JPS6131655B2 - - Google Patents
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- JPS6131655B2 JPS6131655B2 JP5039477A JP5039477A JPS6131655B2 JP S6131655 B2 JPS6131655 B2 JP S6131655B2 JP 5039477 A JP5039477 A JP 5039477A JP 5039477 A JP5039477 A JP 5039477A JP S6131655 B2 JPS6131655 B2 JP S6131655B2
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- equalization circuit
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 14
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直交多重信号の受信器における等化
器に関し、特に複数個のベースバンドPAM信号
（パルス振幅変調信号）が各々周波数又は位相の
異つたキヤリアで変調され、これら被変調信号を
全て加え合わせた信号が直交多重されたQAM信
号（直交振幅変調信号）となる直交多重信号の受
信器における等化器に関する。
器に関し、特に複数個のベースバンドPAM信号
（パルス振幅変調信号）が各々周波数又は位相の
異つたキヤリアで変調され、これら被変調信号を
全て加え合わせた信号が直交多重されたQAM信
号（直交振幅変調信号）となる直交多重信号の受
信器における等化器に関する。
直交多重されたQAM信号の送受信方式につい
ては、昭和51年特許願68523号にて詳細に述べら
れている。即ち、送信側においては第１図に示す
如く、以下に述べる過程で直交多重信号を生成す
る。
ては、昭和51年特許願68523号にて詳細に述べら
れている。即ち、送信側においては第１図に示す
如く、以下に述べる過程で直交多重信号を生成す
る。
第１図において、入力端１１〜１2Nにはクロツ
ク周期Ｔ秒で互いに同期のとれた2N個のデータ
の組｛ａ(1)ｋ｝，｛ａ(2)ｋ｝，…，｛ａ（２Ｎ） ｋ｝
（但しｋ＝
−∝，…，−１，０，１，……＋∝｝によつてパ
ルス振幅変調を受けたパルス振幅変調信号α１
（ｔ），α２（ｔ），……α2N（ｔ）が印加され
る。入力端１１，１２，…１Nに加えられたＮ個
パルス振幅変調信号α１（ｔ），…αN（ｔ）は
各々３１，３２，…３Ｎで表わされる互いに周波
数応答特性が等しく且つ２個継続接続した時その
伝達特性がナイキスト条件を満たすＮ個のベース
バンドフイルタに入力される。一方入力端１N+
１，１N+2，……１2Nに加えられた他のＮ個のパ
ルス振幅変調信号αN+1（ｔ），…，α2N（ｔ）は
各々２N+1，２N+2，…２2Nで表わされるＮ個の遅
延素子を介してＴ／２秒の遅延を受けた後、前記
Ｎ個のベースバンドフイルタと周波数応答特性の
等しい他のＮ個のベースバンドフイルタ３N+1，
３N+2，…３2Nに入力される。更に前記Ｎ個のベ
ースバンドフイルタ３１，３２，…３Nの出力β
１（ｔ），β２（ｔ）…，βN（ｔ）は、各々Ｎ個
の変調器４１＋４２，…，４Ｎにおいて、各々
cosω1t，sinω2t，cosω3t，…sinωNｔで表わさ
れるキヤリアで変調される。（但しωl−ωl-1＝２
π／Ｔ，またここでは説明の便宜上Ｎは偶数と考
える）更に前記、他のＮ個のベースバンドフイル
タ３N+1，３N+2，…３2Nの出力βN+1（ｔ），βN+2
（ｔ），…，β2N（ｔ）は各々他のＮ個の変調器４
N+1，４N+2，…，４2Nにおいて各々sinω1t，cos
ω2t，sinω3t，…，cosωNｔで表わされるキヤリ
アで変調される。2N個の変調器４１，４２，
…，４2Nの出力は加算器５によつて全て加算され
た後、出力端６から伝送路へ送出される。
ク周期Ｔ秒で互いに同期のとれた2N個のデータ
の組｛ａ(1)ｋ｝，｛ａ(2)ｋ｝，…，｛ａ（２Ｎ） ｋ｝
（但しｋ＝
−∝，…，−１，０，１，……＋∝｝によつてパ
ルス振幅変調を受けたパルス振幅変調信号α１
（ｔ），α２（ｔ），……α2N（ｔ）が印加され
る。入力端１１，１２，…１Nに加えられたＮ個
パルス振幅変調信号α１（ｔ），…αN（ｔ）は
各々３１，３２，…３Ｎで表わされる互いに周波
数応答特性が等しく且つ２個継続接続した時その
伝達特性がナイキスト条件を満たすＮ個のベース
バンドフイルタに入力される。一方入力端１N+
１，１N+2，……１2Nに加えられた他のＮ個のパ
ルス振幅変調信号αN+1（ｔ），…，α2N（ｔ）は
各々２N+1，２N+2，…２2Nで表わされるＮ個の遅
延素子を介してＴ／２秒の遅延を受けた後、前記
Ｎ個のベースバンドフイルタと周波数応答特性の
等しい他のＮ個のベースバンドフイルタ３N+1，
３N+2，…３2Nに入力される。更に前記Ｎ個のベ
ースバンドフイルタ３１，３２，…３Nの出力β
１（ｔ），β２（ｔ）…，βN（ｔ）は、各々Ｎ個
の変調器４１＋４２，…，４Ｎにおいて、各々
cosω1t，sinω2t，cosω3t，…sinωNｔで表わさ
れるキヤリアで変調される。（但しωl−ωl-1＝２
π／Ｔ，またここでは説明の便宜上Ｎは偶数と考
える）更に前記、他のＮ個のベースバンドフイル
タ３N+1，３N+2，…３2Nの出力βN+1（ｔ），βN+2
（ｔ），…，β2N（ｔ）は各々他のＮ個の変調器４
N+1，４N+2，…，４2Nにおいて各々sinω1t，cos
ω2t，sinω3t，…，cosωNｔで表わされるキヤリ
アで変調される。2N個の変調器４１，４２，
…，４2Nの出力は加算器５によつて全て加算され
た後、出力端６から伝送路へ送出される。
第２図に示すように、受信側では、前記送信側
