JPS6310604B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6310604B2 JPS6310604B2 JP18087081A JP18087081A JPS6310604B2 JP S6310604 B2 JPS6310604 B2 JP S6310604B2 JP 18087081 A JP18087081 A JP 18087081A JP 18087081 A JP18087081 A JP 18087081A JP S6310604 B2 JPS6310604 B2 JP S6310604B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- transistors
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- transistor
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Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/14—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles
- H03D1/18—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear elements having more than two poles of semiconductor devices
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、AM変調信号を否特性良く検波する
両波整流回路に関する。
両波整流回路に関する。
従来よりAM変調波の検波には、検波効率が良
い、歪特性が良い、搬送波（キヤリア）が２倍に
なることで後段のフイルターが構成し易い等の理
由によつて両波整流回路がよく用いられている。
い、歪特性が良い、搬送波（キヤリア）が２倍に
なることで後段のフイルターが構成し易い等の理
由によつて両波整流回路がよく用いられている。
第１図は従来例として示す両波整流回路であ
る。第１図において、１は変調された信号の入力
端子、２は整流信号の出力端子、３は検波端子、
４，５は基準電圧端子、６は電源端子、７は接地
電位端子、８，９は同逆相波形形成のための差動
増幅器構成の各トランジスタ、１０，１１は夫々
上記両トランジスタ８，９の回路における電流源
トランジスタ、１２，１３は検波用OR回路トラ
ンジスタ、１４は差動増幅器のエミツタ抵抗、１
５，１６は負荷抵抗、１７，１８は電流源トラン
ジスタのエミツタ抵抗、１９は検波回路の電流
源、２０は信号入力のカツプリングコンデンサ、
２１は検波後のキヤリアー除去ローパスフイルタ
ー、４０，４１はバイアス供給用抵抗である。
る。第１図において、１は変調された信号の入力
端子、２は整流信号の出力端子、３は検波端子、
４，５は基準電圧端子、６は電源端子、７は接地
電位端子、８，９は同逆相波形形成のための差動
増幅器構成の各トランジスタ、１０，１１は夫々
上記両トランジスタ８，９の回路における電流源
トランジスタ、１２，１３は検波用OR回路トラ
ンジスタ、１４は差動増幅器のエミツタ抵抗、１
５，１６は負荷抵抗、１７，１８は電流源トラン
ジスタのエミツタ抵抗、１９は検波回路の電流
源、２０は信号入力のカツプリングコンデンサ、
２１は検波後のキヤリアー除去ローパスフイルタ
ー、４０，４１はバイアス供給用抵抗である。
今、変調信号入力端子１に第２図ａの信号が入
力されたとすると、上記差動回路中の一方のトラ
ンジスタ８のコレクターには、入力のａとは逆相
でα1倍の信号ｂが現われ、上記差動回路中の他方
のトランジスタ９のコレクターは上記入力のａと
同相でα2倍の信号ｃが現われる。この両コレクタ
信号ｂ，ｃによつて得られる検波用OR回路から
の出力、すなわち、検波端子３での波形はｄのご
とく両波整流の形になる。このｄの波形の信号ス
ペクトラムは、信号波fsと搬送波fcに対して2fcが
現われる。そこで上記検波端子３に接続するロー
パスフイルター２１の特性を第２図ｅのように決
めればfsとfcが近づいても充分分離できる。この
様にしてAM検波は出来るが、この第１図の回路
を構成する素子のバラツキを考慮すると次にのべ
る構な問題が生じてくる。ここで、第２図ｂ，ｃ
においてα1vin、α2vin、Vo1、Vo2は夫々次のよ
うな各式で表わせる。
力されたとすると、上記差動回路中の一方のトラ
ンジスタ８のコレクターには、入力のａとは逆相
でα1倍の信号ｂが現われ、上記差動回路中の他方
のトランジスタ９のコレクターは上記入力のａと
同相でα2倍の信号ｃが現われる。この両コレクタ
