JPS6152950B2 - - Google Patents
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- JPS6152950B2 JPS6152950B2 JP55102276A JP10227680A JPS6152950B2 JP S6152950 B2 JPS6152950 B2 JP S6152950B2 JP 55102276 A JP55102276 A JP 55102276A JP 10227680 A JP10227680 A JP 10227680A JP S6152950 B2 JPS6152950 B2 JP S6152950B2
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- JP
- Japan
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- voltage signal
- frequency
- voltage
- sent
- angular frequency
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/133—Arrangements for measuring electric power or power factor by using digital technique
- G01R21/1331—Measuring real or reactive component, measuring apparent energy
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
Description
本発明は周波数特性の改善を図つた無効電力量
計に関する。 一般に、一つの相の負荷電圧の瞬時値および実
効値をevおよびＶとし、消費電流の瞬時値、実
効値をei，Ｉとし、前記負荷電圧および消費電流
の角周波数をωとしまた前記負荷電圧と消費電流
との位相差をとすると、前記瞬時値ev，eiと実
効値Ｖ，Ｉとの間には ev＝√２Vsin ωｔ ……(1) ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) なる関係式が成り立ち、またこの相の無効電力Ｑ
は Ｑ＝VIsin ……(3) で表わされる。 従来の無効電力量計では、移相器を用いて式(1)
で示した瞬時値evの位相角を（π／２）だけず
らし ev′＝√２Vsin（ωｔ−π／２） ……(4) を得、このev′と式(2)で示した瞬時値eiとを乗算
して ev′×ei＝VIsin −VIcos（２ωｔ−π／２−） ……(5) を得、これを積分することによつて式(3) Ｑ＝VIsin を得ている。 前記移相器としてフイルタなどを用い位相をず
らした場合、移相器を通過する信号の振幅が周波
数成分によつて変動する。たとえば積分回路とし
て作動するフイルタによつて瞬時値evの位相を
π／２ずらすと、 となり、角周波数ωによつて最大振幅
計に関する。 一般に、一つの相の負荷電圧の瞬時値および実
効値をevおよびＶとし、消費電流の瞬時値、実
効値をei，Ｉとし、前記負荷電圧および消費電流
の角周波数をωとしまた前記負荷電圧と消費電流
との位相差をとすると、前記瞬時値ev，eiと実
効値Ｖ，Ｉとの間には ev＝√２Vsin ωｔ ……(1) ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) なる関係式が成り立ち、またこの相の無効電力Ｑ
は Ｑ＝VIsin ……(3) で表わされる。 従来の無効電力量計では、移相器を用いて式(1)
で示した瞬時値evの位相角を（π／２）だけず
らし ev′＝√２Vsin（ωｔ−π／２） ……(4) を得、このev′と式(2)で示した瞬時値eiとを乗算
して ev′×ei＝VIsin −VIcos（２ωｔ−π／２−） ……(5) を得、これを積分することによつて式(3) Ｑ＝VIsin を得ている。 前記移相器としてフイルタなどを用い位相をず
らした場合、移相器を通過する信号の振幅が周波
数成分によつて変動する。たとえば積分回路とし
て作動するフイルタによつて瞬時値evの位相を
π／２ずらすと、 となり、角周波数ωによつて最大振幅
【式】は１／ωの制約をうける。このように移
相器による周波数特性上の制約があるので、精度