に対する逆変換を行うことにより元データを復元
する。即ち第２図において、入力端１１には伝送
路を介して伝送された直交多重信号が印加され、
この直交多重信号は2N個の復調器１２１，１２
２，…１２2Nにおいて各々cosω1t，sinω2t，cos
ω3t，…sinωNｔ，sinω1t，cosω3t，…，cosωN
ｔにより復調される。2N個の復調器１２１，１
２２，…１２2Nの出力は各々前記送信側ベースバ
ンドフイルタと同一の周波数応答特性を有する
2N個のベースバンドフイルタ１３１，１３２，
…１３2Nに入力される。この2N個のベースバン
ドフイルタ１３１，１３２，…１３2Nの出力のう
ち１３１，１３２，…１３Nの出力は各々、１４
１，１４２，…１４Nで表わされる遅延素子を介
してＴ秒の遅延を受けた後、各々出力端１５１，
１５２，……１５Nに印加され、他のベースバン
ドフイルタ１３N+1，１３N+2，…１３2Nの出力は
１４N+1，１４N+2，…１４2Nで表わされる遅延素
子を介して、Ｔ／２秒だけ遅延を受けた後、各々
出力端１５N+1，１５N+2，…１５2Nに印加され
る。このようにして出力端１５１，１５２，…１
５2Nに得られた信号γ１（ｔ），γ２（ｔ），…，
γ2N（ｔ）を適当な時刻でサンプリングすれば
2N個の元データの組｛ａ(1)ｋ｝，｛ａ(2)ｋ｝，…｛ａ
（２Ｎ） ｋ｝が復元される。
に対する逆変換を行うことにより元データを復元
する。即ち第２図において、入力端１１には伝送
路を介して伝送された直交多重信号が印加され、
この直交多重信号は2N個の復調器１２１，１２
２，…１２2Nにおいて各々cosω1t，sinω2t，cos
ω3t，…sinωNｔ，sinω1t，cosω3t，…，cosωN
ｔにより復調される。2N個の復調器１２１，１
２２，…１２2Nの出力は各々前記送信側ベースバ
ンドフイルタと同一の周波数応答特性を有する
2N個のベースバンドフイルタ１３１，１３２，
…１３2Nに入力される。この2N個のベースバン
ドフイルタ１３１，１３２，…１３2Nの出力のう
ち１３１，１３２，…１３Nの出力は各々、１４
１，１４２，…１４Nで表わされる遅延素子を介
してＴ秒の遅延を受けた後、各々出力端１５１，
１５２，……１５Nに印加され、他のベースバン
ドフイルタ１３N+1，１３N+2，…１３2Nの出力は
１４N+1，１４N+2，…１４2Nで表わされる遅延素
子を介して、Ｔ／２秒だけ遅延を受けた後、各々
出力端１５N+1，１５N+2，…１５2Nに印加され
る。このようにして出力端１５１，１５２，…１
５2Nに得られた信号γ１（ｔ），γ２（ｔ），…，
γ2N（ｔ）を適当な時刻でサンプリングすれば
2N個の元データの組｛ａ(1)ｋ｝，｛ａ(2)ｋ｝，…｛ａ
（２Ｎ） ｋ｝が復元される。
以上の説明は伝送路に歪の無い場合であるが、
一般には、伝送路は必ず何らかの歪を有するた
め、受信側でこの歪に対応した等化を行い歪を除
去しなければならない。
一般には、伝送路は必ず何らかの歪を有するた
め、受信側でこの歪に対応した等化を行い歪を除
去しなければならない。
この目的で使用される等化器としては、第２図
の入力端１１と信号分岐点１６の間に挿入される
帯域通過形等化器が考えられる。しかしながら、
このような帯域通過形等化器は、全信号伝送帯域
を等化する必要があるため帯域通過形等化器とし
て用いられるバンドパスフイルタの比帯域が大き
くなり、等化精度を上げる事が難かしい。更に、
一般に帯域通過形の伝送路を用いる場合、帯域の
両端で歪が増大し、帯域の中心近傍では比較的歪
が小さい事が多い。このような伝送路に対して
は、全帯域を等化する帯域通過形等化器は甚だ非
能率な等化器となる恐れがある。
の入力端１１と信号分岐点１６の間に挿入される
帯域通過形等化器が考えられる。しかしながら、
このような帯域通過形等化器は、全信号伝送帯域
を等化する必要があるため帯域通過形等化器とし
て用いられるバンドパスフイルタの比帯域が大き
くなり、等化精度を上げる事が難かしい。更に、
一般に帯域通過形の伝送路を用いる場合、帯域の
両端で歪が増大し、帯域の中心近傍では比較的歪
が小さい事が多い。このような伝送路に対して
は、全帯域を等化する帯域通過形等化器は甚だ非
能率な等化器となる恐れがある。
本発明の目的は帯域形等化器の以上の欠点を鑑
み、ベースバンド等化器を可能とする新規なる直
交多重信号の受信器における等化器を提供するも
のである。
み、ベースバンド等化器を可能とする新規なる直
交多重信号の受信器における等化器を提供するも
のである。
第３図は前記の直交多重信号伝送系の等価伝送
路モデルである。第３図において例えばｋを奇数
として１０１および１０２は、各々第１図の（Ｎ
＋ｋ−１）番目の入力端１N+k-1および（ｋ＋
１）番目の入力端１k-1に対応する入力端であ
り、１４１および１４２は、各々第２図の（Ｎ＋
ｋ−１）番目の出力端１５N+k-1および（ｋ−
１）番目の出力端１５k-1に対応する出力端であ
り、２０１および２０２は各々第１図のｋ番目の
入力端１ｋおよび（Ｎ＋ｋ）番目の入力端１N+k
に対応する入力端であり、２４１および２４２は
各々第２図のｋ番目の出力端１５ｋおよび（Ｎ＋
ｋ）番目の出力端１５N+kに対応する出力端であ
り、３０１および３０２は各々第１図の（Ｎ＋ｋ
＋１）番目の入力端１N+k+1および（ｋ＋１）番
目の入力端１k+1に対応する入力端であり、３４
１および３４２は各々第２図の（Ｎ＋ｋ＋１）番
目の出力端１５N+k+1および（ｋ＋１）番目の出
力端１５k+1に対応する出力端であり、１０３，
１１４，１２３，２０４，２１３，２２４，３０
３，３１４，３２３は全て、Ｔ／２秒の時間遅れ
を与える時間遅れ回路、１０４，１１３，１２
４，２０３，２１４，２２３，３０４，３１３，
３２４は全てＴ／２秒の時間進みを与える時間進
み回路、１０５〜１０８および１１５〜１１８お
よび１２５〜１２８および２０５〜２０８および
