JPS6348464B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子
回路に関するものである。 無線伝送にはOQPSK−信号と略される所謂
“オフセツト直角デイジタル位相変調”信号のよ
うな単側波帯信号等の如きダイバーシテイの大き
い振幅兼位相変調搬送波信号が用いられる。 斯様にして変調した信号の最も重要な利点は、
振幅、位相または周波数のみを変調した信号に比
べて、振幅兼位相変調信号で等量の情報を伝送す
るのに必要な帯域幅が、振幅、位相または周波数
のみを変調した信号で伝送するのに必要な帯域幅
に比べて狭くなると云うことにある。従つて、例
えば限定帯域幅をそれぞれ有する単側波帯信号お
よび４−相変調信号のような情報信号によつて振
幅および位相が変調される搬送波信号または
OQPSK−変調信号の帯域幅は、両側波帯信号の
如き同じ情報信号によつて振幅が変調される搬送
波信号の帯域幅の1/2となり、しかもその帯域幅
は、通常“高速周波数偏移変調”−信号（FFSK）
または“最小偏移変調”−信号（MSK）と称され
ているような同じ情報信号によつて４−相変調さ
れる帯域制限のない搬送波信号よりも狭い。 現存の方式は場合によつては、非線形の有効な
電力増幅器のひずみが搬送波周波数の倍数位置の
まわりにだけ位置するので、位相または周波数変
調だけを用いている。斯かるひずみは後にフイル
タリングによつて簡単に除去することができる。
しかし、振幅変調もある場合には情報帯域そのも
のにひずみが発生する。ひずみレベルは極めて線
形な増幅器によつて低くすることができる。しか
し、これらの増幅器は高価で、しかも効率が低
い。 本発明の目的は前述した欠点を高度に除去する
も、狭帯域特性は維持し、かつ集積回路によつて
低信号レベルにて変調することが可能で、しかも
そこから極めて簡単、かつ有効な方法で高電力出
力信号を形成し得る振幅兼位相変調信号用電子回
路を提供することにある。 本発明は２つの変調信号を受信するため２個の
入力端子を有し、変調信号の制御下で同じ搬送波
周波数と、ほぼ同じ振幅値を有する２つの異なる
位相変調信号を発生する位相変調段と、位相変調
信号が供給されて、位相変調信号を加算すること
によりアセンブルして、振幅が位相変調信号の位
相差に応じて変調され、かつ位相が位相変調信号
の位相和に応じて変調された振幅兼位相変調搬送
波信号を出力する出力段とを具えて成ることを特
徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子回
路にある。 排他的位相変調信号形態の２つの補助信号を使
用すれば、各位相変調信号に対して非線形増幅器
を用いることができると云う利点がある。これは
非線形増幅によつて悪影響を受けない信号の零交
差個所に情報が位置するため、極めて高効率の増
幅度を得ることができるからである。さらに、増
幅中に発生する高次の信号を抑圧するには簡単な
低域通過フイルターが必要とされるだけであると
云う利点もある。さらにまた、デイスクリートな
値を有する補助信号を用いることができるため、
電子回路は集積化形態にて有利に実現することが
できる。 位相変調信号に対して振幅がほぼ等しいものを
使用すれば、位相変調信号だけでなく、これらの
信号を発生させるための装置並びに振幅兼位相変
調信号を形成する上記信号のアセンブリを極めて
簡単にすることができると云う利点がある。 低域通過フイルタリング動作がなければ、デイ
スクリートな値を有する補助信号を加算または減
算することによつて振幅兼位相変調信号が得られ
ることからして、非線形増幅器の使用と相俟つ
て、極めて簡単な電力出力段を作製することがで
きる。 所要に応じ、位相変調段によつて第１変調信号
x₁（ｔ）と第２変調信号x₂（ｔ）を２つの位相変調
信号Z₁（ｔ）＝acos（ω₀t＋ψ（ｔ））とZ₂（ｔ）＝
acos（ω₀t＋κ（ｔ））に変換することができ、第
１位相変調信号Z₁（ｔ）の位相ψ（ｔ）は（ｔ）＋
θarccos（ｒ（ｔ）／2a）＋m2πに等しく、かつ第２
位相変調信号Z₂（ｔ）の位相κ（ｔ）は（ｔ）−
arccos（ｒ（ｔ）／2a）＋n2π＋１−η／２πに等し く、こゝにZ₁（ｔ）とZ₂（ｔ）を互いに加えてＳ
（ｔ）を形成する際にはη＝＋１とし、Z₂（ｔ）を
Z₁（ｔ）から引いてS′（ｔ）を形成する際にはη＝
−１とし、変調信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）は座標
系におけるベクトル座標を表わし、ベクトルは信
号量ｒ（ｔ）と（ｔ）によつて極座標系にて変換
され、こゝにθ＝±１、ｍおよびｎは整数であ
り、振幅兼位相変調信号Ｓ（ｔ）およびS′（ｔ）は
それぞれｒ（ｔ）cos（ω₀t＋（ｔ））によつて表
わされる。 図面につき本発明を説明する。 第１図に示す本発明による電子回路のブロツク
線図は位相変調段１と、これに接続されて振幅兼
位相変調出力信号を発生させるための出力段２と
を具えている。 その目的のために、位相変調段の第１入力端子
３には第１変調信号x₁（ｔ）を供給すると共に、
変調段１の第２入力端子４には第２変調信号x₂
（ｔ）を供給する。変調段１では同じ搬送波周波
数を有する２つの位相変調信号Z₁（ｔ）＝acos
（ω₀t＋ψ（ｔ））(1)と、Z₂（ｔ）＝bcos（ω₀t＋κ
（ｔ））(2)とを後述する方法で変調信号によつて発
生させる。これらの位相変調信号の振幅値は本発
明による回路の利点の１つを説明するために相違
した値に選定してある。前記位相変調信号を変調
段１の出力端子５および６を介して出力段２に供
給する。この出力段は位相変調信号Z₁（ｔ）およ
びZ₂（ｔ）を加算または減算によりアセンブルす
る第１加算回路７を具えている。斯くして得られ
た加算信号Ｓ（ｔ）＝Z₁（ｔ）＋ηZ₂（ｔ）（こゝにη
＝±１）を出力端子８に供給する。この加算信号
Ｓ（ｔ）は位相変調信号と同じ搬送波周波数を有
する振幅兼位相変調信号であり、これは Ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）cos（ω₀t＋（ｔ）） (3) と表わされる。場合によつては加算または減算に
よつて得られる信号S⁽′⁾（ｔ）＝Z₁（ｔ）±Z₂（ｔ）
か
ら次式(4)および(5)が成立する。即ち、 および こゝにＳ（ｔ）＝Z₁（ｔ）＋Z₂（ｔ）の場合にはη
＝＋１であり、S′（ｔ）＝Z₁（ｔ）−Z₂（ｔ）の場合
にはη＝−１であり、かつθ＝±１は自由度であ
り、従つてこれは随意（−１）^k+1＝signr（ｔ）に
選定することができ、しかもｋおよびｌは整数で
ある。式(4)および(5)は極めて複雑である。本発明
の一手段に基いて、位相変調信号Z₁（ｔ）および
Z₂（ｔ）の振幅を互いに等しく、例えば1/2、η＝
＋１およびｒ（ｔ）〓０に選定すれば式(4)および
(5)は次式(6)および(7)のように簡単化することがで
きる。 ψ（ｔ）＝（ｔ）＋θarccos（ｒ（ｔ）／2a）＋m2π
(6) κ（ｔ）＝（ｔ）−θarccos（ｒ（ｔ）／2a）＋n2π
(7) こゝにｍおよびｎは整数である。同様な式はη
＝−１の場合にも導出することができる。下記の
記載ではこの可能性を詳細には算出しないが、こ
れはη＝＋１の場合と同じ方法で簡単に行うこと
ができる。 前述した所から明らかなように、予定した搬送
波周波数を有する振幅兼位相変調搬送波信号は、
振幅が同じで、しかも搬送波周波数が同じ２つの
位相変調搬送波信号によつて極めて簡単な電子回
路にて得ることができる。式(6)から式(7)を引け
ば、振幅兼位相変調搬送波信号の振幅変調が位相
変調信号の相対位相差（ψ（ｔ）−κ（ｔ））の関係
であることが判り、式(6)と(7)を加算すれば振幅兼
位相変調搬送波信号の位相変調が位相変調信号の
位相和（ψ（ｔ）＋κ（ｔ））の関数であることが判
る。 第２図に示す例を参照して、変調信号x₁（ｔ）
およびx₂（ｔ）による位相変調信号Z₁（ｔ）および
Z₂（ｔ）の発生の仕方を詳細に説明する。 変調信号として、信号x₁（ｔ）に対しては信号
ｒ（ｔ）を、信号x₂（ｔ）に対しては信号（ｔ）
を選定する。ここにｒ（ｔ）および（ｔ）は極座
標系におけるベクトルの座標を示す。位相変調段
１は信号変換回路１−１と位相変調回路１−２と
を具えている。入力端子３を介して変調信号ｒ
（ｔ）を信号変成回路１−１の逆コサイン発生器
９に供給して、出力信号π／２＋θarccosr（ｔ）
を形成する。arcsinr（ｔ）を発生するような発生
器は、例えば文献の“Electronic Analog and
Hybrid Computers”（G.A.KornおよびT.M.
