JPS6219092B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6219092B2 JPS6219092B2 JP2949576A JP2949576A JPS6219092B2 JP S6219092 B2 JPS6219092 B2 JP S6219092B2 JP 2949576 A JP2949576 A JP 2949576A JP 2949576 A JP2949576 A JP 2949576A JP S6219092 B2 JPS6219092 B2 JP S6219092B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- transistor
- circuit
- impedance
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/28—Impedance matching networks
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
本発明は、整合負荷抵抗を要する信号源の負荷
回路から発生する雑音を減少させることを目的と
する能動負荷回路に関するものである。
信号源には、例えばムービングマグネツト型ピ
ツクアツプカートリツジ等の様に、整合用の負荷
抵抗を必要とし、負荷抵抗値が変わると、周波数
特性が変化するものがある。このような場合に
は、信号源側で負荷抵抗値を指定する場合があ
る。
第１図に、整合用負荷抵抗を持つた、ムービン
グマグネツト型ピツクアツプカートリツジ用イコ
ライザ増幅器の従来例を示す。第１図において、
１は、インダクタンス成分２および抵抗成分３を
含むムービングマグネツト型ピツクアツプカート
リツジ、４はイコライザ増幅器の入力端子、５は
整合用負荷抵抗、６は増幅度の十分大きな増幅
器、７，８は帰還回路で増幅器６の反転入力端子
が入力電圧に追従し、かつインピーダンスが低く
なるように接続されている。
９はイコライザ増幅器の出力端子である。
第１図においては、負荷抵抗５が雑音発生源と
なる。そして負荷抵抗５から発生する雑音のうち
低域成分は、カートリツジ１の抵抗成分でシヤン
トされるためあまり問題はないが、高域成分につ
いては、カートリツジ１にはインダクタンス成分
があるためシヤントされず、したがつて高域の
Ｓ／Ｎが悪化するという問題がある。またカート
リツジ１を開放にした場合には、負荷抵抗５から
発生する雑音は全くシヤントされず、そのままイ
コライザ増幅器で増幅されてしまうという問題が
ある。
本発明は、これらの問題を解決するために、入
力端子４からイコライザ増幅器側を見た等価抵抗
値は、負荷抵抗５と同じ値でありながら、発生す
る雑音は、負荷抵抗５から発生する雑音よりも小
さくなるようにした能動負荷回路を提供するもの
である。以下、本発明による能動負荷回路をイコ
ライザ増幅器に応用した実施例について第２図、
第３図の図面と共に説明する。
第２図〜第３図において、１〜９は第１図の同
番号のものに対応し、１０はトランジスタ、１１
はエミツタ抵抗、１２は第１のインピーダンス回
路、１３は第２のインピーダンス回路、１４は第
１のコンデンサ、１５は第２のコンデンサであ
る。
まず、第２図について、その動作原理を説明す
る。ここで増幅器６の増幅度は十分に大きく、し
たがつて、帰還量が十分大きいため増幅器６の帰
還端子（反転入力端子）のインピーダンスは十分
低くなり、またこの点の電圧は入力端子４の電圧
に対し、ほぼ完全に追従しているものとする。
すなわちこの実施例では帰還回路７，８および
増幅器６が入力インピーダンスの高い増幅器に相
当し、その帰還端子が入力電圧に対して追従しか
つインピーダンスの低い点に相当する。また、こ
こで負荷抵抗５の値をＲL、エミツタ抵抗１１の
値をＲE、第１のインピーダンス１２の値をZ1、
第２のインピーダンス１３の値をZ2とおく。
いま入力端子４にＶの電圧を与えると、トラン
ジスタ１０のベースにＶの電圧が現れ、エミツタ
抵抗１１にはＶ／ＲEの電流が流れる。そしてト
ランジスタ１０のコレクタにもＶ／ＲEの電流が
流れ、それが、第１のインピーダンス回路１２と
第２のインピーダンス回路１３とに分流する。増
幅器６の両入力端子の電圧は等しいため、コレク
タ電流Ｖ／ＲEのうち第１のインピーダンス回路
１２に流れる電流ＩLは
ＩL＝Ｖ／ＲＥ・Ｚ２／Ｚ１＋Ｚ２
となる。そこで、ＲE＝１／ｎＲL、Ｚ２／Ｚ１＋Ｚ２＝
１／ｎとなるよ
うに、ＲE、Z1、Z2を設定すれば、入力端子４か
らイコライザ増幅器側を見た等価抵抗ＲL′は
ＲL′＝Ｖ／ＩＬ＝Ｖ・ＲＥ（Ｚ１＋Ｚ２）／ＶＺ２＝ＲE・Ｚ１＋Ｚ２／Ｚ２＝１／ｎＲL・ｎ＝ＲL
となつて負荷抵抗５の値に一致する。
つぎに、信号源１が開放の状態において、エミ
ツタ抵抗１１から発生する雑音電圧ｅoが、入力
端子４に現われる雑音電圧Ｖo2について考える。
Ｖo2とｅoに関しては次の方程式が成立する。
Ｖo2＝Ｖo2−Ｖｏ２−ｅｏ／ＲＥ・Z2
ただし
ｋはボルツマン定数
Ｔは絶対温度
Δは雑音周波数帯域
この式からＶo2＝ｅoとなる。
なお、この式は次のようにして導かれる。すな
わち、増幅器６の帰還端子は入力電圧に追従する
ため、トランジスタ１０のベースに掛る雑音電圧
は、入力端子４の雑音電圧Ｖo2に等しい。したが
つてエミツタ抵抗１１（ＲE）にかかる雑音電圧
はＶo2−ｅoとなる。したがつてトランジスタ１
０のコレクタ（エミツタ）に流れる雑音電流は
Ｖｏ２−ｅｏ／ＲＥとなり、これが第２のインピーダン
ス回
路１３に流れる（インピーダンスZ1側は、開放で
あるから流れない）ことにより、第２のインピー