信号ｂ，ｃによつて得られる検波用OR回路から
の出力、すなわち、検波端子３での波形はｄのご
とく両波整流の形になる。このｄの波形の信号ス
ペクトラムは、信号波fsと搬送波fcに対して2fcが
現われる。そこで上記検波端子３に接続するロー
パスフイルター２１の特性を第２図ｅのように決
めればfsとfcが近づいても充分分離できる。この
様にしてAM検波は出来るが、この第１図の回路
を構成する素子のバラツキを考慮すると次にのべ
る構な問題が生じてくる。ここで、第２図ｂ，ｃ
においてα1vin、α2vin、Vo1、Vo2は夫々次のよ
うな各式で表わせる。
α1Vin＝RL1／REVin ………(1)
α2Vin＝RL2／REVin ………(2)
Vo1＝VCC−〔VB−VBE3／R1＋（LB2RB2＋VBE2）−（
IB1RB1＋VBE1）／RE〕RL1………(3) Vo2＝VCC−〔VB−VBE4／R2−（IB2RB2＋VBE2）−（
IB1RB1＋VBE1）／RE〕RL2………(4) 先ずバラツキの要因の一つとして、差動増幅器
構成の両トランジスタ８，９の負荷抵抗１５，１
６の各値がRL1≠RL2なる場合を考えてみよう。
RL1＞RL2では検波端子３の出力波形は第３図ａ
のように同逆相ごとの振幅に差ができる。この時
上記トランジスタ８，９の各直流電位Vo1、Vo2
は、Vo1≠Vo2であるが検波出力波形として複雑
になるのを避けるため簡単にVo1Vo2としてい
る。この波形を前記フイルター２１を通過させて
も搬送波成分fcは殆んど除去されておらず、第３
図ｂのようにキヤリアリーク成分として残る。単
純にRL1−RL2／RL1×100＝５％（通常使用している カーボン抵抗の相対比）として考えれば略々５％
のキヤリヤリークとなる。
IB1RB1＋VBE1）／RE〕RL1………(3) Vo2＝VCC−〔VB−VBE4／R2−（IB2RB2＋VBE2）−（
IB1RB1＋VBE1）／RE〕RL2………(4) 先ずバラツキの要因の一つとして、差動増幅器
構成の両トランジスタ８，９の負荷抵抗１５，１
６の各値がRL1≠RL2なる場合を考えてみよう。
RL1＞RL2では検波端子３の出力波形は第３図ａ
のように同逆相ごとの振幅に差ができる。この時
上記トランジスタ８，９の各直流電位Vo1、Vo2
は、Vo1≠Vo2であるが検波出力波形として複雑
になるのを避けるため簡単にVo1Vo2としてい
る。この波形を前記フイルター２１を通過させて
も搬送波成分fcは殆んど除去されておらず、第３
図ｂのようにキヤリアリーク成分として残る。単
純にRL1−RL2／RL1×100＝５％（通常使用している カーボン抵抗の相対比）として考えれば略々５％
のキヤリヤリークとなる。
次にRL1＝RL2であつても、Vo1＜Vo2になる場
合、例えばR1＞R2を考えると、検波端子３の出
力波形は第３図ｃのようになる。この場合も、
RL1＞RL2の場合と同様にフイルター２１通過後
でみると、小入力信号においては、波形が再現し
得ない部分が出てくる。これは歪となつて両波整
流回路にしたメリツトを損うものである。例えば
RL1＝RL2＝RE＝1KΩ、IE4IE3＝１ｍＡ、トラン
ジスタhFE＝100、信号入力Vinを1Vp-pと選んだ
時、R1−R2／R1×100＝５％でると仮定すると IE4−IE3／IE4×100＝５％であり、１ｍＡに対して 50μAの誤差が発生しVo1−Vo2＝50ｍＶ、出力
500ｍVp-p波形に対して50/2ｍＶ＝25ｍＶが誤差
として現われる。これも略々５％の歪成分に相当
すると考えてよい。
合、例えばR1＞R2を考えると、検波端子３の出
力波形は第３図ｃのようになる。この場合も、
RL1＞RL2の場合と同様にフイルター２１通過後
でみると、小入力信号においては、波形が再現し
得ない部分が出てくる。これは歪となつて両波整
流回路にしたメリツトを損うものである。例えば
RL1＝RL2＝RE＝1KΩ、IE4IE3＝１ｍＡ、トラン
ジスタhFE＝100、信号入力Vinを1Vp-pと選んだ
時、R1−R2／R1×100＝５％でると仮定すると IE4−IE3／IE4×100＝５％であり、１ｍＡに対して 50μAの誤差が発生しVo1−Vo2＝50ｍＶ、出力
500ｍVp-p波形に対して50/2ｍＶ＝25ｍＶが誤差
として現われる。これも略々５％の歪成分に相当
すると考えてよい。
この様に、あまり注意深く抵抗値を選定しない
場合には、５％程度の歪、キヤリアリークが発生
すると考えてよい。本発明では、これらキヤリア
リーク、歪特性に関して著しく特性改善をなした
両波整流器を提供するものである。
場合には、５％程度の歪、キヤリアリークが発生
すると考えてよい。本発明では、これらキヤリア
リーク、歪特性に関して著しく特性改善をなした
両波整流器を提供するものである。
第４図に本発明の一実施例を示し、第５図にそ