２１５〜２１８および２２５〜２２８および３０
５〜３０８および３１５〜３１８および３２５〜
３２８は等価ベースバンド伝送路であり、１０
９，１１０，１１９，１２０，１２９，１３０，
１３１，１３２，２０９，２１０，２１９，２２
０，２２９，２３０，２３１，２３２，３０９，
３１０，３１９，３２０，３２９，３３０，３３
１，３３２，は全て複数個の入力信号を図中の極
性符号＋，−に従つて加算回路である。また２０
で示される破線内は、出力端２４１および２４２
に得られる出力信号対に寄与する部分を示してい
る。
路モデルである。第３図において例えばｋを奇数
として１０１および１０２は、各々第１図の（Ｎ
＋ｋ−１）番目の入力端１N+k-1および（ｋ＋
１）番目の入力端１k-1に対応する入力端であ
り、１４１および１４２は、各々第２図の（Ｎ＋
ｋ−１）番目の出力端１５N+k-1および（ｋ−
１）番目の出力端１５k-1に対応する出力端であ
り、２０１および２０２は各々第１図のｋ番目の
入力端１ｋおよび（Ｎ＋ｋ）番目の入力端１N+k
に対応する入力端であり、２４１および２４２は
各々第２図のｋ番目の出力端１５ｋおよび（Ｎ＋
ｋ）番目の出力端１５N+kに対応する出力端であ
り、３０１および３０２は各々第１図の（Ｎ＋ｋ
＋１）番目の入力端１N+k+1および（ｋ＋１）番
目の入力端１k+1に対応する入力端であり、３４
１および３４２は各々第２図の（Ｎ＋ｋ＋１）番
目の出力端１５N+k+1および（ｋ＋１）番目の出
力端１５k+1に対応する出力端であり、１０３，
１１４，１２３，２０４，２１３，２２４，３０
３，３１４，３２３は全て、Ｔ／２秒の時間遅れ
を与える時間遅れ回路、１０４，１１３，１２
４，２０３，２１４，２２３，３０４，３１３，
３２４は全てＴ／２秒の時間進みを与える時間進
み回路、１０５〜１０８および１１５〜１１８お
よび１２５〜１２８および２０５〜２０８および
２１５〜２１８および２２５〜２２８および３０
５〜３０８および３１５〜３１８および３２５〜
３２８は等価ベースバンド伝送路であり、１０
９，１１０，１１９，１２０，１２９，１３０，
１３１，１３２，２０９，２１０，２１９，２２
０，２２９，２３０，２３１，２３２，３０９，
３１０，３１９，３２０，３２９，３３０，３３
１，３３２，は全て複数個の入力信号を図中の極
性符号＋，−に従つて加算回路である。また２０
で示される破線内は、出力端２４１および２４２
に得られる出力信号対に寄与する部分を示してい
る。
いま、第１図の３１などで表わされるベースバ
ンドフイルタの伝達関数をＧ（ω）とし、直交多
重信号の伝送される伝送路の伝達関数をＱ（ω）
とすれば、第３図の１２５および１２８で表わさ
れる等価ベースバンド伝送路の伝達関数をS1
（ω），１２６および１２７で表わされる等価ベー
スバンド伝送路の伝達関数をS2（ω）、２１５お
よび２１８で表わされる等価ベースバンド伝送路
の伝達関数をP1（ω）、２１６および２１７で表
わされる等価ベースバンド伝送路の伝達関数をP2
（ω）、３１５および３１８で表わされる等価ベー
スバンド伝送路の伝達関数をR1（ω）、３１６お
よび３１７で表わされる等価ベースバンド伝送路
の伝達関数をR2（ω）とした時、 P1（ω）＝１／２・G2（ω）〔Ｑ（ω＋ωk） ｅ-j〓＋Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(1) P2（ω）＝ｊ／２・G2（ω）〔Ｑ（ω＋ωk） ｅ-j〓−Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(2) R1（ω）＝１／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω−ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓＋Ｇ（ω＋ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(3) R2（ω）＝ｊ／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω−ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓−Ｇ（ω＋ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(4) S1（ω）＝１／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω＋ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓＋Ｇ（ω−ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(5) S2（ω）＝ｊ／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω＋ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓−Ｇ（ω−ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(6) と表わされる。但しω０＝２π／Ｔであり、θは
復調キヤリアcosωkｔおよびsinωkｔの位相ずれ
であり、ｊは虚数単位を表わす。
ンドフイルタの伝達関数をＧ（ω）とし、直交多
重信号の伝送される伝送路の伝達関数をＱ（ω）
とすれば、第３図の１２５および１２８で表わさ
れる等価ベースバンド伝送路の伝達関数をS1
（ω），１２６および１２７で表わされる等価ベー
スバンド伝送路の伝達関数をS2（ω）、２１５お
よび２１８で表わされる等価ベースバンド伝送路
の伝達関数をP1（ω）、２１６および２１７で表
わされる等価ベースバンド伝送路の伝達関数をP2