ダンス回路１３の両端に発生する雑音電圧は
−Ｖｏ２−ｅｏ／ＲＥ・Z2となる。これが第２のイン
ピー
ダンス回路１３の右側端子に加えられている電圧
Ｖo2と加算されるため、第２のインピーダンス回
路１３の左側の端子にはＶo2−Ｖｏ２−ｅｏ／Ｒ２・Z2
の雑
音電圧が発生する。この電圧が第１のインピーダ
ンス回路１２を介して入力端子４に現われるた
め、本式が導かれる。
一方、第１図の負荷抵抗５から発生する雑音電
圧Ｖo1は、
Ｖo1＝√4T L
となる。したがつて
となる。
すなわち信号源１が開放の状態において、第２
図の端子４に現われる雑音電圧は、第１図の端子
４に現われる雑音電圧の
The present invention relates to an active load circuit whose purpose is to reduce noise generated from a signal source load circuit that requires a matched load resistance. Some signal sources, such as moving magnet type pickup cartridges, require a load resistance for matching, and when the load resistance value changes, the frequency characteristics change. In such cases, the load resistance value may be specified on the signal source side. FIG. 1 shows a conventional example of an equalizer amplifier for a moving magnet type pickup cartridge having a matching load resistance. In Figure 1,
1 is a moving magnet type pickup cartridge including an inductance component 2 and a resistance component 3, 4 is an input terminal of an equalizer amplifier, 5 is a matching load resistor, 6 is an amplifier with a sufficiently large amplification degree, and 7 and 8 are feedback circuits. The inverting input terminal of the amplifier 6 is connected so as to follow the input voltage and have low impedance. 9 is an output terminal of the equalizer amplifier. In FIG. 1, the load resistor 5 is the source of noise. The low-frequency component of the noise generated from the load resistor 5 is shunted by the resistance component of the cartridge 1, so there is no problem, but the high-frequency component is not shunted because the cartridge 1 has an inductance component. Therefore, there is a problem in that the S/N ratio in high frequencies deteriorates. Further, when the cartridge 1 is left open, there is a problem in that the noise generated from the load resistor 5 is not shunted at all, but is amplified as it is by the equalizer amplifier. In order to solve these problems, the present invention is designed to solve the problem that, although the equivalent resistance value when looking from the input terminal 4 to the equalizer amplifier side is the same value as the load resistance 5, the generated noise is the same as the noise generated from the load resistance 5. The present invention provides an active load circuit that is smaller than the current size. Below, an example in which the active load circuit according to the present invention is applied to an equalizer amplifier is shown in FIG.