の高い無効電力量の測定が困難であつた。 本発明は、以上の事情を考慮してなされたもの
であり、周波数特性を改善した無効電力量計を提
供することを目的とする。 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第１図は本発明の第一実施例の構成を簡単に
示したブロツク図である。計器用変圧器１は給電
線の負荷電圧をそのレベルに比例した電圧信号
evに変換するものである。角周波数検出器２は
前記変圧器１から送出された電圧信号evの角周
波数ωを検出するものである。角周波数一電圧変
換器（以下ω／Ｖ）変換器と略称する）３は前記
角周波数検出回路２から送出された角周波数信号
をこの信号に応じた電圧信号に変換するものであ
る。移相器４は前記変圧器１から送出された電圧
信号evの位相を（π／２）だけ移送するもので
ある。変流器５は前記給電線の消費電流をそのレ
ベルに比例した電圧信号eiに変換するのである。
第１の乗算器６は前記変流器５から送出される信
号eiと前記移相器４から送出される信号とを乗算
するものである。第２の乗算器７は前記第１の乗
算器から送出された電圧信号と前記ω／Ｖ変換器
３から送出された電圧信号とを乗算して周波数変
動成分を除去するものである。積分器８は前記第
２の乗算器７から送出された電圧信号を積分して
無効電力を得るものである。表示部９は前記積分
器８から送出された信号に基づいて無効電力量を
得、図示しない表示器に無効電力量を表示するも
のである。 第２図は前記角周波数検出器２とω／Ｖ変換器
３との回路図である。角周波数検出器２は比較回
路１０で形成され、ω／Ｖ変換器３は抵抗R1お
よびコンデンサC1で決定される時定数によるパ
ルス幅のワンシヨツトパルスを送出する単安定マ
ルチバイブレータ１１と、抵抗R2とコンデンサ
C2とからなり前記単安定マルチバイブレータ１
１から送出された信号を積分する積分回路１２と
で構成されている。 そうして、前記比較回路１０のプラス入力端に
前記変圧器１から送出される第３図ａに示したよ
うな正弦波の電圧信号evを供給すると、同図ｂ
に示したような矩形波信号が単安定マルチバイブ
レータ１１へ送出される。そうするとこの単安定
マルチバイブレータ１１は前記矩形波信号の立上
がりで駆動され第３図ｃに示したようなワンシヨ
ツトパルス信号を積分回路１２へ送出する。した
がつて、前記ワンシヨツトパルス信号のパルス数
は前記入力正弦波の周波数に比例することにな
る。このような周波数情報を有するワンシヨツト
パルス信号egは積分回路１２で積分され第３図
ｄに示したようにパルス数に比例した電圧信号ｅ
ωに変換される。したがつて、電圧信号ｅωは電
圧信号evの角周波数に比例することになる。 このような構成の本実施例の動作を説明する。
給電線の負荷電圧および消費電流はそれぞれ計器
用変圧器１および計器用変流器５でそれぞれのレ
ベルに比例した電圧信号ev，eiに変換される。な
お、前記負荷電圧と消費電流との位相差をと
し、ev，eiをそれぞれ式(1)，(2) ev＝√２Vsinωｔ ……(1) ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) と同様としている。 そうして、evを移相器３を通過させると、そ
の結果得られる電圧信号ev′は、ｋを移相器３の
定数とすると となる。この電圧信号ev′は第１の乗算器６にお
いて電圧信号eiと乗算され、 ev′ei＝２ｋＶＩ／ω sin（ωｔ−π／２）sin（ωｔ−） ……(8) なる信号が第２の乗算器７へ送出される。式(8)か
ら明らかなように、ev′eiはωの値によつて最大
振幅2kVIが変動する。 一方、前記変圧器１から送出された電圧信号
evは角周波数検出器２により角周波数ωが検出
され、ω／Ｖ変換器３により前記角周波数ωに比
例した電圧信号ｅωを前記第２の乗算器７へ送出
する。なお、前記電圧信号ｅωはk′を比例定数と
すると ｅω＝k′ω ……(9) となるように設定されている。 そうすると前記第２の乗算器７で、前記電圧信
号ev′eiとｅωとが乗算され、 ev′eieω＝2kk′VIsin （ωｔ−π／２）sin（ωｔ−） ……(10) を得る。式(10)から明らかなように、電力VIは角
周波数ωの影響を受けない。式(10)は ev′eieω＝kk′VI ｛sin−cos（２ωｔ−π／２−）｝ ……(11) と変形できる。このように変形できる第２の乗算
回路７から送出される信号を積分回路８で積分す
