JPH0336446B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は単側波帯信号の生成回路に関する。

（従来技術） 単側波帯信号を用いた電気通信方式は、1918年
に有線による搬送電話に応用されて以来、無装架
ケーブル、同軸ケーブルによる多重通信、無線に
よる周波数分割多重通信などにおいて広く実用化
されている他、秘密通信などにも利用されている
ことは周知のとおりであり、単側波帯信号の生成
回路としても従来から各種の形式のものが提案さ
れている。

そして、単側波帯信号を得るための一般的な手
段としては、例えば、平衡変調器を用いるなどし
て搬送波を抑圧した両側波帯信号を得た後に、そ
れの片側の側波帯信号を濾波器により選択分離し
て単側波帯信号を生成させるようにしたり、ある
いは、搬送波と信号とをそれぞれ90度移相したも
のを二つの平衡変調器に供給し、前記二つの平衡
変調器からの出力信号を加算することにより濾波
器を使用せずに単側波帯信号を生成させるように
するなどの手段が知られている（例えば、共立出
版株式会社 昭和30年５月25日発行 川上正光著
「電子回路」第136頁乃至第138頁参照）。

（発明が解決しようとする問題点） そして、前記した従来の単側波帯信号の生成手
段によつて単側波帯信号を生成させるように構成
された単側波帯信号の生成回路においては、それ
が濾波器を用いるものとして構成されている場合
には勿論のこと、それが濾波器を用いることなく
構成されているものであつても、それらの回路構
成に際しては多くのコンデンサの使用が必要とさ
れているが、回路の構成素子として多くのコンデ
ンサの使用が必要とされているということは、前
記した回路のモノリシツク集積回路化に対して大
きな支障を与えることになる。

すなわち、モノリシツク集積回路ではコンデン
サは外付けにされるから、モノリシツク集積回路
のピン数は集積回路中で使用されるコンデンサの
個数に比例して増大するが、集積回路化のために
必要とされるコストの低減という観点よりみて、
少いピン数のモノリシツク集積回路を得るために
は、モノリシツク集積回路化されるべき単側波帯
信号の生成回路が、できるだけコンデンサの個数
の少い回路構成であることが望ましいのである。

さて、前記した従来の単側波帯信号の生成回路
を、仮にモノリシツク集積回路化するとした場合
には、既述した従来の単側波帯信号の生成回路の
一例として挙げた濾波器を用いるものに比べて、
搬送波と信号とをそれぞれ90度移相したものを二
つの平衡変調器に供給し、前記二つの平衡変調器
からの出力信号を加算することにより濾波器を使
用せずに単側波帯信号を生成するようにした第３
図に示されているような従来の単側波帯信号の生
成回路の方が、使用されるコンデンサの個数が少
い点からみてモノリシツク集積回路化に対しては
有利である。

第３図に示されている単側波帯信号の生成回路
において、１は変調信号（例えば、音声信号）の
入力端子、２，１１は入力信号に90度の位相推移
を与える90度移相器、６は低域通過濾波器、７は
単側波帯信号の出力端子、８は搬送波の入力端
子、９，１０はアナログ掛算器、１２は加算器で
ある。

今、第３図に示されている単側波帯信号の生成
回路の入力端子１に変調信号sinPtが供給され、
また、搬送波の入力端子８に対して搬送波sinCt
が供給されたとすると、アナログ掛算器９では変
調信号sinPtと搬送波sinCtとの掛算が行なわれ、
また、アナログ掛算器１０では90度の移相器によ
り90度だけ移相された変調信号cosPtと搬送波
cosCtとの掛算が行なわれる。

アナログ掛算器９からの出力信号の振幅をＡと
すると、アナログ掛算器９からの出力信号は次の
(1)式で示されるものになる。

2AsinPt・sinCt＝Acos（Ｐ−Ｃ）ｔ−Acos（Ｐ＋
Ｃ）ｔ ……(1) また、アナログ掛算器１０からの出力信号の振
幅をＢとすると、アナログ掛算器１０からの出力
信号は次の(2)式で示されるものになる。

2BcosPt・cosCt ＝Bcos（Ｐ−Ｃ）ｔ＋Bcos（Ｐ＋Ｃ）ｔ ……(2) 今、前記したＡとＢとがＡ＝Ｂの関係にあつた
として、前記したアナログ掛算器９からの出力信
号とアナログ掛算器１０からの出力信号とが加算
器１２で加算されると、加算器１２からの出力信
号は次の(3)式で示されるように単側波帯信号にな
る。