Korn著、特に第８−29(b)）から既知であり、
arccosr（ｔ）はarcsinr（ｔ）にπ／２を加えるこ
とによりそれから導出される。発生器９の出力信
号と信号（ｔ）を第２加算回路１１と第３加算
回路１２に供給して、第２加算回路１１では和信
号、即ち ψ（ｔ）＝（ｔ）＋θarccos（ｒ（ｔ）） を求め、第３加算回路１２では差信号、即ち κ（ｔ）＝（ｔ）−θarccos（ｒ（ｔ）） を求める。信号変換回路１−１の出力信号を位相
変調回路１−２に供給する。特に、加算回路１１
および１２の出力信号はそれぞれ位相変調器１３
および１４に供給し、これらの位相変調器には位
相変調信号Z₁（ｔ）およびZ₂（ｔ）を形成するため
に搬送波発生器１５を接続する。位相変調器１３
と１４とによつて例えば直角変調器を形成するこ
とができ、この変調器は出力端子５および６から
出力信号を送出する。 これまでの説明は極座標系におけるベクトルの
ベクトル成分を成す変調信号に基いていた。変調
信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）をカルテシアン座標系
にて信号ベクトルの信号成分として表わす場合に
は、入力端子３および４と、変調器９および回路
１２の入力端子との間に座標変換回路（図示せ
ず）が必要となり、この変換回路は既知の方法い
て一方では変調信号の変調エンベロープｒ（ｔ）＝
√² ₁（）＋² ₂（）を求めて、このエンベロープ
を逆コサイン発生器９に供給し、他方では偏角
（ｔ）＝arctg（x₂（ｔ）／x₁（ｔ））を求めて、この
偏角を回路１２に供給する。 電子回路によつて発生すべき振幅兼位相変調搬
送波信号は例えば単側波帯信号である。 斯種の信号は次式(8)のように表わすことができ
る。即ち、 Re（ａ（ｔ）＋ja^（ｔ））e^j〓^0t (8) こゝにe^j〓^0tは搬送波信号を表わし、ａ（ｔ）は
ベースバンド信号であり、a^（ｔ）はベースバン
ド信号ａ（ｔ）のヒルバート変換である。信号ａ
（ｔ）とヒルバート変換a^（ｔ）との間には次式の
ような関係がある。即ち、 a^＝Ｓ／π∫^+∞ _-∞ａ（τ）／ｔ−τdτ(9) こゝに、上側波帯信号に対してはＳ＝＋１であ
り、下側波帯信号に対してはＳ＝−１であり、な
おω₀は搬送波信号の角周波数を表わす。 式(3)に示した加算信号Ｓ（ｔ）は次式のように
表わすことができる。即ち、 Re〔ｒ（ｔ）e^{j (t)}・e^j〓^0t〕 (10) 式(10)を式(8)と比較するとつぎのような結果が生
ずる。 および （ｔ）＝arctan（a^（ｔ）／ａ（ｔ）） (12) 式(11)と(12)とから、第２図に示す例の第１変調信
号x₁（ｔ）としてベースバンド信号ａ（ｔ）を入力
端子３に供給し、かつ第２変調信号x₂（ｔ）とし
てベースバンド信号ａ（ｔ）のヒルバート変換a^
（ｔ）を入力端子４に供給し、一方では入力端子
３と４との間に、他方では逆コサイン発生器９と
回路１２との間に前記座標変換回路を設けると、
端子５と６に現われる位相変調信号を出力段２で
加算することにより単側波帯加算信号が得られ
る。 文献“Single sideband principles and
circuits”（Pappenfus外１名著、1964年）の第４
−３(a)および(b)図の特に左側の部分から明らかな
ように、ベースバンド信号ａ（ｔ）のヒルバート
変換a^（ｔ）はベースバンド信号ａ（ｔ）の各周波
数成分の位相を90゜にわたつてシフトさせること
により前段にて得ることができる。 位相変調器１３および１４は、加算して得られ
る単側波帯信号のスペクトルよりも広いスペクト
ルを有する位相変調信号を発生する。バンド外に
位置する２位相−変調信号のスペクトルは互いに
厳密に除去する必要があり、このことは第２図に
示す変調段１に厳密な要求を課すことになる。 第３図は単側波帯信号をアセンブルするのに極
めて好適な変調段の列を示す。この例はx₁（ｔ）＝
ｘ（ｔ）およびx₂（ｔ）＝ｙ（ｔ）の場合のカルテシ
アン座標に示される信号に基いている。この変調
段１の信号変換回路１−１は入力端子３と４との
間に接続されて変調信号ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）か
ら信号Ｅ（ｔ）＝１／ｒ（ｔ）√１−（²（））
（こゝにｒ（ｔ）＝√²（）＋²（））をアセン
ブ
ルする関数発生器１６を具えている。前記信号を
２個の逓倍回路１７と１８とに供給する。第１変
調信号x₁（ｔ）＝ｘ（ｔ）を逓倍回路１７に供給し
て、これにて積信号θx（ｔ）Ｅ（ｔ）を形成し、
かつ第２変調信号x₂（ｔ）＝ｙ（ｔ）を第２逓倍回
路１８に供給して、これにて積信号θy（ｔ）Ｅ
（ｔ）を形成する。 変調信号ｘ（ｔ）を積信号θy（ｔ）Ｅ（ｔ）と一
緒に第４加算回路２１に供給して、この回路にて
差信号 1/2（ｘ（ｔ）−θy（ｔ）Ｅ（ｔ））＝cosψ（ｔ）（1
3） を形成する。さらに、変調信号ｙ（ｔ）を積信号
θx（ｔ）Ｅ（ｔ）と一緒に第５加算回路２２に供
給して、この加算回路にて和信号 1/2（ｙ（ｔ）＋θx（ｔ）Ｅ（ｔ））＝ginψ（ｔ）（1
4） を形成する。同様に、変調信号ｘ（ｔ）を積信号
θy（ｔ）Ｅ（ｔ）と一緒に第６加算回路２３に供
給して、和信号 1/2（ｘ（ｔ）＋θy（ｔ）Ｅ（ｔ））＝cosκ（ｔ）（1
5） を形成し、かつ変調信号ｙ（ｔ）を積信号θx（ｔ）
Ｅ（ｔ）と一緒に第７加算回路２４に供給して、
差信号 1/2（ｙ（ｔ）−θx（ｔ）Ｅ（ｔ））＝sinκ（ｔ）（1
6） を形成する。加算回路２１〜２４によつて形成さ
れた信号cosψ（ｔ）、sinψ（ｔ）、cosκ（ｔ）およ
び
sinκ（ｔ）を位相変調回路１−２の別個の位相直
角変調器２５および２６に供給する。直角変調器
２５は２個の逓倍器２７と２８とを具えており、
これらの逓倍器には各信号cosψ（ｔ）、sinψ（ｔ）
と、搬送波発生器２９によつて発生させた搬送波
信号cosω₀tおよび90゜移相回路網３０を経て得ら
れる搬送波信号とを供給して、積信号：cosψ
（ｔ）・cosω₀tとsinψ（ｔ）・sinω₀tを形成する。
こ
れらの信号を第８加算回路３１にて減算して、出
力端子５に位相変調信号Z₁（ｔ）＝1/2cos（ω₀t＋
ψ（ｔ））を得る。 同様に直角変調器２６は２個の逓倍器３２と３
３を具えており、これらにそれぞれ信号cosκ
（ｔ）、sinκ（ｔ）と、cosω₀tおよびsinω₀tとを供
給して、積信号cosκ（ｔ）・cosω₀tおよびsinκ
（ｔ）・sinω₀tを形成する。これらの積信号を第９
加算回路３４に供給し、この回路にて位相変調信
号Z₂＝1/2cos（ω₀t＋κ（ｔ））を形成し、これを
出力端子６から供給する。 ベースバンド外にある２つの位相変調信号Z₁
（ｔ）とZ₂（ｔ）のスペクトルを正確になくすため
には、式(4)と(5)のθを＋１または−１に選定し、
変調段１の枝路がどれもメモリ機能を持たないよ
うにする。このようにするにはパルス繰返し数
が、変調信号の最高周波数の少なくとも２倍高い
パルス信号発生器３５を変調段１の信号変換回路