ると、 Ｑ＝kk′VIsin ……(12) なる無効電力Ｑが得られ、式(12)から明らかなよう
にこの無効電力Ｑは角周波数ωの影響を受けるこ
とはない。したがつて周波数特性のよい無効電力
を得ることができる。このようにして得られた無
効電力を示す信号は表示部９へ送出され、無効電
力量が得られ図示しない表示器に無効電力量が表
示される。 このように本実施例は、計器用変圧器１から送
出された電圧信号evの移相器４を通過すること
によつて生じた角周波数ωの無効電力への影響
を、この角周波数ωに比例した電圧信号を得、こ
の電圧信号を前記無効電力を示す電圧信号と乗算
することにより除去したものである。したがつて
本実施例によれば、電圧信号evの角周波数ωの
影響を受けないので、精度の高い無効電力量が得
ることができる。 第４図は本発明の第二実施例の構成を簡単に示
したブロツク図であり、第１図と同一の箇所には
同一の符号を付してある。 第一実施例においては、式(1)のevを（π／
２）だけ移相することにより無効電力を求めた
が、第二実施例では式(2)のeiを（π／２）だけ移
相して ei′＝√２sin（ωｔ−＋π／２） ……(13) を得、これを式(1)のevと乗算して、 ev×ei′＝VIsin− VIcos（２ωｔ−＋π／２） ……(14) を得、この式(14)を積分することによつて、 Ｑ＝VIsin なる無効電力Ｑを得ている。したがつて第二実施
例の構成が、第一実施例の構成と異なる点は、乗
算器１４において、計器用変流器５から送出され
た電圧信号eiを移相器１５で（π／２）だけ移送
させた電圧信号eiと計器用変圧器１から送出され
た電圧信号evとを乗算して電圧信号を得、この
電圧信号をω／Ｖ変換器から送出された電圧信号
により除算器１６で除算することにより角周波数
成分を除去するようにしている点である。 なお、移相器１５には主に微分回路を用い、計
器用変流器５から送出された電圧信号eiを式(2)で
示した ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) とすると、（π／２）だけ移送したei′は ei′＝√２VRCｄ｛ｓｉｎ（ωｔ−）｝／ｄｔ ＝√２VRCωcos（ωｔ−） ＝−√２VRCωsin（ωｔ−＋π／２） ……(1 5) となる。 このような構成の第２実施例の動作を簡単に説
明する。計器用変圧器１から送出される電圧信号
evを式(1)で示した ev＝√２Vsinωｔ ……(1) とし、計器用変流器５から送出される電圧信号ei
を式(2)で示した ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) とする。このeiを移相器１５を通すと、 ei′＝√２kIωsin（ωｔ−＋π／２） ……(16) となり（ただしｋは移相器１５の定数である）、
乗算器１４でevとei′とが乗算される。 その結果、ev・ei′は ev・ei′＝2kIVωsinωtsin （ωｔ−＋π／２） ……(17) となり、式(17)からev・ei′の最大振幅はωによつ
て影響されることが明らかである。このev・
ei′を除算器１６において、ω／Ｖ変換器３から
送出されたｅω、すなわちｅω＝k′ω（ただし
k′はω／Ｖ変換器３の定数）により除算し、 ｅｖｅｉ′／ｅω＝２ｋＩＶ／ｋ′ sinωtsin（ωｈ−＋π／２） ……(18) を得る。こうして得られた電圧信号を積分器８で
積分すると、 Ｑ＝ｋ／ｋ′VIsin ……(19) なる無効電力Ｑが得られる。式(19)から明らかな
ようにこの無効電力Ｑは角周波数ωの影響を受け
ることがないので、周波数特性のよい無効電力を
得ることができる。 このように第二実施例においても第一実施例と
同様の効果を奏することができる。 なお、本発明は前記した第一および第二実施例
に限られるものではない。たとえば前記第一、第
二実施例において計器用変圧器１から送出された
電圧信号evから角周波数ωを検出していたが、
計器用変流器５から送出された電圧信号eiから角
周波数ωを検出してもよい。その他本発明の要旨
を逸脱しない範囲で種々変形実施できることは勿
論である。 以上説明したように、本発明は負荷電圧または
消費電流に比例した信号を移相する時に生じる角
周波数の無効電力への影響を、角周波数に比例し
た信号により除去するようにしている。したがつ
て、本発明によれば周波数特性の改善を図つた無
効電力量計を提供できる。
の高い無効電力量の測定が困難であつた。 本発明は、以上の事情を考慮してなされたもの