（ω）、３１５および３１８で表わされる等価ベー
スバンド伝送路の伝達関数をR1（ω）、３１６お
よび３１７で表わされる等価ベースバンド伝送路
の伝達関数をR2（ω）とした時、 P1（ω）＝１／２・G2（ω）〔Ｑ（ω＋ωk） ｅ-j〓＋Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(1) P2（ω）＝ｊ／２・G2（ω）〔Ｑ（ω＋ωk） ｅ-j〓−Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(2) R1（ω）＝１／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω−ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓＋Ｇ（ω＋ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(3) R2（ω）＝ｊ／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω−ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓−Ｇ（ω＋ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(4) S1（ω）＝１／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω＋ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓＋Ｇ（ω−ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(5) S2（ω）＝ｊ／２・Ｇ（ω）〔Ｇ（ω＋ω０）Ｑ （ω＋ωk）ｅ-j〓−Ｇ（ω−ω０） Ｑ（ω−ωk）ｅj〓〕 ……(6) と表わされる。但しω０＝２π／Ｔであり、θは
復調キヤリアcosωkｔおよびsinωkｔの位相ずれ
であり、ｊは虚数単位を表わす。
本発明による直交多重信号受信器における等化
器は、第３図の出力端２４１，２４２にて得られ
る出力信号に対しベースバンド等化を行うもので
ある。
器は、第３図の出力端２４１，２４２にて得られ
る出力信号に対しベースバンド等化を行うもので
ある。
第４図ａ，ｂに、本発明による直交多重信号受
信器における等化器の実施例を示す。なお第４図
ａ，ｂは各々後述のように等化すべきチヤンネル
によつてこの二種類を使い分ける。
信器における等化器の実施例を示す。なお第４図
ａ，ｂは各々後述のように等化すべきチヤンネル
によつてこの二種類を使い分ける。
まず、第４図ａにおいて、２５１および２５２
は各々第３図の出力端２４１および２４２に接続
される入力端子、２６１および２６２は出力端
子、２７０および７１および２７２は全てＴ／２
秒遅延を与えるＴ／２遅延回路２７３はＴ秒遅延
を与えるＴ遅延回路、２７４は第一の等化回路、
２７５は第二の等化回路、２７６は該第二の等化
回路、２７５と同一の周波数応答特性を有する第
三の等化回路、２７７は前記第一の等化回路２７
４と同一の周波数応答特性を有する第四の等化回
路２７８は前記第一の等化回路２７４の出力から
前記第二の等化回路２７５の出力を減ずる減算回
路、２７９は前記第三の等化回路２７６の出力
と、前記第四の等化回路２７７の出力とを加算す
る加算回路を表わす。入力端２５１に印加された
信号は２７０および２７１で表わされるＴ／２遅
延回路を介して総計Ｔ秒の遅延を受けた後、第一
の等化回路２７４により等化され減算器２７８の
第一の入力となる。他方入力端２５２に印加され
た信号はＴ遅延回路２７３およびＴ／２遅延回路
２７２を介して総計3T／２秒の遅延を受けた後
２７５で示される第二の等化回路２７５により等
化され減算器２７８の第二の入力となる。減算器
２７８の第二の入力となる。減算器２７８は該第
一の入力から該第二の入力を減算し出力端２６１
に第一の等化信号ｘk（ｔ）を出力する。また、
入力端２５２に印加された信号はＴ遅延回路２７
３を通過した後分岐して、第四の等化回路２７７
で等化され加算器２７９の第一の入力となる。他
方２５１に印加された信号はＴ／２遅延回路２７
０を通過した後第三の等化回路２７６で等化され
加算器２７９の第二の入力となる。加算器２７９
は該第一の入力と該第二の入力とを加算し出力端
２６２に第二の等化信号ｘk+N（ｔ）を出力す
る。なお、第一の等化回路と第四の等化回路の伝
達関数をC1（ω）、第二の等化回路と第三の等化
回路の伝達関数C2（ω）は伝送路歪に対応して
概略次式で与えられるものとする。
は各々第３図の出力端２４１および２４２に接続
される入力端子、２６１および２６２は出力端
子、２７０および７１および２７２は全てＴ／２
秒遅延を与えるＴ／２遅延回路２７３はＴ秒遅延
を与えるＴ遅延回路、２７４は第一の等化回路、
２７５は第二の等化回路、２７６は該第二の等化
回路、２７５と同一の周波数応答特性を有する第
三の等化回路、２７７は前記第一の等化回路２７
４と同一の周波数応答特性を有する第四の等化回
路２７８は前記第一の等化回路２７４の出力から
前記第二の等化回路２７５の出力を減ずる減算回
路、２７９は前記第三の等化回路２７６の出力
と、前記第四の等化回路２７７の出力とを加算す
る加算回路を表わす。入力端２５１に印加された
信号は２７０および２７１で表わされるＴ／２遅
延回路を介して総計Ｔ秒の遅延を受けた後、第一
の等化回路２７４により等化され減算器２７８の
第一の入力となる。他方入力端２５２に印加され
た信号はＴ遅延回路２７３およびＴ／２遅延回路
２７２を介して総計3T／２秒の遅延を受けた後
２７５で示される第二の等化回路２７５により等
化され減算器２７８の第二の入力となる。減算器
２７８の第二の入力となる。減算器２７８は該第