｛Acos（Ｐ−Ｃ）ｔ−Acos（Ｐ＋Ｃ）ｔ｝ ＋｛Acos（Ｐ−Ｃ）ｔ＋Acos（Ｐ＋Ｃ）ｔ｝ ＝2Acos（Ｐ−Ｃ）ｔ ……(3) 第４図は前記した第３図に示されている従来の
単側波帯信号の生成回路における各部の動作波形
を示したもので、第３図の入力端子１に供給され
る変調信号sinPtガ第４図のｂに示され、また、
第３図の入力端子１に供給された変調信号sinPt
が90度移相器２によつて90度だけ移相されてアナ
ログ掛算器１０に供給される信号cosPtが第４図
のａに示されている、というように、第４図のａ
に示されている信号は第３図中のａで示されてい
る部分の信号に対応し、また、第４図のｂに示さ
れている信号は第３図中のｂで示されている部分
の信号に対応し、以下同様に、第４図のｃ〜ｈに
それぞれ示されている信号は第３図中のｃ〜ｈで
それぞれ示されている部分の信号である。なお、
第３図中の６は、加算器１２の出力信号から高調
波成分を除去する機能を有する回路、例えば低域
通過濾波器を示している。また、第４図示の動作
波形図においては、単側波帯信号の生成回路の回
路動作の理解がし易いように搬送波の波形を方形
波として示している。この点は後述されている第
２図についても同様である。

さて、これまで第３図及び第４図を参照して説
明して来た従来の単側波帯信号の生成回路は、濾
波器を使用していないので、濾波器を使用してい
る単側波帯信号の生成回路に比べれば、回路中に
使用されているコンデンサの個数は少いが、それ
でも第３図示の従来の単側波帯信号の生成回路で
は、２つの90度移相器２，１１を使用する必要が
あるために、回路中に使用されるコンデンサの個
数は単側波帯信号の生成回路のモノリシツク集積
回路化に対して支障になり、回路中に使用される
コンデンサの個数がより一層少ない単側波帯信号
の生成回路の出現が望まれた。

（問題点を解決するための手段） 本発明は入力信号に90度の位相推移を与える90
度移相手段と、前記した90度移相手段からの出力
信号を第１のアナログスイツチに供給する手段
と、前記した入力信号を位相反転する手段と、前
記した位相反転手段からの出力信号を第２のアナ
ログスイツチに供給する手段と、前記した第１の
アナログスイツチからの出力信号を被減数信号と
し、また、前記した第２のアナログスイツチから
の出力信号を減数信号として前記の両信号の減算
を行なう第１の減算回路と、前記の第１の減算回
路からの出力信号を第３のアナログスイツチと第
４のアナログスイツチとに供給する手段と、前記
した第３のアナログスイツチからの出力信号を被
減数信号とし、また、前記した第４のアナログス
イツチからの出力信号を減数信号として前記の両
信号の減算を行なう第２の減算回路と、搬送波の
周期の1/2の周期の信号を切換制御信号として前
記した第２のアナログスイツチを開閉制御する手
段と、前記した第２のアナログスイツチの開閉制
御に用いられた搬送波の周期の1/2の周期の切換
制御信号とは逆極性の切換制御信号によつて前記
した第１のアナログスイツチを開閉制御する手段
と、前記した搬送波の周期の1/2の周期の信号を
１／２に分周して搬送波を得る手段と、前記の搬送
波を切換制御信号として前記した第４のアナログ
スイツチを開閉制御する手段と、前記した搬送波
を位相反転した信号を切換制御信号として前記し
た第３のアナログスイツチを開閉制御する手段と
を含んで構成されてなる単側波帯信号の生成回路
を提供するものである。

（実施例） 以下、本発明の単側波帯信号の生成回路の具体
的な内容について詳細に説明する。第１図は本発
明の単側波帯信号の生成回路の一実施例のブロツ
ク図であつて、この第１図において１は変調信号
（例えば、音声信号）の入力端子、２は90度の移
相器、３は搬送波の周期の1/2の周期を有する信
号の入力端子、４及び５はインバータ、６は低域
通過濾波器、７は単側波帯信号の出力端子、PIA
は反転増幅器、SW１は第１のアナログスイツ
チ、SW２は第２のアナログスイツチ、SW３は
第３のアナログスイツチ、SW４は第４のアナロ
グスイツチ（アナログスイツチSW１〜SW４と
しては、例えば、電子スイツチが用いられるので
あるが、説明を簡単にするために、図面中では各
アナログスイツチSW１〜SW４を機械的なスイ
ツチのような形式のものとして示しており、ま
た、以下の説明でもその図面に従つた説明が行な
われている）、SUB１は第１の減算器、SUB２は
第２の減算器、Divは1/2分周器である。