であり、周波数特性を改善した無効電力量計を提
供することを目的とする。 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第１図は本発明の第一実施例の構成を簡単に
示したブロツク図である。計器用変圧器１は給電
線の負荷電圧をそのレベルに比例した電圧信号
evに変換するものである。角周波数検出器２は
前記変圧器１から送出された電圧信号evの角周
波数ωを検出するものである。角周波数一電圧変
換器（以下ω／Ｖ）変換器と略称する）３は前記
角周波数検出回路２から送出された角周波数信号
をこの信号に応じた電圧信号に変換するものであ
る。移相器４は前記変圧器１から送出された電圧
信号evの位相を（π／２）だけ移送するもので
ある。変流器５は前記給電線の消費電流をそのレ
ベルに比例した電圧信号eiに変換するのである。
第１の乗算器６は前記変流器５から送出される信
号eiと前記移相器４から送出される信号とを乗算
するものである。第２の乗算器７は前記第１の乗
算器から送出された電圧信号と前記ω／Ｖ変換器
３から送出された電圧信号とを乗算して周波数変
動成分を除去するものである。積分器８は前記第
２の乗算器７から送出された電圧信号を積分して
無効電力を得るものである。表示部９は前記積分
器８から送出された信号に基づいて無効電力量を
得、図示しない表示器に無効電力量を表示するも
のである。 第２図は前記角周波数検出器２とω／Ｖ変換器
３との回路図である。角周波数検出器２は比較回
路１０で形成され、ω／Ｖ変換器３は抵抗R1お
よびコンデンサC1で決定される時定数によるパ
ルス幅のワンシヨツトパルスを送出する単安定マ
ルチバイブレータ１１と、抵抗R2とコンデンサ
C2とからなり前記単安定マルチバイブレータ１
１から送出された信号を積分する積分回路１２と
で構成されている。 そうして、前記比較回路１０のプラス入力端に
前記変圧器１から送出される第３図ａに示したよ
うな正弦波の電圧信号evを供給すると、同図ｂ
に示したような矩形波信号が単安定マルチバイブ
レータ１１へ送出される。そうするとこの単安定
マルチバイブレータ１１は前記矩形波信号の立上
がりで駆動され第３図ｃに示したようなワンシヨ
ツトパルス信号を積分回路１２へ送出する。した
がつて、前記ワンシヨツトパルス信号のパルス数
は前記入力正弦波の周波数に比例することにな
る。このような周波数情報を有するワンシヨツト
パルス信号egは積分回路１２で積分され第３図
ｄに示したようにパルス数に比例した電圧信号ｅ
ωに変換される。したがつて、電圧信号ｅωは電
圧信号evの角周波数に比例することになる。 このような構成の本実施例の動作を説明する。
給電線の負荷電圧および消費電流はそれぞれ計器
用変圧器１および計器用変流器５でそれぞれのレ
ベルに比例した電圧信号ev，eiに変換される。な
お、前記負荷電圧と消費電流との位相差をと
し、ev，eiをそれぞれ式(1)，(2) ev＝√２Vsinωｔ ……(1) ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) と同様としている。 そうして、evを移相器３を通過させると、そ
の結果得られる電圧信号ev′は、ｋを移相器３の
定数とすると となる。この電圧信号ev′は第１の乗算器６にお
いて電圧信号eiと乗算され、 ev′ei＝２ｋＶＩ／ω sin（ωｔ−π／２）sin（ωｔ−） ……(8) なる信号が第２の乗算器７へ送出される。式(8)か
ら明らかなように、ev′eiはωの値によつて最大
振幅2kVIが変動する。 一方、前記変圧器１から送出された電圧信号
evは角周波数検出器２により角周波数ωが検出
され、ω／Ｖ変換器３により前記角周波数ωに比
例した電圧信号ｅωを前記第２の乗算器７へ送出
する。なお、前記電圧信号ｅωはk′を比例定数と
すると ｅω＝k′ω ……(9) となるように設定されている。 そうすると前記第２の乗算器７で、前記電圧信
号ev′eiとｅωとが乗算され、 ev′eieω＝2kk′VIsin （ωｔ−π／２）sin（ωｔ−） ……(10) を得る。式(10)から明らかなように、電力VIは角
周波数ωの影響を受けない。式(10)は ev′eieω＝kk′VI ｛sin−cos（２ωｔ−π／２−）｝ ……(11) と変形できる。このように変形できる第２の乗算
回路７から送出される信号を積分回路８で積分す
ると、 Ｑ＝kk′VIsin ……(12) なる無効電力Ｑが得られ、式(12)から明らかなよう