一の入力から該第二の入力を減算し出力端２６１
に第一の等化信号ｘk（ｔ）を出力する。また、
入力端２５２に印加された信号はＴ遅延回路２７
３を通過した後分岐して、第四の等化回路２７７
で等化され加算器２７９の第一の入力となる。他
方２５１に印加された信号はＴ／２遅延回路２７
０を通過した後第三の等化回路２７６で等化され
加算器２７９の第二の入力となる。加算器２７９
は該第一の入力と該第二の入力とを加算し出力端
２６２に第二の等化信号ｘk+N（ｔ）を出力す
る。なお、第一の等化回路と第四の等化回路の伝
達関数をC1（ω）、第二の等化回路と第三の等化
回路の伝達関数C2（ω）は伝送路歪に対応して
概略次式で与えられるものとする。
C1（ω）＝Ｑ（ω＋ωｋ）ｅ−ｊ〓＋Ｑ（ω−ωｋ）ｅｊ〓／２Ｑ（ω＋ωｋ）・Ｑ（ω−ωｋ） ……(7)
C2（ω）＝−ｊ〔Ｑ（ω＋ωｋ）ｅ−ｊ〓−Ｑ（ω−ωｋ）ｅｊ〓〕／２Ｑ（ω＋ωｋ）・Ｑ（ω−ωｋ）…
…(8) 第４図ａで表わされる本発明による直交多重信
号受信器における等化器の入力端２５１，２５２
を各々第３図に示した等価伝送モデルの出力端２
４１，２４２に接続すると、第３図の入力端２０
１から第４図ａの出力端２６１までの伝達関数
H1（ω）は(1)〜(8)式を用いて以下のように表わ
される。（但しＴ秒の線形遅延分は除いて考え
る） 同様にして第３図の入力端２０２から第４図ａ
の出力端２６２までの伝達関数H2（ω）は、 となる。ここで、伝達係数H1（ω）の時間応答
をh1（ｔ）とすれば、よく知られているように、
t1（ｔ）はH1（ω）のフーリエ逆変換として与え
られる。即ち、 h1（ｔ）＝１／２π∫∞ −∞H1（ω）ｅj〓tｄω 従つて、時刻nTにおけるh1（ｔ）の標本値h1
（nT）は、 h1（nT）＝１／２π∫∞ −∞H1（ω）ｅj〓nTｄω と表わされるが、関数ｅj〓nTのωに関する周期
性に着目すれば上式は次のように変形される。
…(8) 第４図ａで表わされる本発明による直交多重信
号受信器における等化器の入力端２５１，２５２
を各々第３図に示した等価伝送モデルの出力端２
４１，２４２に接続すると、第３図の入力端２０
１から第４図ａの出力端２６１までの伝達関数
H1（ω）は(1)〜(8)式を用いて以下のように表わ
される。（但しＴ秒の線形遅延分は除いて考え
る） 同様にして第３図の入力端２０２から第４図ａ
の出力端２６２までの伝達関数H2（ω）は、 となる。ここで、伝達係数H1（ω）の時間応答
をh1（ｔ）とすれば、よく知られているように、
t1（ｔ）はH1（ω）のフーリエ逆変換として与え
られる。即ち、 h1（ｔ）＝１／２π∫∞ −∞H1（ω）ｅj〓tｄω 従つて、時刻nTにおけるh1（ｔ）の標本値h1
（nT）は、 h1（nT）＝１／２π∫∞ −∞H1（ω）ｅj〓nTｄω と表わされるが、関数ｅj〓nTのωに関する周期
性に着目すれば上式は次のように変形される。
但し、上式の変形においてｋ→−ｋ，ω→ω−
２ｋπ／Ｔなる置換を施している。従つて、もし、(9) 式の〔 〕内が恒等的にＴであれば となり、h1（ｔ）は所望の標本化時刻でのみ１と
なり他の標本化時刻では０となるいわゆるナイキ
スト条件を満足することとなる。
２ｋπ／Ｔなる置換を施している。従つて、もし、(9) 式の〔 〕内が恒等的にＴであれば となり、h1（ｔ）は所望の標本化時刻でのみ１と
なり他の標本化時刻では０となるいわゆるナイキ
スト条件を満足することとなる。
ここで、前記Ｇ（ω）としてルートナイキスト
フイルターを考える。即ち、これを二乗して得ら
れるG2（ω）が を満たすものとする。これにより、前記時間応答
h1（ｔ）は前述のように、所望の標本化時刻での
み１となり他の標本化時刻では０となり、符号間
干渉の無い理想的な時間応答となることが判る。
通常、ベースバンドフイルターＧ（ω）は、その
帯域が｜ω｜＜２π／Ｔに制限される。この場合
(10)式の条件は、結局、｜ω｜＜２π／Ｔの範囲に
て G2（ω）＋G2（ω−２π／Ｔ）＝Ｔ を満足することと等価になる。また第３図の入力
端２０１から第４図ａの出力端２６２までの干渉
信号に対する伝達関数H3（ω）および第３図の
入力端２０２から第４図ａの出力端２６１までの
干渉信号に対する伝達関数H4（ω）は次式の如
く零となる。
フイルターを考える。即ち、これを二乗して得ら
れるG2（ω）が を満たすものとする。これにより、前記時間応答
h1（ｔ）は前述のように、所望の標本化時刻での
み１となり他の標本化時刻では０となり、符号間
干渉の無い理想的な時間応答となることが判る。
通常、ベースバンドフイルターＧ（ω）は、その
帯域が｜ω｜＜２π／Ｔに制限される。この場合
(10)式の条件は、結局、｜ω｜＜２π／Ｔの範囲に
て G2（ω）＋G2（ω−２π／Ｔ）＝Ｔ を満足することと等価になる。また第３図の入力
端２０１から第４図ａの出力端２６２までの干渉
信号に対する伝達関数H3（ω）および第３図の
入力端２０２から第４図ａの出力端２６１までの
干渉信号に対する伝達関数H4（ω）は次式の如
く零となる。
更に第３図の入力端１０１から第４図ａの出力
端２６１，２６２までの干渉信号に対する伝達関
数を各々H5（ω），H6（ω）とすれば となり、Ｔ秒間隔の適当なサンプリング操作によ
りH5（ω），H6（ω）共に零時間応答を与えるこ
とが判る。即ちH5（ω），H6（ω）の時間応答を
h5（ｔ），h6（ｔ）とすれば(9)式におけると同様 となるが、これらの式の〔 〕内に前記H5
（ω），H6（ω）を代入すれば いまルートナイキストフイルターＧ（ω）が｜ω
｜＜２π／Ｔに帝域制限されていることを考慮す
ると０＜ω２π／Ｔにおいては上記級数のうちｋ
＝０，１の項のみが寄与することになり、 となり、結局h5（ｔ），h6（ｔ）の標本値h5
（nT），h6（nT）は全て零となることが判る。即
ち、任意の標本化時刻においてチヤンネル間干渉
が零となる。同様にして他の干渉信号に対する伝
