JPS6048924B2 - 第２高調波連続可変回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、アナログ増幅器の利得を変えることなく且つ
第３高調波の発生を抑制したまま第２高調波の量を連続
的に変化させることが可能な第２高調連続可変回路に関
する。

音質等を調整するためにアナログ増幅器の利得を変えす
に、第３高調波の歪みを抑制しつつ第２高調波の量のみ
を変えたい場合がある。

しかし、・従来技術で第２高調波のみを安定的且つ大幅
に変化させることは極めて困難であつた。例えば、第１
図に原理的に示す如く入力端子１と出力端子２との間に
夫の減衰器３と歪み回路４と利得Ａの増フ幅器５とを順
次に接続したアナログ増幅回路、又は第２図に示す如く
入力端子１と出力端子２との間に歪み回路６と利得Ａの
増幅器７とを順次に接続し、利得βの帰還回路８を設け
たアナログ増幅回路、又は第３図に示す如く入力端子１
と出力端５子２との間に抵拮只ｓと歪み回路９と利得Ａ
の増幅器１０とを順次に接続し、更に帰還抵抗Ｒｆを接
続したアナログ増幅回路て高調波歪み率を制御すること
が考えられるが、いずれの方式でも困難である。第１図
〜第３図に於いて、Ａｌβを利得、Ｒｓ，Ｒｆを線形な
抵抗、Ｋ，Ｋ’，Ｋ″は入力電圧ｅｌと出力電圧Ｅ。と
の１次、２次、３次微係数即ＤｅＯｄ２ｅＯｄ３ｅＯち
ーニＫＮ−ニＫ′ −ニＫ″、更にＡ≧１、Ｄｅｉｄｅ
，２゛Ｄｅｉ３第２図ではＫβ＞１、第３図ではＫβ＞
１＋βと５すれば、第１図の利得はＫ）第２図の利得は
一、βＲｆｌｌ 第３図の利得は『＝瓦、高調波歪み率は八、第１図の正
規化第３高調波歪み率は閂、第２図及び第３図の正規化
第２高調波歪み率は■、第２図及び第３図の正規化第３
高調波歪み率は〜となる。

但し正規化歪み率はＡ＝１のときの歪み率を１とした場
合に対する値を示す。従つて、利得Ａを連続的に変化さ
せることにより、高調波歪み率を変化させることが出来
る。即ち、第１図の回路でＫ″＝０として利得Ａを変え
れば、第２高調波歪み率が夫の関係で変化する。

ところが、温度特性が悪いこと、八とＡとの２つの可変
要素が必要となること等のために実現に困難を伴う。ま
た第２図及び第３図の回路で第３高調波歪みを抑制した
まま第２高調波歪みを制御するためには、Ｋ”＝０ （
即ち負帰還をかけない時に第３高調波歪みが存在しない
こと）が必要十分条件ではなく、Ｋ−Ｋ″＝３（Ｋ’）
２が必要条件である。

この条件を負帰還をかけない時の歪み率特性で示すと第
４図に示す如くとなり、横軸の第２高調波歪み率ＤＢと
縦軸の第３高調波歪み率おとは幻配２の直線関係となる
。更に上記の条件以外に出力第３高調波の位相基本波Ｓ
ｉｎω０ｔに対して−Ｓｉｎ３ω０ｔの関係になければ
ならない。ところが、上述の全部の条件を満足する回路
は１石のトランジスタやＦＥＴの回路では実現不可能で
あり、多段増幅回路としても非常に困難である。また条
件・を満足する特性Ｋ，Ｋ’，Ｋ″が実現したとしても
、Ａ＝１のときの最大第２高調波歪み率が、一定出力に
対して負帰還をかけない時の−であるＫβから、多量の
第２高調波歪みを発生させることが出来ない。

