロック図第８図、第１１図は本発明の実施例
説明用の各部波形図、第９図、第１０図、第１２図、第
１３図は従来方式説明用の各部波形図である。 図において、１は商用電源入力端子、２は直流電源入力
端子、３は交流出力端子、４及び５，５′は半導体ィン
バー夕及びィンバータュニット、６は制御回路、Ｔ１，
Ｔ２はトランス、７はフィルター回路、８は半導体スイ
ッチ、ＰＬＬは集積回路、ＦＤは分周器、ＡＭＰは増中
器、ＤＴは検出器、ＰＳは移相器、Ｄ１，Ｄ２は逆鏡歯
状波発生回路、ＣＩ，Ｃ２は基本パルス、ｄｌ，ｄ２は
比較パルス、Ｌ１，Ｌ２は検出レベル、ＣＯＰは比較回
路、ＦＦ１，ＦＦ２，ＦＦ３，ＦＦ４はフリップフロツ
プ回路である。 矛１図 オ２図 オ４図 矛う図 才５図 才７四 オ６図 オ１１図 矛８′ｇ 才４図 が７０図 オ１２図 オＪミ図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ２つのインバータユニツトの出力を重畳し、該重畳
   されたインバータ出力をＬＣフイルター回路を介して負
   荷に給電すると共に、該インバータユニツトに夫々制御
   信号を送出する制御回路を備え該制御回路は互いに６０
   度の位相差を有し、且つ、該インバータ出力の２倍の周
   波数で立上り勾配が早く、立下り勾配のなだらかな２つ
   の鋸歯状波を発生する回路と、該鋸歯状波と出力電圧検
   出レベルを比較せしめて該出力電圧検出レベルに応じて
   前端が制御され、後端が該鋸歯状波の立上りと同期する
   期間のみ方形波電圧を発生する比較回路と、前記方形波
   電圧の立上り時に反転するフリツプフロツプ回路および
   立下り時に反転するフリツプフロツプ回路を備え、前記
   夫々フリツプフロツプ回路の出力をインバータの制御信
   号として印加せしめることにより、前記インバータの導
   通巾を制御するようにした事を特徴とするインバータ制
   御信号方式。