This will be explained with reference to the drawing in FIG. In FIGS. 2 to 3, 1 to 9 correspond to the same numbers in FIG. 1, 10 is a transistor, and 11
is an emitter resistor, 12 is a first impedance circuit, 13 is a second impedance circuit, 14 is a first capacitor, and 15 is a second capacitor. First, the principle of operation will be explained with reference to FIG. Here, the amplification degree of the amplifier 6 is sufficiently large, and therefore the amount of feedback is sufficiently large, so the impedance of the feedback terminal (inverting input terminal) of the amplifier 6 is sufficiently low, and the voltage at this point is the voltage of the input terminal 4. It is assumed that it follows almost perfectly. That is, in this embodiment, the feedback circuits 7, 8 and the amplifier 6 correspond to an amplifier with high input impedance, and the feedback terminal corresponds to a point that follows the input voltage and has low impedance. Also, here, the value of the load resistor 5 is R L , the value of the emitter resistor 11 is R E , the value of the first impedance 12 is Z 1 ,
Let the value of the second impedance 13 be Z2 . When a voltage of V is now applied to the input terminal 4, a voltage of V appears at the base of the transistor 10, and a current of V/R E flows through the emitter resistor 11. A current of V/ RE also flows through the collector of the transistor 10, and is divided into the first impedance circuit 12 and the second impedance circuit 13. Since the voltages at both input terminals of the amplifier 6 are equal, the current I L flowing through the first impedance circuit 12 out of the collector current V/R E becomes I L =V/R E ·Z 2 /Z 1 +Z 2 . Therefore, R E =1/nR L , Z 2 /Z 1 +Z 2 =
If R E , Z 1 , and Z 2 are set so that the ratio is 1/n, the equivalent resistance R L ′ when looking from the input terminal 4 to the equalizer amplifier side is R L ′ = V / I L = V・R E (Z 1 +Z 2 )/VZ 2 =R E ·Z 1 +Z 2 /Z 2 =1/nR L ·n=R L , which matches the value of the load resistor 5. Next, let us consider the noise voltage V o2 which is generated by the emitter resistor 11 and appears at the input terminal 4 when the signal source 1 is open. The following equation holds true regarding V o2 and e o . V o2 =V o2 -V o2 -e o /R E・Z 2However k is Boltzmann constant T is absolute temperature Δ is noise frequency band From this equation, V o2 = e o . Note that this formula is derived as follows. That is, since the feedback terminal of the amplifier 6 follows the input voltage, the noise voltage applied to the base of the transistor 10 is equal to the noise voltage V o2 of the input terminal 4. Therefore, the noise voltage applied to the emitter resistor 11 (R E ) becomes V o2 -e o . Therefore transistor 1
The noise current flowing through the collector (emitter) of Z 0 becomes V o2 -e o / RE , which flows into the second impedance circuit 13 (the impedance Z 1 side is open, so it does not flow). The noise voltage generated across the impedance circuit 13 is −V o2 −e o /R E ·Z 2 . Since this is added to the voltage V o2 applied to the right terminal of the second impedance circuit 13, the left terminal of the second impedance circuit 13 has a voltage V o2 −V o2 −e o /R 2 ·Z 2
noise voltage is generated. Since this voltage appears at the input terminal 4 via the first impedance circuit 12, this equation is derived. On the other hand, the noise voltage V o1 generated from the load resistor 5 in FIG. 1 is V o1 =√4 T L. Therefore becomes. That is, when the signal source 1 is open, the second
The noise voltage appearing at terminal 4 in the figure is equal to the noise voltage appearing at terminal 4 in figure 1.