そこで、本発明の目的はアナログ増幅器の利得を変えず
に、第３高調波歪みを常に極小に保ちつ丁つ、第２高調
波歪み率を連続的に容易に変化させることが可能な第２
高調波連続可変回路を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明は、アナログ信号入力
端子に直列に接続された例えば実施例のθ抵抗１４に相
当する入力抵抗と、ベースが前記入力抵抗に接続された
例えば実施例のトランジスタ１２に相当するトランジス
タと、前記トランジスタのコレクタと一方のバイアス電
源ラインとの間に接続された例えば実施例の抵抗１６に
相当する５出力抵抗と、前記トランジスタのエミッタと
例えば実施例の接地ラインに相当する他方のバイアス電
源ラインとの間に接続された例えば実施例の抵抗１８に
相当するエミッタ電流負帰還抵抗と、前記トランジスタ
のベースと前記一方のバイアス電つ源ラインとの間に接
続された例えば実施例の抵抗２０に相当するバイアス抵
抗と、コレクタ及びベースが前記トランジスタのベース
に接続され、エミッタが抵抗を介して前記他方のバイア
ス電源ラインに接続され且つ前記トランジスタに熱的に
結；合された例えば実施例のダイオード２１に相当する
トランジスタ型ダイオードと、一方の入力端子が前記ト
ランジスタのコレクタに接続された高調波歪み率の小さ
い差動増幅器と、前記差動増幅器の他方の入力端子と前
記他方のバイアス電源ライＪンとの間に接続された固定
又は可変の帰還設定用抵抗と、前記差動増幅器の出力端
子と前記他方の入力端子との間に接続された可変又は固
定の差動増幅器帰還抵抗と、前記差動増幅器の出力端子
と前記トランジスタのベースとの間に接続された利得設
定用帰還抵抗とから成り、前記差動増幅器帰還抵抗又は
前記差動増幅器の帰還設定用抵抗を調整することによつ
て第２高調波歪みが変化する構成の第２高調波連続可変
回路に係わるものである。

上記本発明によれば、電流負帰還抵抗の値を調整するこ
とによつて、第３高調波歪み率を例えば−９０ｄＢ以下
に抑制することが可能になり、更にこの第３高調波歪み
率及び利得をほぼ一定に保つたまま、第２高調波歪み率
を連続的に大幅に変化させることが可能になる。

この第２高調波歪み率は差動増幅器の帰還量を変えるの
みで変化させることが可能であるから、回路設計及び操
作が容易である。またトランジスタとトランジスタ型ダ
イオードとを熱的に結合してあるので、周囲温度のＺ変
化による特性の変化が極めて小さい。以下、図面を参照
して本発明の実施例に付いて述べる。

本発明の１実施例に係わる第２高調波連続可変回路を示
す第５図に於いて、低周波のアナログ小Ｊ信号が入力さ
れる信号入力端子１１とＮＰＮ形トランジスタ１２との
間には入力結合コンデンサ１３と入力抵抗１４との直列
回路が接続されている。トランジスタ１２のコレクタと
＋Ｖｃｃを付与するための一方のバイアス電源ライン１
５との間には出力抵抗１６が接続され、トランジスタ１
２のエミッタと他方のバイアス電源ラインである接地ラ
イン１７との間には半固定のエミッタ電流負帰還抵抗１
８が接続されているので、トランジスタ１２を含む１段
目の増幅回路はエミッタ接地形．増幅器として働く。１
９は信号入力端子１１と接地ライン１７との間に接続さ
れた入力接地抵抗であり、２０は電源ライン１５とトラ
ンジスタ１２のベースとの間に接続されたバイアス抵抗
であり、２１はＮＰＮ形トランジスタのコレクタとベー
スとを接続してエミッタ接合をダイオードとして使用し
ているトランジスタ型ダイオードである。

このトランジスタ型グイオード２１のコレクタ及びベー
スはトランジスタ１２のベースに夫々接続され、このト
ランジスタ型ダイオード２１のエミッタは抵抗２２を介
して接地ライン１７に接続されている。トランジスタ１
２のコレクタと接地ライン１７との間に結合コンデンサ
２３と抵抗２４とが順次に接続され、両者の中間に歪み
の極めて小さい差 モ動増幅器２５の一方の入力端子２
６が接続されている。

差動増幅器２５の他方の入力端子２７と接地ライン１７
との間には差動増幅器の帰還設定用抵抗２８が接続され
、また差動増幅器２５の出力端子２９と他方の入力端子
２７との間に可変抵抗 ι器構成の帰還抵抗３０が接続
されているので、差動増幅器２５を含む２段目の増幅回
路は可変利得増幅器として働く。差動増幅器２５の出力
端子２９とトランジスタ１２のベースとの間には帰還用
コンデンサ３１と利得設定用帰還抵抗３２との直列回路
が接続されている。