１−１に接続する。上記信号発生器３５は特に、
逓倍回路１７と１８の第３信号入力端子に接続す
る。発生器３５によつて発生されたパルス信号の
制御下で変調量の値をパルス繰返し数のリズムで
交互に＋１および−１にする。 このことは逓倍回路１７と１８の出力信号の符
号がパルス繰返し数のリズムで変化することにな
る。これは例えば、パルス信号の制御下で逓倍器
１７および１８の信号出力回路を交互にスイツ
チ・オンおよびスイツチ・オフする反転増幅器
（図示せず）によつて行うことができる。 式（13）、（14）、（15）および（16）から明らか
なように、加算回路２１〜２４の出力信号の状態
は信号θの値が＋１と−１との間で交替するのに
応答して入れ替る。 従つて、式（13）と（15）から、θ＝＋１の場
合の加算回路２１の出力信号はθ＝−１の場合の
加算回路２３の出力信号と同じとなり、θ＝−１
の場合の加算回路２１の出力信号はθ＝＋１の場
合の加算回路２３の出力信号と同じとなる。 同様に、式（14）と（16）から、θ＝＋１の場
合の加算回路２２の出力信号はθ＝−１の場合の
加算回路２４の出力信号と同じとなり、かつθ＝
−１の場合の加算回路２２の出力信号はθ＝−１
の場合の加算回路２４の出力信号と同じとなる。 従つて、変調器２５が信号Z₁（ｔ）を発生し、
変調器２６が信号Z₂（ｔ）を発生するか、または
その逆の場合には各直角変調器２５および２６は
２つの位相変調信号Z₁（ｔ）とZ₂（ｔ）をパルス信
号発生器３５のパルス繰返し数のリズムで交互に
発生することになる。このようにして得られるダ
イナミツク変調器を用いることにより、変調器２
５および２６によつて発生される不所望なスペク
トルはその大部分が、変調段１に接続した出力段
での減算によつて互いに相殺される。 第４図はアナログ信号用電子回路に有利な電力
増幅器付きの出力段２を示す。 出力段２は２個の電力増幅器３６および３７
と、これら増幅器に接続するハイブリツド回路３
８とを具えており、このハイブリツド回路には空
中線形態の出力負荷３９と空中線インピーダンス
に相当する整合インピーダンス４０を接続する。 増幅器３６と３７では位相変調信号Z₁（ｔ）と
Z₂（ｔ）を電力増幅する。これらの信号の増幅値
は一定であるため、増幅中に得られる非線形増幅
部分（搬送波周波数の高調波）はバンド外に落ち
る。 ハイブリツド回路では増幅信号Z₁（ｔ）とZ₂
（ｔ）をアセンブルして、振幅兼位相変調信号Ｓ
（ｔ）＝ｒ（ｔ）・cos（ω₀t＋（ｔ））を形成する
。
こゝにｒ（ｔ）は第１変調信号x₁（ｔ）であり、
（ｔ）は第２変調信号x₂（ｔ）である。信号Ｓ（ｔ）
は全て空中線３９に供給する。適当に整合がとら
れると、ハイブリツド回路によつて非線形増幅部
は互いに分からなくなる。これにより２つの位相
変調信号のクロス変調を防止する。 回路１６〜２４の代りにメモリを具えている所
謂“ルツク・アツプテーブル”を用い、これらに
入力信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）の多数のデイスク
リートな値に対応する加算回路２１〜２４の出力
信号の値を形成することもできる。これらの入力
信号の値は上記多数の入力信号に関連する加算回
路２１〜２４の出力信号に対するアドレスを形成
する。メモリ回路はさらにアドレス指定回路を具
えており、これは変調信号の制御下でその変調信
号に対応し、かつ位相信号ψ（ｔ）および（ｔ）
に比例する信号を読取る。これにより設備を節約
することになる。 SSB以外に、VSBの如き他の形態の振幅兼位
相変調信号を上述した方法にて発生させることも
できる。SSBの場合に比べてVSBが多少異なる
点は、VSBに必要な２つの変調信号を発生させ
るためにベースバンドレベルにて多少異なるフイ
ルターを用いる必要があることである。 前述したように、位相変調信号形態の２つの補
助信号によつて２つの変調信号から振幅兼位相変
調信号を発生させると、電力増幅器における非線
形ひずみが位相変調信号のゼロ−クロツシング
（零交差）の位置に影響を及ぼさなくなると云う
顕著な利点が得られる。これにより任意のタイプ
の増幅器を使用することができる。 ２つの位相変調信号Z₁（ｔ）およびZ₂（ｔ）を通
常ハードリミツター回路と称されている回路に通
す場合には、上記信号から方形波信号signZ₁（ｔ）
とsignZ₂（ｔ）が得られ、本例ではこれらの方形
波信号が出力段にてアセンブルされて、次式 rcos（ω₀t＋（ｔ））＝１／２cos（ω₀t＋ψ
（ｔ））＋1/2cos（ω₀t＋κ（ｔ）） に基いて差信号 signS′（ｔ）＝sign（cos（ω₀t＋（ｔ）＋θarccos
（ｒ（ｔ））））＋sign（cos（ω₀t＋（ｔ）−θarc
cos（ｒ（ｔ））））
（17） を形成する。前式は２つの位相変調信号から位相
兼振幅変調信号を発生させるために異なる構成に
なつている。 上記信号signS（ｔ）はサブ信号が厳格に限定さ
れるために第５ａ図に示すような３レベル信号で
ある。 元の振幅兼位相変調信号は低域通過フイルター
によつてそれから再生することができ、このこと
をつぎの計算にて立証する。 sign（cos（ω₀t＋（ｔ）＋θarccosr（ｔ）））＝４
／π_k=∞ 〓 〓^k=1,3,5 …（−１）^(k-1)/2cosk（ω₀t＋（ｔ）＋θar
ccosr（ｔ））／ｋ
（18） および sign（cosω₀t＋（ｔ）−θarccosr（ｔ）））＝４／
π_k=∞ 〓 〓^k=1,3,5 …（−１）^(k-1)/2cosk（ω₀t＋（ｔ）−θar
ccosr（ｔ））／ｋ
（19） 出力段では式（19）によつて表わされる信号が
例えば式（18）によつて表わされる信号に加えら
れ、この結果つぎのようになる。 Ｓ（ｔ）＝８／π_k=∞ 〓 〓^k=1,3,5 …（−１）^(k-1)/2cos（karccosr（ｔ）／ｋcos
k（ω₀t＋（ｔ））（20） 個々の項における斯かる和信号を書き直すとつ
ぎのようになる。 Ｓ（ｔ）＝８／πｒ（ｔ）cos（ω₀t＋（ｔ））
−８／π4r³（ｔ）−3r（ｔ）／３cos3（ω₀t＋（ｔ
））＋…（21） 第５ｂ図は斯かる信号の周波数スペクトルを示
したものである。 低域通過フイルターを使用すると、Ｓ（ｔ）＝ｒ
（ｔ）cos（ω₀t＋（ｔ））となり、この信号およ
び関連する周波数スペクトルを第５ｃおよび５ｄ
図に示す。 ω₀は通常“折り返し”と称されていることが
起らないように十分高くする。 そのようにすれば、“ｄ”級増幅器を空中線リ
ードの低域通過フイルターと組合せて使用するこ
とができるため、極めて高効率を得ることができ
る。 第６図に電力増幅器付きの極めて有利な出力段
を示してある。信号Z₁（ｔ）のハードリミテイン
グ（厳格規制）によつて得られる方形波信号
signZ₁（ｔ）を切換スイツチ４２の制御端子４１
に供給し、信号Z₂（ｔ）のハードリミテイングに
よつて得られる方形波信号signZ₂（ｔ）を切換ス
イツチ４４の制御端子４３に供給する。各切換ス
イツチ４２および４４の一方の切換接点４２−１