の各要部の信号波形を示す。第４図において、２
２，２３は負極性の検波を行うPNP OR回路用
トランジスタ、２４，２５は正極性の検波を行う
NPN OR回路用トランジスタ、２６，２７はレ
ベルシフトトランジスタ、２８，２９は正負検波
波形の差動加算回路のトランジスタ、３０は出力
エミツタホロワトランジスタ、３１は上記差動加
算回路のエミツタ抵抗、３２はコレクター負荷抵
抗、３３，３４，３５，３６，３７，３８，３９
は定電流源であり、上記以外は第１図と同一構成
となつている。
の各要部の信号波形を示す。第４図において、２
２，２３は負極性の検波を行うPNP OR回路用
トランジスタ、２４，２５は正極性の検波を行う
NPN OR回路用トランジスタ、２６，２７はレ
ベルシフトトランジスタ、２８，２９は正負検波
波形の差動加算回路のトランジスタ、３０は出力
エミツタホロワトランジスタ、３１は上記差動加
算回路のエミツタ抵抗、３２はコレクター負荷抵
抗、３３，３４，３５，３６，３７，３８，３９
は定電流源であり、上記以外は第１図と同一構成
となつている。
第２図ａと同様な変調された信号が入力端子１
に入力されると、２２，２３のPNP OR回路ト
ランジスタのエミツタ共通点では、負の半波のみ
が取り出され、レベルシフト・トランジスタ２６
を通過後上記差動加算回路の一方のトランジスタ
２８のベースに第５図ｃの波形として現われる。
一方、上記OR回路のNPNトランジスタ２４，２
５によつて検波された波形は同様にもうひとつの
レベルシヤフトトランジスタ２７を介して上記差
動加算回路の他方のトランジスタ２９のベースに
第５図ｂのように正の半波のみが取り出されてい
る。この時差動加算回路の出力、すなわち、トラ
ンジスタ２８のコレクターには、常にベース電位
の差の成分が合成され第５図ｄのようになる。こ
こで VC＝VCC−〔I37＋（VB13−VB14）１／RE〕RL
−VBE15 VB13＝VREF−IB2RB2−VBE8＋VBE11 VB14＝VREF−IB1RB1＋VBE9−VBE12 I37は電流源３７の電流値 第１回の回路のときと同様にバラツキについて
の考察を加えてみよう。
に入力されると、２２，２３のPNP OR回路ト
ランジスタのエミツタ共通点では、負の半波のみ
が取り出され、レベルシフト・トランジスタ２６
を通過後上記差動加算回路の一方のトランジスタ
２８のベースに第５図ｃの波形として現われる。
一方、上記OR回路のNPNトランジスタ２４，２
５によつて検波された波形は同様にもうひとつの
レベルシヤフトトランジスタ２７を介して上記差
動加算回路の他方のトランジスタ２９のベースに
第５図ｂのように正の半波のみが取り出されてい
る。この時差動加算回路の出力、すなわち、トラ
ンジスタ２８のコレクターには、常にベース電位
の差の成分が合成され第５図ｄのようになる。こ
こで VC＝VCC−〔I37＋（VB13−VB14）１／RE〕RL
−VBE15 VB13＝VREF−IB2RB2−VBE8＋VBE11 VB14＝VREF−IB1RB1＋VBE9−VBE12 I37は電流源３７の電流値 第１回の回路のときと同様にバラツキについて
の考察を加えてみよう。
先ずVB14＞VB13を考えるときは第６図ａの様に
考えられるから端子３の出力波形は第６図ｂのご
とくになる。VCOは無信号状態でVB13＝VB14の時
のトランジスタ２８のコレクター直流電位であ
る。同じ様に、VB14＜VB13の状態では第６図ｃの
波形になると考えられるから、検波端子３の出力
は第６図ｄの波形が得られる。上述の第６図ｂ，
ｄの各波形で明らかなようにキヤリア−リーク、
歪等の発生はない。又差動加算回路トランジスタ
２８，２９のベースまでの経路では、単にエミツ
タホロワと見なしてよいので信号振幅の減衰は少
なく、更にトランジスタ２４，２６をNPN、ト
ランジスタ２２，２７がPNPと、それぞれ両信
号を得る回路構成が相補接続にしてあることから
その減衰量のバラツキは殆んどなく、第３図ａの
様な現象は起らない。出力端子３におけるVC1，
VC2等のVCOからのズレは単に出力のダイナミツ
クレンジのバラツキとしてのみ問題となり、キヤ
リアリーク、歪には何の影響をも及ぼさない。更
に、トランジスタPNP、NPNを相補使用してい
ることからもVC1，VC2のズレの幅は少ない。
考えられるから端子３の出力波形は第６図ｂのご
とくになる。VCOは無信号状態でVB13＝VB14の時
のトランジスタ２８のコレクター直流電位であ
る。同じ様に、VB14＜VB13の状態では第６図ｃの
波形になると考えられるから、検波端子３の出力
は第６図ｄの波形が得られる。上述の第６図ｂ，
ｄの各波形で明らかなようにキヤリア−リーク、
歪等の発生はない。又差動加算回路トランジスタ
２８，２９のベースまでの経路では、単にエミツ