従つて、今、抵抗１４の値をＲｓ）抵抗３２の値をＲｆ
とすれば、第５図の回路全体の利Ｒｆ得は［である。

差動増幅器２５の出力端子２９は出力結合コンデンサ３
３を介して出力端子３４に接続され、出力端子３４と接
地ライン１７との間には出力接地抵抗３５が接続されて
いる。第５図の回路の各部の値を例示すれば、抵抗１４
は１２ｋΩ、抵抗１６は４．７ｋΩ、抵抗１８は２２０
ｋΩ、抵抗２０は１５ｋΩ、抵抗２２は１３０ｋΩ、抵
抗２８は１ｋΩ、抵抗３０は１０ｋΩ、抵抗３２は１２
ｋΩ、バイアス電源ライン１５の電圧は１５ボルトであ
る。また最大出力且つ最大歪み状態に於いて第３高調波
歪み率が−９■Ｐ以下となるようにエミッタ電流負帰還
抵抗１８が微調整された状態に半固定されている。上述
の如き回路に於いて、トランジスタ１２のバイアスコレ
クタ電流は、トランジスタ型ダイオード２１と抵抗２２
により構成されるカレントミラー回路によりほぼＶｃｃ
／Ｒ，に設定される。

但しＶｃｃはバイアス電源ライン１５の電圧、Ｒ，は抵
抗２０の値てある。また差動増幅器２５を含む２段目の
増幅回路の利得は、（Ｒ、＋Ｒｙ）／Ｒ，で与えられる
。但しＲ、は抵抗３６の値、Ｒｙは抵抗２８の値である
。従つて抵抗３０の最大値をＲｘＭとすれば、１倍〜（
ＲｘＭｆＲｙ）／Ｒ，倍の範囲で利得を変えることが出
来る。増幅器全体の利得は前述したように抵抗１４のＲ
ｓと抵抗３２のＲ，とによつて決定され、２段目の可変
利得増幅回路の利得に無関係にほぼＲ，／Ｒｓとなる。

また入力抵抗も抵抗１９が十分に大きければＲｓと２段
目の利得によつて僅かに変化ｑする僅かな変動分との和
であり、ほぼ一定と見なすことが出来る。第５図の回路
で入力端子１１に低周波小信号が入力されると、結合コ
ンデンサ１３及び入力抵抗１４を介してトランジスタ１
２のベースに付与さフれる。

この時、トランジスタ型ダイオード２１と抵抗２２とか
ら成る回路の働きで、プレデイストーシヨン特性が付与
される。トランジスタ１２のコレクタから得られるプレ
デイストーシヨン特性を有した１段目の出力は結合コン
デンサ２３を介して差動増幅器２５の入力となる。差動
増幅器２５を含む２段目では、可変帰還抵抗３０の値を
変えることによつて所望の第２の高調波歪みを有した信
号が得られ、結合コンデンサ３３を介して出力端子３４
に送られる。この時、第３高調波歪み率は抑制された状
態に保たれ、且つ全体の増幅回路の利得もほぼ一定に保
たれる。第６図は第５図の回路を利得０ｄＢ即ちＲｓ＝
Ｒ，に設計し、２Ｖｒｍｓの入力信号を加え、且つＲｘ
を０Ω、工Ω、１０ｋΩに変化させた時の周波数分析結
果を示す。

この特性図から明らかなように周波数Ｆ。の基本波ａは
Ｒｘを変化させてもほぼ一定に保たれる。また周波数３
ｆ０の第３高調波ｃもＲｘの変化にほぼ無関係に−９国
Ｂ以下に保たれる。これにして周波数乱の第２高調波は
Ｂ，，ｈ，ｂ３に示す如くＲ、の変化に対応して変化す
る。即ちＲｘ＝０のときはｈとなり、Ｒｘ＝３ｋΩのと
きはＢ。となり、Ｒｘ＝１０ｋΩのときは坏となる。従
つて全体の利得をほぼ一定に保ち且つ第３高調波歪み率
を抑制した状態で第２高調波歪み率を３５ｄＢ変化させ
ることが出来る。第７図は第５図の回路を利得０ｄＢに
設計し、入力信号電圧の変化に対する第２高調波歪みを
求たものである。