と４４−２は電圧値が2Eボルトの電圧源の第１
端子＋Ｅに接続し、他方の切換接点４２−２と４
４−１は電圧源の第２端子−Ｅに接続する。切換
スイツチ４２と４４のスイツチングアーム４２−
３と４４−３は出力変成器４５の一次巻線４５−
１を介して相互接続する。空中線は変成器４５の
二次巻線４５−２の端子４６と４７に接続するこ
とができる。 上記出力段２の作動はつぎの通りである。 値“１”の信号が制御端子４１と４３に供給さ
れると、２個の切換スイツチ４２と４４は図示の
位置とは反対の位置となり、電流は＋Ｅから接点
４２−１、スイツチングアーム４２−３、一次巻
線４５−１、スイツチングアーム４４−３および
接点４４−１を経て−Ｅへと流れる。この電流に
よつて二次巻線４５−２に電圧が誘起され、この
電圧は端子４６と４７との間にて取り出すことが
できる。 値“０”の信号が２つの制御端子４１と４３に
供給される場合には、切換スイツチは図示の位置
にあり、電流は＋Ｅから接点４４−２、スイツチ
ングアーム４４−３、一次巻線４５−１、スイツ
チングアーム４２−３および接点４２−２を経て
−Ｅへと流れる。従つて、端子４６と４７との間
の電圧の符号は反転される。値“１”の信号が制
御端子４２または４３の何れか一方に供給され、
かつ値“０”の信号が他方の端子に供給される
か、或いはその逆の場合には、２つのスイツチン
グアーム４２−３と４４−３が端子＋Ｅか、また
は−Ｅの何れかに接続され、一次巻線には電圧が
現われない。この場合、端子４６と４７との間の
電圧は０ボルトである。 第７図は電圧線の代りに電流源を用いたデユア
ル出力段を示し、この出力段では変成器４５の一
次巻線の一端を切換スイツチ４２の接点並びに切
換スイツチ４４の接点に接続すると共に一次巻線
４５−１の他端を切換スイツチ４２および４４の
他方の接点に接続し、かつ電流源１０を切換スイ
ツチ４２および４４の両スイツチングアームの間
に接続する。この出力段は、変成器４５の一次巻
線に流れる電流が電圧源の代りに電流源１０によ
つて発生されるだけで、第６図に示した例の出力
段と同様に動作する。第６および７図に示した出
力段の切換スイツチ４２および４４は例えば
MESまたはMOSFETを用いて実現するのが有利
である。 第８図は出力段２を電流源によつて実現する他
の例を示す。変調段１によつて出力段に供給され
るハードリミテツド位相変調信号signZ₁（ｔ）お
よびZ₂（ｔ）を３個の論理ゲート回路、即ち第
1AND−ゲート回路４８と、排他的NOR−ゲー
ト回路４９と、２個の反転入力端子を有している
第2AND−ゲート５０とに供給して、これらの論
理ゲート回路によつて信号signZ₁（ｔ）・signZ₂
（ｔ）；信号signZ₁（ｔ）・₂（）＋
₁
（ｔ）・signZ₂（ｔ）および信号₁（）・
signZ₂（ｔ）を発生させる。 これらの信号を正縁でのセツト信号として３−
状態フリツプ−フロツプ回路６０に供給する。こ
のフリツプ−フロツプ回路は出力端子６０−１と
６０−２に接続される電流源６１と６２を具えて
いる。これらの電流源６１と６２は空中線６３に
接続する。論理回路４８によつて発生される出力
信号の制御下で、電流源６１と６２を３−状態フ
リツプ−フロツプ回路６０によつて上記出力信号
の正縁でスイツチ・オンさせ、ついでこれらの電
流源によつて空中線６３に値が2Iの電流を供給す
る。 論理回路４９によつて発生される出力信号の制
御下では、電流源６１と６２が３−状態フリツプ
−フロツプ回路６０により上記出力信号の正縁部
でスイツチ・オンされ、これに応答して、電流値
がＩの電流が空中線６３に供給される。最後に、
論理回路５０によつて発生される出力信号の制御
下では、２つの電流源６１と６２が３−状態フリ
ツプ−フロツプ回路６０によつて上記信号の正縁
部でスイツチ・オフされるため、空中線には電流
が流れなくなる。 空中線ケーブルそのものは低域通過特性を呈す
るため、上述した場合には第６，７および８図に
示すように、デイスクリートな低域通過フイルタ
ーは必要でない。 デイスクリートな値を呈する位相変調信号によ
つて制御する上述したような出力段２に極めて有
利な変調段１を第１０および１１図に示す。これ
らの変調段についてさらに詳細に説明するため
に、先ず第９図を参照してハードリミツテツド位
相変調信号signZ₁（ｔ）とsignZ₂（ｔ）との積と、
普通のサンプリングの場合の２つのパルス幅変調
信号P₁（ｔ）とP₂（ｔ）との積との関係について
説明する。 第１ハードリミテツド位相変調信号はsignZ₁
（ｔ）＝sign（cos（ω₀t＋（ｔ）＋θarccosr（ｔ）
））
である。例えばθを＋１に選定した場合には、上
記信号をつぎのように表わすことができる。即ち signZ₁（ｔ）＝sign（cos（ω₀t＋（ｔ）＋arcsinr（
ｔ）＋π／２））＝−sign（sin（ω₀t＋（ｔ）＋arc
sinr（ｔ）） 上記信号を第９ｄ図に示す。 第２ハードリミテツド位相変調信号は signZ₂（ｔ）＝sign（cos（ω₀t＋（ｔ）−θarccosr
（ｔ））） θ＝＋１＝sign（cos（ω₀t＋（ｔ）−arcsinr（ｔ）
−π／２））＝sign（sin（ω₀t＋（ｔ）−arcsinr（
ｔ）） であり、この信号を第９ｅ図に示す。 従つて、ハードリミテツド位相変調信号の積
は、 −sign（sin（ω₀t＋（ｔ）＋arcsinr（ｔ）））
・sign（sin（ω₀t＋（ｔ）−arcsinr（ｔ））） に等しくなる。これはつぎのように書き直すこと
ができる。即ち、 −sign（sin（ω₀t＋（ｔ）＋arcsinr（ｔ））・
sin（ω₀t＋（ｔ）−arcsinr（ｔ））） これは次式に相当する。即ち、 −sign（cos（2arcsinr（ｔ））−cos2（ω₀t＋（ｔ
）））＝sign（１−2sin²（arcsin²r（ｔ）） −１＋2sin²（ω₀t＋（ｔ））＝−sign（sin²（ω₀
t＋（ｔ））−r²（ｔ）（22） 上式（22）はつぎのように書き直すことができ
る。即ち、 sign（ｒ（ｔ）＋sin（ω₀t＋（ｔ）））・sign
（ｒ（ｔ）−sin（ω₀t＋（ｔ））） これより次式（23）が立証される。 sign（Z₁（ｔ））・sign（Z₂（ｔ））＝P₁（ｔ）・P₂（
ｔ）
（23） こゝにP₁（ｔ）＝sign（ｒ（ｔ）＋sin（ω₀t＋
（ｔ）））であり、P₂（ｔ）＝sign（ｒ（ｔ）−sin（
ω₀t
＋（ｔ）））である。式（23）から、ハードリミ
テツド位相変調信号Z₁（ｔ）およびZ₂（ｔ）の積の
零交差はパルス幅変調信号の積P₁（ｔ）・P₂（ｔ）
の零交差と同じとなる。 第９ａ図には関数sin（ω₀t＋（ｔ））（実線）
と、関数＋ｒ（ｔ）（一点鎖線）と、関数−ｒ（ｔ）
（破線）を示してある。 パルス変調信号P₁（ｔ）を表わす関数ｒ（ｔ）＋
sin（ω₀t＋（ｔ））の符号を第９ｂ図に示す。sin
（ω₀t＋（ｔ））が−ｒ（ｔ）に等しい場合の値に
よつてパルス変調信号P₁（ｔ）の転換部を形成す
る。なお、上記両関数の交点を第９ａ図に“ｂ”