【式】に減少するとい
う効果が得られる。
第３図は、第２図における第１、第２のインピ
ーダンス回路１２，１３をコンデンサ１４，１５
で構成したものであつて、その動作は第２図の場
合と全く同じである。ただ、第３図の場合は、第
２図における第１、第２のインピーダンス回路１
２，１３に対応する部分に抵抗成分を含まないた
め、そこから発生するノイズについては全く問題
にしなくても良いという利点がある。
また、インピーダンス回路１２，１３をインダ
クタンスで構成した場合についても、第３図と同
様の利点がある。
なお、トランジスタとして電界効果トランジス
タを使用し、ベースをゲートに、エミツタをソー
スに、コレクタをドレインに、それぞれ対応させ
た場合にも同様の効果が得られる。というのは電
界効果トランジスタでも、ゲートに加えられる電
圧Ｖに対してソース電圧がほぼ追従するため、ソ
ースにはＶ／ＲEの電流が流れ、そしてそれがド
レインにそのまま流れ、第１のインピーダンス回
路と第２のインピーダンス回路に流れるためであ
る。
以上のように、本発明は等価抵抗値は整合負荷
抵抗に等しく、ノイズ電圧は整合負荷抵抗から発
生するノイズよりも低減させることができるとい
う優れた効果が得られるものである。The effect is that the value is reduced to [Formula]. In FIG. 3, the first and second impedance circuits 12 and 13 in FIG. 2 are replaced by capacitors 14 and 15.
The operation is exactly the same as that shown in FIG. However, in the case of FIG. 3, the first and second impedance circuits 1 in FIG.
Since the portions corresponding to 2 and 13 do not contain any resistance components, there is an advantage that there is no need to worry about noise generated there. Also, when the impedance circuits 12 and 13 are constructed of inductances, there are advantages similar to those shown in FIG. 3. Note that similar effects can be obtained when a field effect transistor is used as the transistor and the base is made to correspond to the gate, the emitter to the source, and the collector to the drain. This is because even in field effect transistors, the source voltage almost follows the voltage V applied to the gate, so a current of V/R E flows through the source, which then flows directly through the drain, forming the first impedance circuit. This is because the current flows to the second impedance circuit. As described above, the present invention provides excellent effects in that the equivalent resistance value is equal to the matched load resistance and the noise voltage can be reduced more than the noise generated from the matched load resistance.
第１図は従来のイコライザ増幅器を示す回路
図、第２図は本発明の一実施例による能動負荷回
路を用いたイコライザ増幅器を示す回路図、第３
図は本発明の他の実施例による能動負荷回路を用
いたイコライザ増幅器を示す回路図である。
１……ムービングマグネツト型ピツクアツプカ
ートリツジ、５……整合負荷抵抗、６……増幅
器、７，８……帰還回路、１０……トランジス
タ、１１……エミツタ抵抗、１２……第１のイン
ピーダンス回路、１３……第２のインピーダンス
回路、１４，１５……第１、第２のコンデンサ。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional equalizer amplifier, FIG. 2 is a circuit diagram showing an equalizer amplifier using an active load circuit according to an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a circuit diagram showing an equalizer amplifier using an active load circuit according to another embodiment of the present invention. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1...Moving magnet type pick-up cartridge, 5...Matched load resistance, 6...Amplifier, 7, 8...Feedback circuit, 10...Transistor, 11...Emitter resistor, 12...First impedance circuit , 13... second impedance circuit, 14, 15... first and second capacitors.