第１図に示されている本発明の単側波帯信号の
生成回路において、入力端子１に供給された変調
信号Ｓ１｛第２図のａ｝は、90度移相器２と反転
増幅器PIAに与えられている。そして、前記した
90度移相器２からの出力信号Ｓ２｛第２図のｂ｝
は、第１のアナログスイツチSW１に与えられ、
また前記した反転増幅器PIAの出力信号Ｓ３は第
２のアナログスイツチSW２に供給されている。

前記の第２のアナログスイツチSW２は、入力
端子３に供給されている搬送波の周期の1/2の周
期を有する第２図のｅに示されているような信号
｛搬送波の周波数の２倍の周波数の信号｝Ｃ１が
切換制御信号Ｃ１として与えられることにより開
閉制御動作を行なつて、第２図のｇに示されてい
るような信号Ｓ５を出力し、それを第１の減算器
SUB１へ減数信号として供給する。

また、前記の第１のアナログスイツチSW１
は、入力端子３に供給されている搬送波の周期の
１／２の周期を有する信号｛搬送波の周波数の２倍
の周波数の信号｝Ｃ１を、インバータ４により極
性反転して得た第２図のｄに示されているような
信号Ｃ２が切換制御信号Ｃ２として与えられるこ
とによる開閉制御動作を行なつて、第２図のｆに
示されているような信号Ｓ４を出力し、それを第
１の減算器SUB１へ被減数信号として供給する。

前記した第１の減算器SUB１では、それに供
給された前記の２信号Ｓ４，Ｓ５についての減算
動作を行なつて、出力信号S6＝（S4−S5）として
第２図のｈに示されているような信号Ｓ６を出力
し、それを第３のアナログスイツチSW３と第４
のアナログスイツチSW４とに供給する。

前記の第４のアナログスイツチSW４は、入力
端子３に供給されている搬送波の周期の1/2の周
期を有する第２図のｅに示されているような信号
｛搬送波の周波数の２倍の周波数の信号｝Ｃ１を
１／２分周器Divによつて1/2に分周した第２図のｊ
に示されているような信号Cr１が切換制御信号
Cr１として与えられることによつて開閉制御動
作を行ない、第２図のｌに示されているような信
号Ｓ８を出力し、それを第２の減算器SUB２へ
減数信号として供給する。

また、前記の第３のアナログスイツチSW３
は、信号の入力端子３に供給されている搬送波の
周期の1/2の周期を有する信号｛搬送波の周波数
の２倍の周波数の信号｝Ｃ１を、、1/2分周器Div
によつて1/2に分周した第２図のｊに示されてい
るような信号Cr１をインバータ５によつて極性
反転された第２図のｉに示されているような信号
Cr１が切換制御信号Cr２として与えられること
によつて開閉制御動作を行ない、第２図のｋに示
されているような信号Ｓ７を出力し、それを第２
の減算器SUB２へ被減数信号として供給する。

前記した第２の減算器SUB２では、それに供
給された前記の２信号Ｓ７，Ｓ８についての減算
動作を行なつて、出力信号S9＝（S7−S8）として
第２図のｍに示されているような信号Ｓ９を出力
し、前記の信号Ｓ９を、高周波成分の除去機能を
有する回路（例えば、低域通過濾波器）６を介し
て出力端子７に送出すれば、出力端子７には第２
図のｎに示されているような単側波帯信号Ｓ１０
が送出される。