但し、凧はＲｘ＝０の特性、坏はＲ、＝３ｋΩの特性、
坏はＲｘ＝１０ｋΩの特性を示す。；この特性図から明
らかなようにどのような入力信号電圧であつてもＲ、を
変えることにより、第２高調波歪み率を変えることが出
来る。上述から明らかなように、第５図の回路によれば
、アナログ増幅回路の利得を一定に保ち且つ第５３高調
波歪み率を常に−９■Ｐ以下に抑圧したまま、第２高調
波歪み率を連続的に制御することが可能になる。

また唯一個の抵抗３０を調整するのみで、上記の第２高
調波歪み率を制御することが出来るの３で、回路構成及
び調整が簡単になる。

従つて、音質調整をする場合等に於いて、抵抗３０をボ
リウムとし、これを１個のみ讃整すれば、利得を一定に
保ち且つ第３高調波を抑制した状態で第２高調波のみを
変えて音に厚みを付けたりすることが可能となり、都合
がよい。またトランジスタ１２とトランジスタ型ダイオ
ード２１とを熱的に結合しているので、周囲温度の変化
の影響を殆んど受けない歪み特性を得ることが出来る。

以上本発明の１実施例に付いて述べたが、本発明は上述
の実施例に限定されるものではなく、更フに変形可能な
ものである。

例えばトランジスタ１２及びダイオード２１をＰＮＰ形
式としてもよい。また実施例では抵抗３０を外部から常
に調整出来るように構成されているが、調整後に半固定
とするように構成してもよい。また差動増幅器２５を・
含む第２段の増幅回路の利得即ち第２高調波歪み率を変
えるために抵抗２８を可変抵抗としてもよい。また音質
調整以外にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図及び第３図は従来の高調波歪み率制御回
路を示すブロック図、第４図は第２図及び第３図の回路
て第３高調波歪みを零に保つために必要な負帰還をかけ
ないときの第２高調波歪み率と第３高調波歪み率との関
係を示すグラフ、第５図は本発明の１実施例に係わる第
２高調波連続可変回路を示す回路図、第６図は第５図の
回路の出力周波数分析図、第７図は第５図の回路て入力
信号電圧を変えたとき第２高調波歪み率の変化を示すグ
ラフである。 尚図面に用いられている符号に於いて、１１は信号入力
端子、１２はトランジスタ、１４は入力直列抵抗、１５
は一方のバイアス電源ライン、１６は出力抵抗、１７は
接地ライン（他方のバイアス電源ライン）、１３はエミ
ッタ電流負帰還抵抗、２０はバイアス抵抗、２１はトラ
ンジスタ型ダイオード、２２は抵抗、２５は差動増幅器
、２６，２７は入力端子、２８は帰還設定用抵抗、２９
は出力端子、３０は差動増幅器帰還抵抗（可変抵抗）、
３２は利得設定用帰還抵抗である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ アナログ信号入力端子に直列接続された入力抵抗１
   ４と、ベースが前記入力抵抗１４に接続されたトランジ
   スタ１２と、前記トランジスタ１２のコレクターと一方
   のバイアス電源ライン１５との間に接続された出力抵抗
   １６と、前記トランジスタ１２のエミッタと他方のバイ
   アス電源ライン１７との間に接続されたエミッタ電流負
   帰還抵抗１８と、前記トランジスタ１２のベースと前記
   一方のバイアス電源ラインとの間に接続されたバイアス
   抵抗２０と、コレクタ及びベースが前記トランジスタ１
   ２のベースに接続され、エミッタが抵抗２２を介して前
   記他方のバイアス電源ライン１７に接続され且つ前記ト
   ランジスタ１２に熱的に結合されたトランジスタ型ダイ
   オード２１と、一方の入力端子２６が前記トランジスタ
   １２のコレクタに接続された高調波歪み率の小さい差動
   増幅器２５と、前記差動増幅器２５の他方の入力端子２
   ７と前記他方のバイアス電源ライン１７との間に接続さ
   れた固定又は可変の帰還設定用抵抗２８と、前記差動増
   幅器２５の出力端子２９と前記他方の入力端子２７との
   間に接続された可変又は固定の差動増幅器帰還抵抗３０
   と、前記差動増幅器２５の出力端子２９と前記トランジ
   スタ１２のベースとの間に接続された利得設定用帰還抵
   抗３２とから成り、前記差動増幅器帰還抵抗３０又は前
   記差動増幅器の帰還設定用抵抗２８を調整することによ
   つて第２高調波歪みが変化する構成の第２高調波連続可
   変回路。