にて示してある。同様に、信号＋sin（ω₀t＋
（ｔ））が信号＋ｒ（ｔ）と交差する点によつてパ
ルス変調信号P₂（ｔ）の転換部を形成する。第９
ｃ図に示す信号P₂（ｔ）はつぎのような関係を利
用する。 ｒ（ｔ）−sin（ω₀t＋（ｔ））＝−（sin（
ω₀t＋（ｔ）−ｒ（ｔ）） これらの交点を第９ａ図に“ｃ”にて示してあ
る。 既に立証したように、これらの信号の縁部はパ
ルス変調信号P₁（ｔ）およびP₂（ｔ）の縁部と一
致するが、信号signZ₁（ｔ）の立上り縁は信号P₂
（ｔ）の立上り縁と一致し、信号Z₁（ｔ）の立下り
縁は信号P₁（ｔ）の立下り縁と一致し、これを第
９ａ図では該当する交点に第２の称号“ｄ”を付
して示してある。同様に、信号signZ₂（ｔ）の立
上り縁は信号P₂（ｔ）の立下り縁と一致し、信号
Z₁（ｔ）の立下り縁は信号P₁（ｔ）の立下り縁と
一致し、これを第９ａ図では該当する交点に第２
の称号“ｅ”を付して示してある。 変調段１の第１０および１１図に示す例では上
述した特性を利用する。従つて第１０図に示す変
調段１では入力端子４に供給される変調信号によ
つて先ず位相変調器６４にて搬送波発生器６５に
より発生される搬送波信号の位相を変調する。こ
のようにして得られる信号sin（ω₀t＋（ｔ））を
入力端子３に供給される変調信号ｒ（ｔ）と一緒
に信号変換回路６６の端子６２−２と６６−１に
供給する。回路６６ではこれらの信号を第１比較
回路６７の信号入力端子６７−１と６７−２とに
供給すると共に、第２比較回路６８の信号入力端
子６８−１と６８−２にも供給する。これらの比
較回路６７と６８は、比較回路６８の信号入力６
８−２が信号反転入力であるのに対し、比較回路
６７の対応する入力６７−２が信号非反転入力で
ある点だけが相違している。比較回路６７と６８
の出力信号は２進数であるため、比較器６７は第
９ｂ図に示すパルス変調信号P₁（ｔ）を発生し、
比較回路６８は第９ｃ図に示すパルス変調信号
P₂（ｔ）を発生する。信号P₁（ｔ）は1/2分周回路
６９に、信号P₂（ｔ）は1/2分周回路７０にそれ
ぞれ供給する。1/2分周回路６９の信号出力端子
ａに現われる出力信号の値は、第９ｆ図に示すよ
うに信号P₁（ｔ）の各立上り縁で変化し、1/2分
周回路６９の出力端子ｂに現われる出力信号の値
は第９ｇ図に示すように、信号P₁（ｔ）の各立下
り縁で変化する。 同様に、1/2分周回路７０の出力端子ａにおけ
る出力信号の値は第９ｈ図に示すように信号P₂
（ｔ）の各立上り縁で変化すると共に、1/2分周回
路７０の出力端子ｂにおける信号は第９ｉ図に示
すように信号P₂（ｔ）の各立下り縁で変化する。
１／２分周回路６９の出力端子ａから供給される信
号と、1/2分周回路７０の出力端子ａから供給さ
れる信号を排他的OR回路７１に供給して、第９
ｄ図に示す信号signZ₁（ｔ）を形成し、この信号
を出力端子５から取り出す。 同様に、1/2分周回路７０の出力端子ｂからの
信号と、1/2分周回路６９の出力端子ｂからの信
号を排他的OR回路７２に供給して、これらの信
号から第９ｅ図に示す信号signZ₂（ｔ）を形成し、
この信号を出力端子６から取り出すことができ
る。 1/2分周回路の初期状態は規定されていないた
め、1/2分周回路６９と７０を具えている上記信
号変換回路６６は、出力段２での加算によつて得
られる出力信号signS（ｔ）の符号に関して不確定
性を生ずる。 これをなくすために、第１１図には第１０図に
示すような変調段１に用いる信号変換回路６６の
他の例を示してある。この回路６６でもハードリ
ミテツド位相変調信号を発生させるためにパルス
幅変調信号を用いるが、これは正の信号変化に応
答するだけの論理回路を具えている点が前例とは
相違している。 入力端子６６−１と６６−２に供給される信号
ｒ（ｔ）およびsign（ω₀t＋（ｔ））をそれぞれ別
個の比較回路７３と７４に供給する。これらの比
較回路７３と７４は信号出力端子７３−１と７４
−１以外に、信号反転出力端子７３−２と７４−
２を有している点だけが第１０図に示した比較回
路６８および６７とは相違している。 従つて、出力端子７３−１の出力信号は第９ｃ
図に示す信号P₂（ｔ）に相当し、出力端子７３−
２の出力信号は上記信号の反転信号となる。 同様に、出力端子７４−１の出力信号は第９ｂ
図に示す信号P₁（ｔ）であり、出力端子７４−２
の出力信号は上記信号の反転信号となる。 正縁部にのみ応答するセツト−リセツトフリツ
プ−フロツプ回路５１を出力端子７３−１と７４
−２との間に設ける。 変換回路６６の動作を第９ｂ〜９ｅ図を参照し
て詳細に説明する。 瞬時t₂には出力端子７３−１に出力信号９ｃの
正縁部が生じ、これがフリツプ−フロツプ回路５
１を初期状態にセツトし、信号出力ｑは端子５か
ら高信号（第９ｄ図）を送出する。瞬時t₄には出
力端子７４−１に出力信号９ｂの正縁部が生じ、
これがフリツプ−フロツプ回路５１をリセツト
し、信号出力ｑは低信号（第９ｄ図）を供給する
ように、順次各出力端子７３−１および７４−１
の出力信号の正縁部によつてフリツプ−フロツプ
回路５１はセツトされたり、リセツトされたりし
て、高信号および低信号を供給する。従つて、第
９ｄ図に示すようなハードリミテツド（厳密に限
定された）第１位相変調信号Z₁（ｔ）が出力端子
５に現われる。 出力端子７３−２と７４−２との間にはフリツ
プ−フロツプ回路５２を設ける。 フリツプ−フロツプ回路５１について述べたと
同様に、出力端子７３−２と７４−２によつて供
給される第９ｂおよび第９ｃ図に示す信号とは反
転形態の信号によつて、上記フリツプ−フロツプ
回路５２の信号出力端子ｑがハードリミテツド第
２位相変調信号Z₂（ｔ）を出力端子６に供給する
ことを立証することができる。 さらに、フリツプ−フロツプ回路５２を負縁部
にのみ応答させる場合には、上記フリツプ−フロ
ツプ回路の入力も出力端子７３−１と７４−１と
の間に接続して出力端子６に信号Z₂（ｔ）が得ら
れるようにする必要があることは明らかである。 第１２図は第１０図の位相変調器６４に好適な
例を示す。 入力端子４に供給される変調信号（ｔ）を位
相折返し回路７７に供給し、この回路により信号
（ｔ）を後述する方法にて信号sinΦ（ｔ）に変
換する。上記信号sinΦ（ｔ）を逓倍器７８に供給
して、上記信号に信号sign（cosω₀t）を乗ずる。
こゝにω₀は搬送波信号の角周波数を表わす。上
記信号signcos（ω₀t）を搬送波発生器６５の出力
端子６５−２によつて供給する。この目的のため
に、搬送波発生器の出力回路にハードリミテイン
グ回路（図示せず）を設ける。 逓倍器７８にて信号sinΦ（ｔ）の符号を搬送波
周波数のレートで信号signcos（ω₀t）によつて＋
と−との間で切換える。逓倍器７８の出力信号
sign（cosω₀t）・sinΦ（ｔ）を比較回路７９の入力
端子７９−２に供給し、比較回路の他方の入力端
子７９−１には搬送波発生器６５の出力６５−１
によつて供給される搬送波信号sinω₀tを供給す
る。これらの入力信号から上記比較回路７９はつ