Claims (1)
れる入力端と帰還回路を介して帰還電圧が供給さ
れる帰還端とを持つ増幅器と、上記増幅器の帰還
端にベース又はゲートが接続されたトランジスタ
又は電界効果トランジスタと、上記トランジスタ
又は電界効果トランジスタのエミツタ又はソース
に接続され、かつ上記抵抗値ＲLの１／ｎ（ｎは
正の実数）の値をもつ抵抗と、上記トランジスタ
又は電界効果トランジスタのコレクタ又はドレイ
ンと上記増幅器の入力端との間に接続されたZ1の
値をもつ第１のインピーダンス回路と、上記トラ
ンジスタ又は電界効果トランジスタのコレクタ又
はドレインと上記増幅器の帰還端との間に接続さ
れたZ1と同符号でZ2の値をもつ第２のインピーダ
ンス回路とから構成され、かつZ2／（Z1＋Z2）＝
１／ｎの関係を満足するようにした能動負荷回
路。1. An amplifier having an input end to which a signal source having a resistance value R L to be matched is connected and a feedback end to which a feedback voltage is supplied via a feedback circuit, and a base or gate connected to the feedback end of the amplifier. a transistor or field effect transistor; a resistor connected to the emitter or source of the transistor or field effect transistor and having a value of 1/n (n is a positive real number) of the resistance value RL ; a first impedance circuit having a value of Z 1 connected between the collector or drain of the effect transistor and the input end of the amplifier; and the collector or drain of the transistor or field effect transistor and the feedback end of the amplifier. It consists of a second impedance circuit connected between Z 1 and a second impedance circuit having the same sign and value of Z 2 , and Z 2 / (Z 1 + Z 2 ) =
An active load circuit that satisfies the 1/n relationship.
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2949576A JPS52112257A (en) | 1976-03-17 | 1976-03-17 | Active load circuit |
| DE19772711520 DE2711520C3 (en) | 1976-03-16 | 1977-03-16 | Load circuit for a signal source |
| US05/778,148 US4105945A (en) | 1976-03-16 | 1977-03-16 | Active load circuits |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2949576A JPS52112257A (en) | 1976-03-17 | 1976-03-17 | Active load circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS52112257A JPS52112257A (en) | 1977-09-20 |
| JPS6219092B2 true JPS6219092B2 (en) | 1987-04-27 |
Family
ID=12277640
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2949576A Granted JPS52112257A (en) | 1976-03-16 | 1976-03-17 | Active load circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS52112257A (en) |
-
1976
- 1976-03-17 JP JP2949576A patent/JPS52112257A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS52112257A (en) | 1977-09-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS63157515A (en) | Filter circuit | |
| JPH0474882B2 (en) | ||
| JPS5947495B2 (en) | variable impedance circuit | |
| US4105945A (en) | Active load circuits | |
| JPS6213843B2 (en) | ||
| JPS5931048Y2 (en) | low noise amplifier | |
| US3530391A (en) | Differential amplifier | |
| JPS6219092B2 (en) | ||
| US2803758A (en) | Transistor amplifier clipping circuit | |
| JPS6132842B2 (en) | ||
| US4035738A (en) | Low noise amplifier | |
| JPH06152320A (en) | Gm-c filter | |
| JPS5826687B2 (en) | amplifier | |
| US6605994B2 (en) | Stabilized high band width differential emitter follower amplifier | |
| JPS63193710A (en) | integral circuit | |
| JPS646583Y2 (en) | ||
| JPH03180915A (en) | Reference voltage generating circuit | |
| JP3161233B2 (en) | Filter circuit | |
| JPS5831768B2 (en) | transistor warmer | |
| JPH0648771B2 (en) | Equalizer circuit | |
| JP2680748B2 (en) | Coupling capacitance circuit | |
| JPS58106909A (en) | filter circuit | |
| JPS6015161B2 (en) | bias circuit | |
| JPS5949722B2 (en) | active load circuit | |
| JPS616910A (en) | Transistor amplifier |