達関数、即ち第３図の入力端１０２から第４図ａ
の出力端２６１，２６２までほ伝達関数を各々
H7（ω），H8（ω）とし、第３図の入力端３０１
から第４図ａの出力端２６１，２６２までの伝達
関数を各々H9（ω），Ｈ10（ω）とし、第３図の
入力端３０２から第４図ａの出力端２６１，２６
２までの伝達関数を各々Ｈ11（ω），Ｈ12（ω）と
すれば、 と表わされる。従つて第４図ａに示す如き本発明
になる直交多重信号受信器における等化器を用い
れば、全ての伝送路歪に対し所望の信号のみなら
ずチヤネル間干渉分についても、同時に等化が行
われ出力端２６１，２６２において得られる出力
信号を適当にサンプリングすれば、各々ｋ番目お
よび（ｋ＋Ｎ）番目のテータ系列が正確に復元で
きる。
端２６１，２６２までの干渉信号に対する伝達関
数を各々H5（ω），H6（ω）とすれば となり、Ｔ秒間隔の適当なサンプリング操作によ
りH5（ω），H6（ω）共に零時間応答を与えるこ
とが判る。即ちH5（ω），H6（ω）の時間応答を
h5（ｔ），h6（ｔ）とすれば(9)式におけると同様 となるが、これらの式の〔 〕内に前記H5
（ω），H6（ω）を代入すれば いまルートナイキストフイルターＧ（ω）が｜ω
｜＜２π／Ｔに帝域制限されていることを考慮す
ると０＜ω２π／Ｔにおいては上記級数のうちｋ
＝０，１の項のみが寄与することになり、 となり、結局h5（ｔ），h6（ｔ）の標本値h5
（nT），h6（nT）は全て零となることが判る。即
ち、任意の標本化時刻においてチヤンネル間干渉
が零となる。同様にして他の干渉信号に対する伝
達関数、即ち第３図の入力端１０２から第４図ａ
の出力端２６１，２６２までほ伝達関数を各々
H7（ω），H8（ω）とし、第３図の入力端３０１
から第４図ａの出力端２６１，２６２までの伝達
関数を各々H9（ω），Ｈ10（ω）とし、第３図の
入力端３０２から第４図ａの出力端２６１，２６
２までの伝達関数を各々Ｈ11（ω），Ｈ12（ω）と
すれば、 と表わされる。従つて第４図ａに示す如き本発明
になる直交多重信号受信器における等化器を用い
れば、全ての伝送路歪に対し所望の信号のみなら
ずチヤネル間干渉分についても、同時に等化が行
われ出力端２６１，２６２において得られる出力
信号を適当にサンプリングすれば、各々ｋ番目お
よび（ｋ＋Ｎ）番目のテータ系列が正確に復元で
きる。
なお、上記の説明では、ｋが奇数の場合につい
て述べたが、ｋが偶数の場合は第３図における入
力端１０１および１０２が各々第１図の（ｋ−
１）番目の入力端１k-1および（Ｎ＋ｋ−１）番
目の入力端１N+k-1に対応し、第３図における出
力端１４１および１４２は各々第２図の（ｋ−
１）番目の出力端１５K-1および（Ｎ＋ｋ−１）
番目の出力端１５N+k-1に対応し、第３図におけ
る入力端２０１および２０２は各々第１図の（Ｎ
＋ｋ））番目の入力端１N+kおよびｋ番目の入力端
１kに対応し、第３図における出力端２４１およ
び２４２は各々第２図の（Ｎ＋ｋ）番目の出力端
１５N+kおよびｋ番目の出力端１５ｋに対応し、
第３図における入力端３０１および３０２は各々
第１図の（ｋ＋１）番目の入力端１k+1および
（Ｎ＋ｋ＋１）番目の入力端１N+k+1に対応し、第
３図における出力端３４１および３４２は各々第
２図の（ｋ＋１）番目の出力端１５k+1および
（Ｎ＋ｋ＋１）番目の出力端１５N+k+1に対応し、
第３図の１０４，１１３，１２４，２０３，２１
４，２２３，３０４，３１３，３２４は全てＴ／
２秒の時間遅れを与える時間遅れ回路、１０３，
１１４，１２３，２０４，２１３，２２４，３０
３，３１４，３２３は全てＴ／２秒の時間進みを
与える時間進み回路となる。またこれに対応し
て、第４図ｂは、第４図ａに示す本発明による直
交多重信号受信器における等化器の構成の変形を
示すものである。但し、第４図において、入力端
４５１，４５２は各々第３図の出力端２４１，２
４２に接続され４７０，４７１，４７２は全て
Ｔ／２遅延回路であり、４７３はＴ遅延回路であ
り、４７４，４７５，４７６，４７７は各々第４
図ａの２７４，２７５，２７６，２７７と同一の
等化回路であり４７８，４７９は各々２７８，２
７９に対応する減算回路および加算回路である。
て述べたが、ｋが偶数の場合は第３図における入
力端１０１および１０２が各々第１図の（ｋ−
１）番目の入力端１k-1および（Ｎ＋ｋ−１）番
目の入力端１N+k-1に対応し、第３図における出
力端１４１および１４２は各々第２図の（ｋ−
１）番目の出力端１５K-1および（Ｎ＋ｋ−１）
番目の出力端１５N+k-1に対応し、第３図におけ
る入力端２０１および２０２は各々第１図の（Ｎ
＋ｋ））番目の入力端１N+kおよびｋ番目の入力端
１kに対応し、第３図における出力端２４１およ
び２４２は各々第２図の（Ｎ＋ｋ）番目の出力端
１５N+kおよびｋ番目の出力端１５ｋに対応し、
第３図における入力端３０１および３０２は各々
第１図の（ｋ＋１）番目の入力端１k+1および
（Ｎ＋ｋ＋１）番目の入力端１N+k+1に対応し、第
３図における出力端３４１および３４２は各々第
２図の（ｋ＋１）番目の出力端１５k+1および
（Ｎ＋ｋ＋１）番目の出力端１５N+k+1に対応し、
第３図の１０４，１１３，１２４，２０３，２１
４，２２３，３０４，３１３，３２４は全てＴ／
２秒の時間遅れを与える時間遅れ回路、１０３，
１１４，１２３，２０４，２１３，２２４，３０
３，３１４，３２３は全てＴ／２秒の時間進みを
与える時間進み回路となる。またこれに対応し
て、第４図ｂは、第４図ａに示す本発明による直
交多重信号受信器における等化器の構成の変形を
示すものである。但し、第４図において、入力端
４５１，４５２は各々第３図の出力端２４１，２
４２に接続され４７０，４７１，４７２は全て
Ｔ／２遅延回路であり、４７３はＴ遅延回路であ
り、４７４，４７５，４７６，４７７は各々第４