ぎのような信号を発生する。即ち、 sign（sinω₀t＋sign（cosω₀t）・sinΦ（ｔ）） この信号は後に立証するように、信号sin（ω₀t
＋（ｔ））と同一である。 比較回路７９によつて発生される信号の零交差
に対しては sinω₀（ｔ）＝sign（cosω₀t）sinΦ（ｔ） が成立する。これがため、連続零交差に対しては
つぎのような関係が当てはまる。即ち、 sinω₀t＝−sinΦ（ｔ） sinω₀t＝＋sinΦ（ｔ） sinω₀t＝−sinΦ（ｔ）等 これは ω₀t＋Φ（ｔ）＝Kπ（Ｋ＝…０、１、２、３、…） であることを意味する。この関係は信号sign
（sinω₀t＋Φ（ｔ））の零交差を表わすため、比較
回路７９の出力信号はsignsin（ω₀t＋Φ（ｔ））に
相等する。この際、−π／２Φ（ｔ）＋π／２
となるように限定し、（ｔ）は制限しないもの
とするようにΦ（ｔ）を選定する場合には、信号
sin（ω₀t／Φ（ｔ））は信号sin（ω₀t＋（ｔ））と
同
一となる。従つて、位相折返し回路７７は、信号
Φ（ｔ）を限定された上述した値内のΦ（ｔ）に変
換して、最終値を有する信号を逓倍器７８に、例
えば信号（ｔ）の連続増加値で供給せしめるよ
うにする必要がある。これがため位相折返し回路
は例えば第１３図に示すような特性を有するよう
にする。 第１３図は入力信号（ｔ）の各値に関連して、
限定値−π／２と＋π／２の範囲内に出力信号Φ
（ｔ）の予定値があることを示している。基本波
としての信号sinΦ（ｔ）を含む第１３図に示す信
号（ｔ）をΦ（ｔ）に変換するのこぎり波状の特
性に関連して、搬送波信号として同様なのこぎり
波状の信号がある。これを搬送波発生器６５の出
力端子６５−１からの出力信号に対して第１２図
に図示してある。しかし、のこぎり波状信号によ
つて表わされる正弦信号の代りに普通の正弦波信
号または他の適当な信号を用いることができる。 前述した所から信号（ｔ）とΦ（ｔ）との関係
は明瞭になり、従つて、上記折返し回路は通常
“ルツク−アツプテーブル”と称されるテーブル
によつて表わすことができ、このテーブルはメモ
リを具えており、このメモリには入力信号（ｔ）
の各値に対して、出力信号Φ（ｔ）の関連する値
を記憶させ、かつこのために入力信号（ｔ）を
関連する信号Φ（ｔ）のアドレス信号として用い
ることができる。 低域通過フイルター８０を介して比較回路７９
の出力信号を端子６２−２に供給し、この端子か
ら位相変調搬送波信号sin（ω₀t＋（ｔ））を取り
出して後段の処理回路へと供給する。 第１０および１１図に示すような変調段１の例
によれば、これらは集積回路にて実現でき、しか
も例えば第６，７または８図に示す出力段２に接
続し得ると云う利点がある。 例えば、高電力単側波帯信号発生用の電子回路
は、集積化変調段１の形態で、例えばMES−ト
ランジスタ形態の切換スイツチと出力変成器とに
よつて形成される出力段２に接続する。 前述した所から明らかなように、例えば任意の
２つのデータ信号の如き任意形式の信号を変調信
号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）として選定することがで
きる。本発明による電子回路は特に、４−相法に
基いて短縮帯域幅で符号化されたデータ信号の内
の或る単一到来ビツト流を搬送波信号で変調する
のに好適であり、位相平面における位相点のｘお
よびｙ成分を変調信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）とし
て使用でき、またｘ成分およびｙ成分を位相点の
周期の1/2にわたつて偏移させることができる。
これらの最後に述べた変調信号はOQPSK信号と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電子回路の一例を示すブ
ロツク線図；第２図は第１図に示すブロツク線図
の位相変調段の一例を示すブロツク線図；第３図
は第１図に示したブロツク線図の位相変調段にダ
イナミツク変調器を適合させた位相変調段の他の
例を示すブロツク線図；第４図は第１図に示した
ブロツク線図の出力段をアナログ信号に好適とな
るように変形した出力段を示すブロツク線図；第
５ａ図は第１図に示したブロツク線図の振幅兼位
相変調出力信号を３レベル信号として表わした信
号波形図；第５ｂ図は第５ａ図に示した信号の周
波数スペクトルを示す線図；第５ｃ図は第５ａ図
に示した信号を低域通過フイルターによつて波
した後に得られる信号を示す線図；第５ｄ図は第
５ｃ図に示した信号の周波数スペクトルを示す線
図；第６図は第５ａ図に示した信号を発生させる
のに好適な電圧源による第１図に示したブロツク
線図の出力段の例を示すブロツク線図；第７図は
第６図に示した例の変形例を示すブロツク線図；
第８図は第５ａ図に示した信号を発生させるのに
好適な電圧源による第１図に示したブロツク線図
の出力段の他の例を示すブロツク線図；第９ａ〜
第９ｉ図は第１０および１１図に示す例にて発生
する多数の信号を示す信号波形図；第１０図は第
１図にブロツク線図にて示した位相変調段を厳格
な限定レベルを有する信号に適するようにした例
を示すブロツク線図；第１１図は第１０図に示し
た例の信号変換回路の他の例を示すブロツク線
図；第１２図は第１０図に示した例の位相変調器
および搬送波発生器の他の例を示すブロツク線
図；第１３図は第１０図に示した例の位相折返し
回路の特性図である。 １……位相変調段、２……出力段、７……第１
加算回路、１−１……信号変換回路、１−２……
位相変調回路、９……逆コサイン発生器、１０…
…電流源、１１……第２加算回路、１２……第３
加算回路、１３，１４……位相変調器、１６……
関数発生器、１７，１８……逓倍回路、２１……
第４加算回路、２２……第５加算回路、２３……
第６加算回路、２４……第７加算回路、２５，２
６……直角位相変調器、２７，２８……逓倍器、
２９……搬送波発生器、３１……第８加算回路、
３２，３３……逓倍器、３４……第９加算回路、
３５……パルス信号発生器、３６，３７……電力
増幅器、３８……ハイブリツド回路、３９……空
中線、４０……整合インピーダンス、４２，４４
……切換スイツチ、４５……出力変成器、４８…
…第1AND−ゲート回路、４９……排他的NOR
−ゲート回路、５０……第2AND−ゲート回路、
５１，５２……フリツプ−フロツプ回路、６０…
…フリツプ−フロツプ回路、６１，６２……電流
源、６３……空中線、６４……位相変調器、６５
……搬送波発生器、６６……信号変換回路、６７
……第１比較回路、６８……第２比較回路、６
９，７０……1/2分周回路、７１，７２……排他
的OR−回路、７３，７４……比較回路、７７…
…位相折返し回路、７８……逓倍器、７９……比
較回路、８０……低域通過フイルター。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２つの変調信号を受信するための２個の入力
   端子を有し、変調信号の制御下で同じ搬送波周波
   数と、ほぼ同じ振幅値を有する２つの異なる位相