タホロワと見なしてよいので信号振幅の減衰は少
なく、更にトランジスタ２４，２６をNPN、ト
ランジスタ２２，２７がPNPと、それぞれ両信
号を得る回路構成が相補接続にしてあることから
その減衰量のバラツキは殆んどなく、第３図ａの
様な現象は起らない。出力端子３におけるVC1，
VC2等のVCOからのズレは単に出力のダイナミツ
クレンジのバラツキとしてのみ問題となり、キヤ
リアリーク、歪には何の影響をも及ぼさない。更
に、トランジスタPNP、NPNを相補使用してい
ることからもVC1，VC2のズレの幅は少ない。
この様に極性に見合つたトランジスタを組み合
わせるだけで、実質的な両波整流が構成でき、検
波の両極性を差動増幅回路によつて合成する際に
直流成分のズレを消去できる本発明の方式であれ
ば、両波整流器としてのキヤリアリーク、歪の低
減に大なる効果をもたらす。
わせるだけで、実質的な両波整流が構成でき、検
波の両極性を差動増幅回路によつて合成する際に
直流成分のズレを消去できる本発明の方式であれ
ば、両波整流器としてのキヤリアリーク、歪の低
減に大なる効果をもたらす。
第１図は従来の両波整流器の電気的回路図、第
２図、第３図は従来の両波整流器による各特性
図、第４図は本発明の一実施例である両波整流器
の電気的回路図、第５図、第６図はそれぞれ本発
明による両波整流器による特性例を示す図であ
る。 １……入力端子、２……出力端子、３……検波
端子、４，５……基準電圧端子、６……電源端
子、７……接地電位端子、２１……ローパスフイ
ルター、２２，２３，２４，２５，２６，２７，
２８，２９……トランジスタ、３３，３４，３
５，３６，３７，３８，３９……定電流源。
２図、第３図は従来の両波整流器による各特性
図、第４図は本発明の一実施例である両波整流器
の電気的回路図、第５図、第６図はそれぞれ本発
明による両波整流器による特性例を示す図であ
る。 １……入力端子、２……出力端子、３……検波
端子、４，５……基準電圧端子、６……電源端
子、７……接地電位端子、２１……ローパスフイ
ルター、２２，２３，２４，２５，２６，２７，
２８，２９……トランジスタ、３３，３４，３
５，３６，３７，３８，３９……定電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号に対して基準電圧より高い電圧波形
のみを検出する第１の検波トランジスタ対と、上
記第１の検波トランジスタと極性が反対で、前記
基準電圧より低い電圧波形のみを検出する第２の
検波トランジスタ対と、それぞれの上記検波トラ
ンジスタ対より検出された電圧波形を電流変換し
て互いが同極性になるように合成する第３のトラ
ンジスタ対とから成ることを特徴とする両波整流
器。 ２ 第１の検波トランジスタ対と第２の検波トラ
ンジスタ対とは逆極性でなり、それぞれの上記検
波トランジスタ対より検出された信号を各エミツ
タホロワトランジスタを介してのち第３のトラン
ジスタ対のおのおのの入力としたことを特徴とし
た特許請求範囲第１項に記載の両波整流器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180870A JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180870A JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5881310A JPS5881310A (ja) | 1983-05-16 |
| JPS6310604B2 true JPS6310604B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=16090783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56180870A Granted JPS5881310A (ja) | 1981-11-10 | 1981-11-10 | 両波整流器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5881310A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2575912B2 (ja) * | 1990-03-15 | 1997-01-29 | 富士通株式会社 | 信号復調回路 |
-
1981
- 1981-11-10 JP JP56180870A patent/JPS5881310A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5881310A (ja) | 1983-05-16 |
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