図ａの２７４，２７５，２７６，２７７と同一の
等化回路であり４７８，４７９は各々２７８，２
７９に対応する減算回路および加算回路である。
また第４図ａ，ｂに示される本発明による直交
多重信号受信器における等化器はＴ秒の線形遅延
分を除いて考えると一般に第５図の如く表わされ
る。即ち、 第５図に示す本発明による直交多重信号受信器
における等化器の一般的な概念図において５５
１，５５２は入力端５６１，５６２は出力端、５
７４は第一の等化回路、５７６は第三の等化回
路、５７７は第四の等化回路、５７８は減算回
路、５７９は加算回路であり、５７１および５７
２は等化すべきチヤンネルによつて、 Ｔ／２時間遅れ回路とＴ／２時間進み回路、ま
たはＴ／２時間進み回路とＴ／２時間遅れ回路と
なる。
多重信号受信器における等化器はＴ秒の線形遅延
分を除いて考えると一般に第５図の如く表わされ
る。即ち、 第５図に示す本発明による直交多重信号受信器
における等化器の一般的な概念図において５５
１，５５２は入力端５６１，５６２は出力端、５
７４は第一の等化回路、５７６は第三の等化回
路、５７７は第四の等化回路、５７８は減算回
路、５７９は加算回路であり、５７１および５７
２は等化すべきチヤンネルによつて、 Ｔ／２時間遅れ回路とＴ／２時間進み回路、ま
たはＴ／２時間進み回路とＴ／２時間遅れ回路と
なる。
以上述べた如く、本発明による直交多重信号受
信器における等化器を用いれば、各チヤンネルに
対しベースバンド等化が可能になり、簡単な構成
で、全ての伝送路歪に対し、所望信号の等化およ
びチヤンネル間干渉信号に対する等化が同時に達
成される。
信器における等化器を用いれば、各チヤンネルに
対しベースバンド等化が可能になり、簡単な構成
で、全ての伝送路歪に対し、所望信号の等化およ
びチヤンネル間干渉信号に対する等化が同時に達
成される。
第１図は直交多重信号の送信装置を表わすブロ
ツク図、第２図は、第１図の送信装置に対応する
受信装置を表わすブロツク図、第３図は、第１図
の送信装置から伝送路に送出された直交多重信号
が第２図の受信装置で受信される伝送系の等価伝
送路モテルを示すブロツク図、第４図ａ，ｂは等
化すべきチヤネルによつて使い分ける本発明によ
る直交多重信号受信器における等化器の実施例を
示すブロツク図、第５図は本発明による直交多重
信号受信器における等化器の一般的な概念図であ
る。 図において、１１，１２…１2Nは2N個の入力
端、２N+1，２N+2，…２2NはＮ個のＴ／２秒遅延
素子、３１，３２，…３2Nは2N個のベースバン
ドフイルタ、４１，４２，…４2Nは2N個の変調
器、５は加算器、６は出力端、１１は入力端、１
２N+1，１２N+2，…１２2Nは2N個の復調器１３
１，１３２，…１３2Nは2N個のベースバンドフ
イルタ、１４１，１４２，…１４NはＮ個のＴ秒
遅延素子、１４N+1，１４N+2，…１４2NはＮ個の
Ｔ／２秒遅延素子、１５１，１５２，…１５2Nは
2N個の出力端、１０３，１０４，１１３，１１
４，１２３，１２４，２０３，２０４，２１３，
２１４，２２３，２２４，３０３，３０４，３１
３，３１４，３２３，３２４等は、Ｔ／２秒の時
間遅れ回路又は、Ｔ／２秒時間進み回路であり、
１０５〜１０８，１２５〜１２８，２０５〜２０
８，２１５〜２１８，２２５〜２２８，３０５〜
３０８，３１５〜３１８，３２５〜３２８等は全
て等価ベースバンド伝送路、２７０，２７１，２
７２，４７０，４７１，４７２は全てＴ／２遅延
回路、２７３，４７３はＴ遅延回路、２７４，４
７４は第一の等化回路、２７５，４７５は第二の
等化回路、２７６，４７６は第三の等化回路、２
７７，４７７は第四の等化回路、５７１，５７２
は各々Ｔ／２時間遅れ回路とＴ／２時間進み回路
またはＴ／２時間進み回路とＴ／２時間遅れ回
路、５７４は第一の等化回路、５７５は第二の等
化回路、５７６は第三の等化回路、５７７は第四
の等化回路である。
ツク図、第２図は、第１図の送信装置に対応する
受信装置を表わすブロツク図、第３図は、第１図
の送信装置から伝送路に送出された直交多重信号
が第２図の受信装置で受信される伝送系の等価伝
送路モテルを示すブロツク図、第４図ａ，ｂは等
化すべきチヤネルによつて使い分ける本発明によ
る直交多重信号受信器における等化器の実施例を
示すブロツク図、第５図は本発明による直交多重
信号受信器における等化器の一般的な概念図であ
る。 図において、１１，１２…１2Nは2N個の入力
端、２N+1，２N+2，…２2NはＮ個のＴ／２秒遅延
素子、３１，３２，…３2Nは2N個のベースバン
ドフイルタ、４１，４２，…４2Nは2N個の変調
器、５は加算器、６は出力端、１１は入力端、１
２N+1，１２N+2，…１２2Nは2N個の復調器１３
１，１３２，…１３2Nは2N個のベースバンドフ
イルタ、１４１，１４２，…１４NはＮ個のＴ秒
遅延素子、１４N+1，１４N+2，…１４2NはＮ個の
Ｔ／２秒遅延素子、１５１，１５２，…１５2Nは
2N個の出力端、１０３，１０４，１１３，１１
４，１２３，１２４，２０３，２０４，２１３，
２１４，２２３，２２４，３０３，３０４，３１
３，３１４，３２３，３２４等は、Ｔ／２秒の時
間遅れ回路又は、Ｔ／２秒時間進み回路であり、
１０５〜１０８，１２５〜１２８，２０５〜２０
８，２１５〜２１８，２２５〜２２８，３０５〜
３０８，３１５〜３１８，３２５〜３２８等は全
て等価ベースバンド伝送路、２７０，２７１，２
７２，４７０，４７１，４７２は全てＴ／２遅延
回路、２７３，４７３はＴ遅延回路、２７４，４
７４は第一の等化回路、２７５，４７５は第二の
等化回路、２７６，４７６は第三の等化回路、２
７７，４７７は第四の等化回路、５７１，５７２
は各々Ｔ／２時間遅れ回路とＴ／２時間進み回路
またはＴ／２時間進み回路とＴ／２時間遅れ回
路、５７４は第一の等化回路、５７５は第二の等
化回路、５７６は第三の等化回路、５７７は第四
の等化回路である。