   変調信号を発生する位相変調段と、位相変調信号
   が供給されて、位相変調信号を加算することによ
   りアセンブルして、振幅が位相変調信号の位相差
   に応じて変調され、かつ位相が位相変調信号の位
   相和に応じて変調された振幅兼位相変調搬送波信
   号を出力する出力段とを具えて成ることを特徴と
   する振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子回路。 ２ 特許請求の範囲１記載の電子回路において、
   位相変調段が、第１変調信号x₁（ｔ）と第２変調
   信号x₂（ｔ）を２つの位相変調信号Z₁（ｔ）＝acos
   （ω₀t＋ψ（ｔ））とZ₂（ｔ）＝acos（ω₀t＋κ（ｔ）
   ）
   に変換し、第１位相変調信号Z₁（ｔ）の位相ψ
   （ｔ）が（ｔ）＋θarccos（ｒ（ｔ）／2a）＋ｍ・2
   π
   に相等し、かつ第２位相変調信号Z₂（ｔ）の位相
   κ（ｔ）が（ｔ）−θarccos（ｒ（ｔ）／2a）＋ｎ・
   2π＋１−η／２πに相等し、こゝにη＝±１で、Z₁ （ｔ）とZ₂（ｔ）を加えて加算信号Ｓ（ｔ）を形成
   する際にはη＝＋１とし、Z₂（ｔ）をZ₁（ｔ）から
   引いて差信号S′（ｔ）を形成する際にはη＝−１
   とし、変調信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）が座標系に
   おけるベクトルの座標を表わし、極座標系で変換
   する際には上記ベクトルが量ｒ（ｔ）と（ｔ）に
   よつて表わされ、こゝにθ＝±１、ｍおよびｎを
   整数とし、かつ振幅兼位相変調信号Ｓ（ｔ）およ
   びS′（ｔ）がそれぞれｒ（ｔ）cos（ω₀t＋（ｔ））
   によつて表わされるように構成したことを特徴と
   する振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子回路。 ３ 特許請求の範囲２記載の電子回路において、
   位相変調段が、信号変換回路と該回路に接続され
   る位相変調回路とを具え、前記信号変成回路が変
   調信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）から位相信号ψ（ｔ）
   およびκ（ｔ）に比例する信号を発生すべく配置
   され、かつ位相変調回路が位相ψ（ｔ）およびκ
   （ｔ）に比例する信号から位相変調信号Z₁（ｔ）お
   よびZ₂（ｔ）を発生する位相変調器を具えている
   ことを特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生
   用電子回路。 ４ 特許請求の範囲３記載の電子回路において、
   信号変換回路が、変調信号から信号θarccos（ｒ
   （ｔ）／2a）を発生する逆コサイン発生器と、第
   ２および第３加算回路とを具え、これらの加算回
   路に逆コサイン発生器の出力信号および信号
   （ｔ）を供給して、第２加算回路では加算により
   位相信号ψ（ｔ）＝（ｔ）＋θarccos（ｒ（ｔ）／
   2a）をアセンブルし、第３加算回路では減算に
   より位相信号κ（ｔ）＝（ｔ）−θarccos ｒ
   （ｔ）／2aをアセンブルするように構成したこと
   を特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用電
   子回路。 ５ 特許請求の範囲２記載の電子回路において、
   位相変調段の信号変換回路が、位相変調段の入力
   端子に接続されて変調信号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）
   から信号Ｅ（ｔ）＝１／ｒ（ｔ）√１−²（）を発
   生する関数発生器と、２個の第１および第２逓倍
   回路と、第４、５、６および７加算回路とを具
   え、前記第１逓倍回路は前記位相変調段の一方の
   第１入力端子に接続し、第２逓倍回路は第２入力
   端子に接続し、かつ両逓倍回路は関数発生器にも
   接続し、前記２つの逓倍回路にはパルス信号発生
   器を接続し、該パルス信号発生器のパルス繰返し
   数を変調信号の最高信号周波数の少なくとも２倍
   高くし、前記パルス信号が、第１逓倍回路にて積
   信号θ・x₁（ｔ）・Ｅ（ｔ）を形成し、かつ第２逓
   倍回路にて積信号θ・x₂（ｔ）・Ｅ（ｔ）を形成す
   るための信号を表わし、前記第４加算回路は第１
   入力端子と第１逓倍回路とに接続して差信号1/2
   （x₁（ｔ）−θx₂（ｔ）・Ｅ（ｔ））＝cosψ（ｔ）を
   形成
   するようにし、第５加算回路は第２入力端子と第
   ２逓倍回路に接続して和信号1/2（θx₁（ｔ）・Ｅ
   （ｔ）＋x₂（ｔ））＝sinψ（ｔ）を形成するようにし
   、
   第６加算回路は第１入力端子と第２逓倍回路に接
   続して和信号1/2（x₁（ｔ）＋θx₂（ｔ）・Ｅ（ｔ）＝
   cosκ（ｔ）を形成するようにし、かつ第７加算回
   路は第２入力端子と第２逓倍回路に接続して差信
   号1/2（−θx₁（ｔ）・Ｅ（ｔ）＋x₂（ｔ））＝sinκ（
   ｔ）
   を形成するようにし、変調回路が２個の第１およ
   び第２直角変調器を具え、第１直角変調器は第４
   および第５加算回路に接続して信号1/2cos（ω₀t
   ＋ψ（ｔ））＝Z₁（ｔ）を形成するようにし、かつ第
   ２直角変調器は第６および第７加算回路に接続し
   て信号1/2cos（ω₀t＋κ（ｔ））＝Z₂（ｔ）を形成す
   るように構成したことを特徴とする振幅兼位相変
   調搬送波信号発生用電子回路。 ６ 特許請求の範囲３記載の電子回路において、
   信号変換回路がメモリを具え、該メモリに変調信
   号x₁（ｔ）およびx₂（ｔ）のサンプルをアドレス信
   号として供給するようにし、各メモリアドレスに
   は位相信号ψ（ｔ）およびκ（ｔ）に比例し、かつ
   信号x₁（ｔ）とx₂（ｔ）の各組合わせに関連する出
   力信号を記憶させ、メモリ回路が各アドレスに関
   連する出力信号をアドレス信号の制御下で読出す
   アドレス回路を具えるように構成したことを特徴
   とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子回
   路。 ７ 特許請求の範囲２記載の電子回路において、
   位相変調段が、一方の入力端子に接続され、かつ
   該入力端子に現われる変調信号で搬送波信号の位
   相を変調するために接続される搬送波発生器を有
   している位相変調器を具え、位相変調段は他に第
   １比較回路と第２比較回路とを具え、第１比較回
   路の２個の信号入力端子の内の一方の第１入力端
   子は位相変調器に接続すると共に第２入力端子は
   位相変調段の第２入力端子に接続して、位相変調
   信号と他の変調信号とから第１パルス幅変調信号
   を固有のサンプリングで発生させるようにし、信