にこの無効電力Ｑは角周波数ωの影響を受けるこ
とはない。したがつて周波数特性のよい無効電力
を得ることができる。このようにして得られた無
効電力を示す信号は表示部９へ送出され、無効電
力量が得られ図示しない表示器に無効電力量が表
示される。 このように本実施例は、計器用変圧器１から送
出された電圧信号evの移相器４を通過すること
によつて生じた角周波数ωの無効電力への影響
を、この角周波数ωに比例した電圧信号を得、こ
の電圧信号を前記無効電力を示す電圧信号と乗算
することにより除去したものである。したがつて
本実施例によれば、電圧信号evの角周波数ωの
影響を受けないので、精度の高い無効電力量が得
ることができる。 第４図は本発明の第二実施例の構成を簡単に示
したブロツク図であり、第１図と同一の箇所には
同一の符号を付してある。 第一実施例においては、式(1)のevを（π／
２）だけ移相することにより無効電力を求めた
が、第二実施例では式(2)のeiを（π／２）だけ移
相して ei′＝√２sin（ωｔ−＋π／２） ……(13) を得、これを式(1)のevと乗算して、 ev×ei′＝VIsin− VIcos（２ωｔ−＋π／２） ……(14) を得、この式(14)を積分することによつて、 Ｑ＝VIsin なる無効電力Ｑを得ている。したがつて第二実施
例の構成が、第一実施例の構成と異なる点は、乗
算器１４において、計器用変流器５から送出され
た電圧信号eiを移相器１５で（π／２）だけ移送
させた電圧信号eiと計器用変圧器１から送出され
た電圧信号evとを乗算して電圧信号を得、この
電圧信号をω／Ｖ変換器から送出された電圧信号
により除算器１６で除算することにより角周波数
成分を除去するようにしている点である。 なお、移相器１５には主に微分回路を用い、計
器用変流器５から送出された電圧信号eiを式(2)で
示した ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) とすると、（π／２）だけ移送したei′は ei′＝√２VRCｄ｛ｓｉｎ（ωｔ−）｝／ｄｔ ＝√２VRCωcos（ωｔ−） ＝−√２VRCωsin（ωｔ−＋π／２） ……(1 5) となる。 このような構成の第２実施例の動作を簡単に説
明する。計器用変圧器１から送出される電圧信号
evを式(1)で示した ev＝√２Vsinωｔ ……(1) とし、計器用変流器５から送出される電圧信号ei
を式(2)で示した ei＝√２Isin（ωｔ−） ……(2) とする。このeiを移相器１５を通すと、 ei′＝√２kIωsin（ωｔ−＋π／２） ……(16) となり（ただしｋは移相器１５の定数である）、
乗算器１４でevとei′とが乗算される。 その結果、ev・ei′は ev・ei′＝2kIVωsinωtsin （ωｔ−＋π／２） ……(17) となり、式(17)からev・ei′の最大振幅はωによつ
て影響されることが明らかである。このev・
ei′を除算器１６において、ω／Ｖ変換器３から
送出されたｅω、すなわちｅω＝k′ω（ただし
k′はω／Ｖ変換器３の定数）により除算し、 ｅｖｅｉ′／ｅω＝２ｋＩＶ／ｋ′ sinωtsin（ωｈ−＋π／２） ……(18) を得る。こうして得られた電圧信号を積分器８で
積分すると、 Ｑ＝ｋ／ｋ′VIsin ……(19) なる無効電力Ｑが得られる。式(19)から明らかな
ようにこの無効電力Ｑは角周波数ωの影響を受け
ることがないので、周波数特性のよい無効電力を
得ることができる。 このように第二実施例においても第一実施例と
同様の効果を奏することができる。 なお、本発明は前記した第一および第二実施例
に限られるものではない。たとえば前記第一、第
二実施例において計器用変圧器１から送出された
電圧信号evから角周波数ωを検出していたが、
計器用変流器５から送出された電圧信号eiから角
周波数ωを検出してもよい。その他本発明の要旨
を逸脱しない範囲で種々変形実施できることは勿
論である。 以上説明したように、本発明は負荷電圧または
消費電流に比例した信号を移相する時に生じる角
周波数の無効電力への影響を、角周波数に比例し
た信号により除去するようにしている。したがつ
て、本発明によれば周波数特性の改善を図つた無
効電力量計を提供できる。
第１図は本発明の第一実施例の構成を示す概略
ブロツク図、第２図は第１図に示した角周波数検
出器およびω／Ｖ変換器の回路図、第３図ａ，
ｂ，ｃ，ｄは第２図に示した回路図の動作を説明