（効果） 以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の単側波帯信号の生成回路は入力信号
に90度の位相推移を与える90度移相手段と、前記
した90度移相手段からの出力信号を第１のアナロ
グスイツチに供給する手段と、前記した入力信号
を位相反転する手段と、前記した位相反転手段か
らの出力信号を第２のアナログスイツチに供給す
る手段と、前記した第１のアナログスイツチから
の出力信号を被減数信号とし、また、前記した第
２のアナログスイツチからの出力信号を減数信号
として前記の両信号の減算を行なう第１の減算回
路と、前記の第１の減算回路からの出力信号を第
３のアナログスイツチと第４のアナログスイツチ
とに供給する手段と、前記した第３のアナログス
イツチからの出力信号を被減数信号とし、また、
前記した第４のアナログスイツチからの出力信号
を減数信号として前記の両信号の減算を行なう第
２の減算回路と、搬送波の周期の1/2の周期の信
号を切換制御信号として前記した第２のアナログ
スイツチを開閉制御する手段と、前記した第２の
アナログスイツチの開閉制御に用いられた搬送波
の周期の1/2の周期の切換制御信号とは逆極性の
切換制御信号によつて前記した第１のアナログス
イツチを開閉制御する手段と、前記した搬送波の
周期の1/2の周期の信号を1/2に分周して搬送波を
得る手段と、前記の搬送波を切換制御信号として
前記した第４のアナログスイツチを開閉制御する
手段と、前記した搬送波を位相反転した信号を切
換制御信号として前記した第３のアナログスイツ
チを開閉制御する手段とを含んで構成されてなる
ものであるから、本発明の単側波帯信号の生成回
路では、第３図及び第４図を参照して既述した従
来の単側波帯信号の生成回路に比べて必要とされ
る90度移相回路の数を半分にすることができ、し
たがつて、同一の性能を有する単側波帯信号の生
成回路が外付けのコンデンサの数を減少した状態
で構成できるので、本発明の単側波帯信号の生成
回路はそれを少ないピン数のモノリシツク集積回
路として容易に、かつ、安価に提供することが可
能になる。また、本発明の単側波帯信号の生成回
路では、それに使用される90度移相器が１つでよ
いから、90度移相器の移相量の調整工数が削減さ
れる他、90度移相器における移相量が僅にずれて
も除去されるべき側帯波の除去が行なわれなくな
るということに対しても、単側波帯信号の生成回
路において使用されている90度移相器が１つであ
るという点は、既述した従来例の単側波帯信号の
生成回路のように複数の90度移相器が使用されて
いる場合に比べて極めて有利であつて、単側波帯
信号の生成回路の性能の向上に寄与するところが
大きく、さらに、従来構成の単側波帯信号の生成
回路に比べて回路部品の点数が少いということは
回路の安定性の向上と、単側波帯信号の生成回路
のコストの低減に役立つのである。また、本発明
の単側波帯信号の生成回路では、アナログスイツ
チ等のスイツチング回路の温度特性によつて信号
中に生じる直流ドリフト成分が、２つのアナログ
スイツチからの出力信号を減算回路で減算するこ
とによつて相殺されるようにしているから、安定
性の高い単側波帯信号を生成することができるの
であり、このように本発明の単側波帯信号の生成
回路は温度特性に関しても高性能を有する回路で
あるから、集積回路化に対して最適な単側波帯信
号の生成回路ということができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の単側波帯信号の生成回路の一
実施例のブロツク図、第２図は本発明の単側波帯
信号の生成回路の動作説明のための波形図、第３
図は従来例の単側波帯信号の生成回路のブロツク
図、第４図は従来例の単側波帯信号の生成回路の
動作説明のための波形図である。 １……変調信号（例えば、音声信号）の入力端
子、２，１１……90度の移相器、３……搬送波の
周期の1/2の周期を有する信号の入力端子、４，
５……インバータ、６……高周波成分の除去機能
を有する回路（例えば、低域通過濾波器）、７…
…単側波帯信号の出力端子、９，１０……アナロ
グ掛算器、１２……加算器、SW１〜SW４……
第１〜第４のアナログスイツチ、PIA……反転増
幅器、SUB１，SUB２……第１、第２の減算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号に90度の位相推移を与える90度移相
   手段と、前記した90度移相手段からの出力信号を
   第１のアナログスイツチに供給する手段と、前記
   した入力信号を位相反転する手段と、前記した位
   相反転手段からの出力信号を第２のアナログスイ
   ツチに供給する手段と、前記した第１のアナログ
   スイツチからの出力信号を被減数信号とし、ま
   た、前記した第２のアナログスイツチからの出力
   信号を減数信号として前記の両信号の減算を行な
   う第１の減算回路と、前記の第１の減算回路から
   の出力信号を第３のアナログスイツチと第４のア
   ナログスイツチとに供給する手段と、前記した第
   ３のアナログスイツチからの出力信号を被減数信
   号とし、また、前記した第４のアナログスイツチ
   からの出力信号を減数信号として前記の両信号の
   減算を行なう第２の減算回路と、搬送波の周期の
   １／２の周期の信号を切換制御信号として前記した
   第２のアナログスイツチを開閉制御する手段と、
   前記した第２のアナログスイツチの開閉制御に用
   いられた搬送波の周期の1/2の周期の切換制御信
   号とは逆極性の切換制御信号によつて前記した第
   １のアナログスイツチを開閉制御する手段と、前
   記した搬送波の周期の1/2の周期の信号を1/2に分
   周して搬送波を得る手段と、前記の搬送波を切換
   制御信号として前記した第４のアナログスイツチ
   を開閉制御する手段と、前記した搬送波を位相反
   転した信号を切換制御信号として前記した第３の
   アナログスイツチを開閉制御する手段とを含んで
   構成されてなる単側波帯信号の生成回路。