   号入力端子と信号反転入力端子を有している第２
   比較回路の信号反転入力端子は位相変調器に接続
   すると共に第２比較回路の信号入力端子は前記位
   相変調段の他方の入力端子に接続して、位相変調
   信号と前記他方の変調信号とから第２のパルス幅
   変調信号を固有のサンプリングで発生させるよう
   にし、かつ比較回路の出力端子には論理信号変換
   回路を接続して、パルス幅変調信号から厳密に限
   定された形態で２つの位相変調信号Z₁（ｔ）およ
   びZ₂（ｔ）を発生せしめるように構成したことを
   特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用電子
   回路。 ８ 特許請求の範囲７記載の電子回路において、
   論理信号変換回路が、第１および第２比較回路の
   各出力端子に接続される1/2分周回路と、第１お
   よび第２排他的“OR”−ゲート回路とを具え、
   前記各1/2分周回路はこの回路に供給されるパル
   ス幅変調信号を1/2に分周して得られる1/2分周信
   号の一方を第１出力端子に発生すると共に1/2分
   周により得られる他方の分周信号を第２出力端子
   に発生する２つの出力端子を有しており、前記第
   １排他的“OR”−ゲート回路は第１の1/2分周回
   路の第１出力端子に接続すると共に第２の1/2分
   周回路の第１出力端子にも接続し、第２排他的
   “OR”−ゲート回路は第２の1/2分周回路の第２
   出力端子と第１の1/2分周回路の第２出力端子に
   接続して、両排他的“OR”−ゲート回路の出力
   端子を変調段の出力端子に接続するようにしたこ
   とを特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用
   電子回路。 ９ 特許請求の範囲７記載の電子回路において、
   各比較回路が信号出力端子と反転信号出力端子と
   を有し、論理信号回路が２個のフリツプ−フロツ
   プ回路を具え、これらの各フリツプ−フロツプ回
   路は或る極性の縁部にのみ応答するものとし、か
   つ２個のフリツプ−フロツプ回路の内の一方のフ
   リツプ−フロツプ回路の入力端子は２個の比較回
   路の対応する出力端子間に接続し、他方のフリツ
   プ−フロツプ回路の入力端子も２個の比較回路の
   対応する出力端子間に接続し、前記両フリツプ−
   フロツプ回路の出力端子は変調段の出力端子に接
   続するようにしたことを特徴とする振幅兼位相変
   調搬送波信号発生用電子回路。 １０ 特許請求の範囲１〜９の何れか一つに記載
   の電子回路において、出力段が増幅段に供給され
   る位相変調信号Z₁（ｔ）とZ₂（ｔ）を増幅して加算
   し、かつこれらの信号をアセンブルして振幅兼位
   相変調出力信号を形成する増幅加算回路を具えて
   いることを特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号
   発生用電子回路。 １１ 特許請求の範囲１０記載の電子回路におい
   て、増幅加算回路が位相変調信号Z₁（ｔ）とZ₂
   （ｔ）を個々増幅する２個の増幅器を具え、ハイ
   ブリツド回路を増幅器の出力端子に接続して、増
   幅器により供給される位相変調信号をアセンブル
   して振幅兼位相変調信号を形成するようにし、か
   つハイブリツド回路の出力端子は出力段の出力端
   子に接続するようにしたことを特徴とする振幅兼
   位相変調搬送波信号発生用電子回路。 １２ 特許請求の範囲１０記載の電子回路におい
   て、増幅加算回路が第１論理“AND”−ゲート回
   路と、２個の信号反転入力端子を有している第２
   論理“AND”−ゲート回路と、論理排他的
   “NOR”−ゲート回路とを具え、第1AND−ゲー
   ト回路の信号入力端子の１方と、排他的NOR−
   ゲート回路の信号入力端子の１方と、第2AND−
   ゲート回路の反転信号入力端子の１方を出力段の
   １方の入力端子に接続し、第1AND−ゲート回路
   の他方の信号入力端子と、排他的NOR−ゲート
   回路の他方の信号入力端子と、第2AND−ゲート
   回路の他方の信号反転入力端子を出力段の他方の
   入力端子に接続し、前記増幅加算回路はさらに、
   論理ゲート回路に接続される３状態トリガ回路
   と、該トリガ回路の各信号出力端子に接続される
   制御入力端子を有している２個の電流源とを具
   え、電流源の出力端子を出力段の出力端子に接続
   するようにしたことを特徴とする振幅兼位相変調
   搬送波信号発生用電子回路。 １３ 特許請求の範囲１０記載の電子回路におい
   て、増幅加算回路が変成器と、制御入力端子を有
   する２個の切換スイツチとを具え、切換スイツチ
   の制御入力端子は出力段の２個の入力端子の内の
   一方の関連する入力端子に各々接続し、２個の切
   換スイツチの内の一方の接点は電圧源の第１端子
   に接続し、切換スイツチの他方の接点は電圧源の
   前記第１端子とは異なる電圧値を有する第２端子
   に接続し、切換スイツチのスイツチングアームは
   前記変成器の一次巻線を介して相互接続し、変成
   器の二次巻線は出力段の出力端子間に接続するよ
   うにしたことを特徴とする振幅兼位相変調搬送波
   信号発生用電子回路。 １４ 特許請求の範囲１０記載の電子回路におい
   て、増幅加算回路が、変成器と、第１電流源と、
   制御入力端子を有する２個の切換スイツチとを具
   え、これら切換スイツチの各一方の接点は変成器
   の一次巻線の一端に接続すると共に、切換スイツ
   チの他方の接点は変成器の一次巻線の他端に接続
   し、前記電流源は切換スイツチのスイツチングア
   ーム間に接続し、かつ切換スイツチの制御入力端
   子は出力段の２つの入力端子の関連する入力端子
   に各々接続するようにしたことを特徴とする振幅
   兼位相変調搬送波信号発生用電子回路。 １５ 特許請求の範囲１３または１４に記載の電
   子回路において、各切換スイツチを２個のFET
   −トランジスタによつて構成するようにしたこと
   を特徴とする振幅兼位相変調搬送波信号発生用電
   子回路。 １６ 特許請求の範囲７記載の電子回路におい
   て、位相変調器が入力端子に接続されて該入力端
   子に−π／２と＋π／２の限定範囲内の値で現わ
   れる変調信号を制限する位相折返し回路を具え、
   搬送波発生器は位相が互いに90゜偏移される２個
   の搬送波信号を供給する２個の出力端子を有して
   おり、位相折返し回路に接続され、かつハード−
   リミテイング回路を介して搬送波発生器の一方の
   出力端子に接続される逓倍回路も設け、比較回路
   を逓倍回路と搬送波発生器の他方の出力端子とに
   接続し、前記比較回路の出力端子には低域通過フ
   イルターを設けるようにしたことを特徴とする振
   幅兼位相変調搬送波信号発生用電子回路。