するための波形図、第４図は本発明の第二実施例
の構成を示す概略ブロツク図である。 １……計器用変圧器、２……角周波数検出器、
３……ω／Ｖ変換器、４……移相器、５……計器
用変流器、６……第１の乗算器、７……第２の乗
算器、８……積分器、１０……比較器、１１……
単安定マルチバイブレータ、１２……積分回路、
１６……除算器。
ブロツク図、第２図は第１図に示した角周波数検
出器およびω／Ｖ変換器の回路図、第３図ａ，
ｂ，ｃ，ｄは第２図に示した回路図の動作を説明
するための波形図、第４図は本発明の第二実施例
の構成を示す概略ブロツク図である。 １……計器用変圧器、２……角周波数検出器、
３……ω／Ｖ変換器、４……移相器、５……計器
用変流器、６……第１の乗算器、７……第２の乗
算器、８……積分器、１０……比較器、１１……
単安定マルチバイブレータ、１２……積分回路、
１６……除算器。
Claims (1)
- １ 給電線の負荷電圧および消費電流をそれぞれ
のレベルに比例した電圧信号に変換しこれらの電
圧信号のうちいずれか一方の位相をずらした後乗
算回路で他方の電圧信号と乗算して電圧信号を得
この電圧信号を積分して無効電力量を得る無効電
力量計において、前記電圧信号の周波数を検出
し、この周波数に応じた電圧信号を送出する周波
数検出回路と、この周波数検出回路から送出され
る電圧信号により前記乗信回路から送出される電
圧信号の周波数変動成分を除去する回路とを具備
したことを特徴とする無効電力量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10227680A JPS5726762A (en) | 1980-07-25 | 1980-07-25 | Reactive watt-hour meter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10227680A JPS5726762A (en) | 1980-07-25 | 1980-07-25 | Reactive watt-hour meter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5726762A JPS5726762A (en) | 1982-02-12 |
| JPS6152950B2 true JPS6152950B2 (ja) | 1986-11-15 |
Family
ID=14323073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10227680A Granted JPS5726762A (en) | 1980-07-25 | 1980-07-25 | Reactive watt-hour meter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5726762A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS618680A (ja) * | 1984-06-22 | 1986-01-16 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | 無効電力・直流信号変換器 |
| JPS61212774A (ja) * | 1985-03-18 | 1986-09-20 | Yokogawa Electric Corp | 力率検出器 |
| JPS62273464A (ja) * | 1986-05-21 | 1987-11-27 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 無効電力計 |
| JPH0646200B2 (ja) * | 1987-10-29 | 1994-06-15 | 日本電気計器検定所 | 電子式無効電力量計 |
| JPH0646201B2 (ja) * | 1987-12-11 | 1994-06-15 | 日本電気計器検定所 | 電子式無効電力量計 |
-
1980
- 1980-07-25 JP JP10227680A patent/JPS5726762A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5726762A (en) | 1982-02-12 |
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