Claims (1)
- １ クロツク周期Ｔ秒で互いに同期のとれた2N
個のパルス振幅変調信号α１（ｔ），α２（ｔ）
……α2N（ｔ）のうち、Ｎ個のパルス振幅変調信
号α１（ｔ），α２（ｔ）……αN（ｔ）を各々周
波数応答特性の等しいＮ個のベースバンドフイル
タに通した出力β１（ｔ），β２（ｔ）……βN
（ｔ）と、他のＮ個のパルス振幅変調信号αN+1
（ｔ），αN+2（ｔ）……α2N（ｔ）を各々Ｔ／２
秒遅延させた後、各々前記Ｎ個のベースバンドフ
イルタと同一の周波数応答特性を有する他のＮ個
のベースバンドフイルタに通して得られる出力β
N+1（ｔ），βN+2（ｔ），……β2N（ｔ）とを用
い、ｋ番目の出力βk（ｔ）（但しｋ＝１，２，…
Ｎ）および（ｋ＋Ｎ）番目の出力βk+N（ｔ）に
対してｋが奇数の時は各々同相キヤリア例えば
cos ωkｔおよび直交キヤリア例えばsin ωkｔ
を乗じた後両乗算出力を加算し、ｋが偶数の時は
各々sinωkｔおよびcos ωkｔを乗じた後両乗算
出力を加算する事により、（但しωk−ωk-1＝２
π／Ｔ）ｋ番目の直交振幅変調信号Ｊk（ｔ）を
得、こうして得られたＮ個の直交振幅変調信号J1
（ｔ），J2（ｔ），……ＪN（ｔ）が全て加算された
後伝送路を介して受信された受信信号に対し前記
送信側と逆変換を行う事により、前記複数個の送
信パルス振幅変調信号α１（ｔ），α２（ｔ），…
…α2N（ｔ）に対応する受信パルス振幅変調信号
γ１（ｔ），γ２（ｔ），……γ2N（ｔ）を得る直
交多重信号受信器において、ｋ＝（ｋ＝１，２，
……Ｎなる各々のｋに対し）が奇数の時は、ｋ番
目の受信パルス振幅変調信号γk（ｔ）を第一の
等化回路C1に通して得られる出力から（ｋ＋
Ｎ）番目の受信パルス振幅変調信号γk+N（ｔ）
をγk（ｔ）に対し相対的にＴ／２秒遅延させた
後、第二の等化回路C2に通して得られる出力を
減算する事によりｋ番目の等化パルス振幅変調信
号ｘk（ｔ）を得、他方（ｋ＋Ｎ）番目の受信パ
ルス振幅変調信号γk+N（ｔ）を前記第一の等化
回路C1と同一の周波数応答特性を有する第四の
等化回路C4に通して得られる出力と、ｋ番目の
受信パルス振幅変調信号γk（ｔ）をγk+N（ｔ）
に対し相対的にＴ／２秒進めた後前記第二の等化
回路C2と同一の周波数応答特性を有する第三の
等化回路C3に通した出力とを加算することによ
り（ｋ＋Ｎ）番目の等化パルス振幅変調信号ｘk+
Ｎ（ｔ）を得、ｋが偶数の時は、（ｋ＋Ｎ）番目の
受信パルス振幅変調信号γk+N（ｔ）を前記第一
の等化回路C1に通して得られる出力から、ｋ番
目の受信パルス振幅変調信号γk（ｔ）をγk+N
（ｔ）に対し相対的にＴ／２秒進めた後前記第二
の等化回路C2に通して得られる出力を減算する
ことにより（ｋ＋Ｎ）番目の等化パルス振幅変調
信号ｘk+N（ｔ）を得、他方ｋ番目の受信パルス
振幅変調信号γk（ｔ）を前記第四の等化回路C4
に通して得られる出力と、（ｋ＋Ｎ）番目の受信
パルス振幅変調信号γk+N（ｔ）をγk（ｔ）に対
し相対的にＴ／２秒遅延させた後、前記第三の等
化回路C3に通して得られる出力とを加算するこ
とにより、ｋ番目の等化パルス振幅変調信号ｘk
（ｔ）を得、全ての伝送路歪が等化される事を特
徴とする直交多重信号受信器における等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5039477A JPS53135212A (en) | 1977-04-30 | 1977-04-30 | Equalizer of orthogonal multiple signal receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5039477A JPS53135212A (en) | 1977-04-30 | 1977-04-30 | Equalizer of orthogonal multiple signal receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53135212A JPS53135212A (en) | 1978-11-25 |
| JPS6131655B2 true JPS6131655B2 (ja) | 1986-07-22 |
Family
ID=12857646
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5039477A Granted JPS53135212A (en) | 1977-04-30 | 1977-04-30 | Equalizer of orthogonal multiple signal receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS53135212A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6464774A (en) * | 1987-09-03 | 1989-03-10 | Mitsubishi Metal Corp | Polishing device |
-
1977
- 1977-04-30 JP JP5039477A patent/JPS53135212A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6464774A (en) * | 1987-09-03 | 1989-03-10 | Mitsubishi Metal Corp | Polishing device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53135212A (en) | 1978-11-25 |
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